專利名稱：接收設(shè)備和信號接收方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種接收設(shè)備和信號接收方法，特別是可應用到諸如便攜電話系統(tǒng)之類的無線通信系統(tǒng)的接收設(shè)備和信號接收方法。
在這種類型的無線通信系統(tǒng)中，一個提供通信服務(wù)的區(qū)域部劃分成具有要求大小的一些網(wǎng)孔和在每個網(wǎng)孔中分別設(shè)置作為固定的無線站的一個基站，和作為移動無線站的便攜電話設(shè)備安排為與該便攜電話存在的網(wǎng)孔中的基站進行無線通信。雖然已經(jīng)提出了各種類型的通信系統(tǒng)，但是，一種典型的設(shè)備是稱為TDMA的時分多址系統(tǒng)。
這種TDMA系統(tǒng)是分別劃分預定頻率信道為如
圖1A和1B所示的固定時間寬度F0、F1、…的幀和進一步劃分幀為固定時間寬度TS0到TS1的時隙，和當利用一個公共頻率信道將時隙TS0分配給他的自己的站時，用戶發(fā)送傳輸信號這種系統(tǒng)使得實現(xiàn)多路通信(即復用通信)成為可能，各個用戶共享一個公共頻率和頻率可以有效地利用。在下文中分配傳輸?shù)臅r隙TS0稱為時隙TX，和將由一個發(fā)送時隙TX發(fā)送的數(shù)據(jù)塊稱為時隙。
下面將參照圖2A、2B、3A和3B描述利用TDMA系統(tǒng)發(fā)送和接收數(shù)字信號的無線通信系統(tǒng)的發(fā)送設(shè)備和接收設(shè)備。關(guān)于此，表示在圖2A、2B、3A和3B中的發(fā)送設(shè)備和接收設(shè)備設(shè)置在便攜電話系統(tǒng)的便攜電話設(shè)備和基站中，和用于從便攜電話設(shè)備到基站或者從基站到便攜電話設(shè)備的通信。
如圖2A所示，發(fā)送設(shè)備1粗略地由卷積編碼電路2、交錯緩沖器3、成時隙處理電路4、差分正交相移鍵控(DQOSK)調(diào)制電路5、發(fā)送電路6和天線7組成，首先，發(fā)送的傳輸數(shù)據(jù)S1輸入到卷積編碼電路2。
卷積編碼電路2包括固定級數(shù)的寄存器和異或電路，和該編碼電路對輸入的發(fā)送數(shù)據(jù)S1施加卷積編碼和輸出產(chǎn)生的發(fā)送碼元S2到交錯緩沖器3。交錯緩沖器3在其存儲區(qū)中順序地存諸發(fā)送碼元S2，和當發(fā)送碼元S2存儲在所述整個存儲區(qū)(即，所要求的發(fā)送碼元S2的量進行存儲)時，該交錯緩沖器按隨機的次序改變傳輸碼元S2的次序(在下文中這種改變次序稱為交錯)和輸出產(chǎn)生的發(fā)送碼元S3到成時隙處理電路4。關(guān)于此，交錯緩沖器3具有多個時隙的存儲容量，使得對多個時隙的發(fā)送碼元可以在大量的傳輸時隙TX范圍中進行擴展。
成時隙處理電路4劃分所述發(fā)送碼元S3為各時隙中，以便分配發(fā)送碼元S3到各發(fā)送時隙TX中和順序地每個時隙地輸出分時隙的傳輸碼元S4到DQOSK調(diào)制電路5。DQOSK調(diào)制電路5通過對每時隙饋送的發(fā)送信號S4施加DQOSK調(diào)制處理，形成由相位值表示的碼元信息的發(fā)送碼元S5和輸出這個信號到發(fā)送電路6。
發(fā)送電路6在對每個時隙饋送的發(fā)送碼元S5施加濾波處理后，變換所述發(fā)送信號S5為模擬信號，和通過施加頻率變換為模擬發(fā)送信號，形成具有固定頻率信道的發(fā)送信號，和在放大這個信號到固定功率后，經(jīng)由天線7發(fā)送這個信號。因此，劃分為各個時隙的發(fā)送信號S6從發(fā)送設(shè)備1與發(fā)送時隙TX同步地進行發(fā)送。關(guān)于此，為了參考的目的，上述發(fā)送設(shè)備1的每個電路進行的信號處理的簡化草圖表示在圖2B。
另一方面，如圖3A所示，接收設(shè)備10粗略地由天線11、接收電路12、DQOSK調(diào)解電路13、時隙連接處理電路14、去交錯緩沖器15和維特比解碼電路16組成，和通過天線11接收從發(fā)送設(shè)備1發(fā)送的發(fā)送信號S6和作為接收信號S11輸入這個信號到接收電路12。接收電路12在放大該接收輸入信號S11后，通過對所述接收信號S11施加頻率變換提取出基帶信號和通過對這個基帶信號施加濾波處理后，通過變換基帶信號為數(shù)字信號，提取出DQOSK調(diào)制的接收信號S12，和輸出這個信號到DQOSK解調(diào)電路13。
DQOSK解調(diào)電路13通過對接收信號S12施加DQOSK解調(diào)處理提取出碼元信息和作為接收的碼元S13輸出這個信息到時隙連接處理電路14。關(guān)于此，這個接收碼元S13的值不是諸如“0”或“1”之類的二進制信號，而是多電平信號，因為在傳輸路徑時已經(jīng)疊加上噪聲分量。時隙連接處理電路14是在一幀一幀的基礎(chǔ)上連接分段得到的接收信號S13使之變?yōu)檫B續(xù)信號的電路，和當接收碼元S13存儲后面級的去交錯緩沖器15的存儲器容量時，連接所述接收碼元S13和輸出連接的接收碼元S14到去交錯緩沖器15。
去交錯緩沖器15具有用于多時隙的存儲容量，和在順序存儲饋送到內(nèi)部存儲區(qū)的接收碼元S14后，利用與在發(fā)送設(shè)備1的交錯緩沖器3進行的過程相反的過程變換所述接收碼元S14次序，使之恢復接收碼元S14到原來的順序和輸出恢復的接收碼元S15到維特比解碼電路16(在下文中恢復到以來的次序的過程稱為去交錯)。維特比解碼電路16包括一個軟判定維特比解碼電路和根據(jù)接收碼元S15考慮到卷積碼的格子，通過估算最大似然率條件可以從所有改變條件中取出數(shù)據(jù)(即，最大似然率序列估算)，表示發(fā)送數(shù)據(jù)的接收數(shù)據(jù)S16恢復和輸出。關(guān)于此，圖3B表示上面解釋的接收設(shè)備10的每個電路進行的信號處理的簡圖。
但是，在接收設(shè)備10中，通過維特比解碼電路16進行最大似然率序列估算，恢復接收的數(shù)據(jù)S16。然而，為了以高精度恢復接收的數(shù)據(jù)，進一步改善最大似然率序列估算的效率是人們期望的。
在下面的段落中這一點將要更具體地描述。如上所述從DQOSK解調(diào)電路13饋送的接收碼元S13是多電平信號。這個多電平信號的值粗略地表示接收碼元的可靠性。維特比解碼電路解碼這樣的多電平信號一般叫做軟判定維特比解碼電路，一般地，當附加每個碼元的可靠性時，該電路通過進行最大似然率序列估算恢復數(shù)據(jù)。另一方面，進行解碼具有“-1”或“+1”值的二進制值信號的維特比解碼電路一般叫做硬判定維特比解碼電路。當對這種硬判定維特比解碼電路與軟判定維特比解碼電路進行比較時，一般來說，所述軟判定維特比解碼電路比硬判定維特比解碼電路可以進行較高的精度最大似然率序列估算。原因是在軟判定維特比解碼電路的情況下，因為反映可靠性的多電平信號已經(jīng)輸入，可以進行反映可靠性的估算。因此，為了增加最大似然率序列估算的精度，認為如果碼元的可靠性已反映到輸入到維特比解碼電路的信號中將是比較好的。
但是，在TDMA系統(tǒng)的情況下，接收碼元是在分別劃分成各個時隙后發(fā)送的，和具有通信質(zhì)量逐時隙變化的可能性。因此，在這種情況下，認為如果表示時隙的通信質(zhì)量可靠性的值反映到通過該時隙發(fā)送的所述碼元值中，則維特比解碼電路的最大似然率序列估算可以以較高的精度進行。特別是，當交錯是在多時隙進行時，如果不反映可靠性，由于可靠性是隨時隙變化的，所以可能進行錯誤的估算。
鑒于上面所述，本發(fā)明的目的是通過進行高精度最大似然率序列估算提供能夠更精確地解碼發(fā)送的數(shù)據(jù)的接收設(shè)備和信號接收方法。
通過提供接收包含一組預定信息單元信號的接收方法，本發(fā)明的上述目的和其它目的已經(jīng)實現(xiàn)。該接收方法包括接收信號；對每個預定信息單元計算表示接收信號的可靠性的加權(quán)系數(shù)；由加權(quán)系數(shù)加權(quán)接收信號；和解碼加權(quán)的信號的步驟。
另外，按照本發(fā)明，用于接收包含一組預定信息單元的信號的接收設(shè)備包括接收信號的接收裝置；用于對每個預定信息單元計算表示從接收裝置輸出信號的可靠性的加權(quán)系數(shù)的加權(quán)系數(shù)計算裝置；利用加權(quán)系數(shù)加權(quán)從接收裝置輸出的信號的加權(quán)裝置；和用于解碼從加權(quán)裝置輸出的信號的解碼裝置。
當結(jié)合附圖閱讀本說明書時，從下面的詳細描述中本發(fā)明的特性、原理和用途將會變得更清楚了，在各附圖中，相同的部分是由相同的標號或字符表示的。
在各個附圖中圖1A和1B是解釋TDMA系統(tǒng)的原理示意圖；圖2A和2B是表示常規(guī)無線通信系統(tǒng)的發(fā)送設(shè)備的方框圖；圖3A和3B是表示常規(guī)無線通信系統(tǒng)的接收設(shè)備的方框圖；圖4是按照本發(fā)明的一個實施例的無線通信系統(tǒng)的發(fā)送設(shè)備的方框圖；圖5是表示該無線通信系統(tǒng)的接收設(shè)備的方框圖；圖6是表示該發(fā)送設(shè)備的隨機相移電路的方框圖；圖7是表示該接收設(shè)備的隨機反相移電路的方框圖；圖8是表示接收設(shè)備的解調(diào)電路的方框圖；圖9是表示該解調(diào)電路的計算單元的方框圖；圖10是表示該計算電路的調(diào)整電路的方框圖；圖11是解釋時隙的可靠性反映的情況和時隙的可靠性未反映的情況之間進行比較的誤碼率特性曲線圖；圖12是解釋計算的信噪功率比S／N和測量的信噪功率比S／N之間進行比較的特性曲線圖；圖13是表示按照第二實施例的解調(diào)電路的方框圖；圖14是表示按照第三實施例的解調(diào)電路的方框圖；圖15是表示按照第三實施例的解調(diào)電路的計算單元的方框圖；圖16是表示按照第四實施例的解調(diào)電路的方框圖；圖14是解釋當接收碼元π／4相移時變換到復數(shù)平面的正上象限的接收碼元的相位的簡單線性圖；圖18是解釋當受到干擾波影響時的相位示意圖；圖19是表示按照第四實施例的解調(diào)電路的計算單元的方框圖；圖20是表示按照第五實施例的解調(diào)電路的方框圖；圖21是表示按照第六實施例的解調(diào)電路的方框圖；圖22是表示獲得信號／干擾噪聲功率比S／(I+N)的表的圖；圖23是表示按照第七實施例的解調(diào)電路的方框圖；圖24是解釋當相移到復數(shù)平面的I軸時接收碼元的示意圖；圖25是解釋當接收干擾波的情況下的示意圖；圖26是表示偏離值比RQ／I和信號／干擾波比S／I之間關(guān)系的特性曲線圖；圖27是表示照第八實施例的解調(diào)電路的方框圖；圖28是說明通過計算獲得的信號／噪聲功率比S／N的特性曲線圖；圖29是表示按照另外的實施例的計算單元的構(gòu)成的方框圖；圖30是表示按照另外的實施例構(gòu)成的解調(diào)電路的方框圖；圖31是表示按照另外的實施例的無線通信系統(tǒng)的發(fā)送設(shè)備的方框圖；和圖32是表示按照另外的實施例的無線通信系統(tǒng)的接收設(shè)備的方框圖。
本發(fā)明的各優(yōu)選實施例將參照各附圖進行描述(1)第一實施例首先，將參照圖4和5描述本發(fā)明應用的無線通信系統(tǒng)的一般結(jié)構(gòu)。在圖4中，與圖2A和2B對應的各個部件以相同的標號予以表示，20一般表示諸如便攜電話系統(tǒng)之類的無線通信系統(tǒng)的發(fā)送設(shè)備，和該設(shè)備具有幾乎與表示在圖2A和2B中的發(fā)送設(shè)備相同的結(jié)構(gòu)，除了增加隨機相移電路外。在這個發(fā)送設(shè)備20中，從成時隙電路4輸出的發(fā)送碼元饋送到DQPSK調(diào)制電路5。DQPSK調(diào)制電路5是通過發(fā)送碼元S4施加DQPSK調(diào)制處理形成其碼元信息是以相位值表示發(fā)送信號的電路。在這個實施例的情況下，產(chǎn)生π／4相移的DQPSK調(diào)制處理(即，通過從以前的碼元相移變化π／4，最大相移變化控制為±3π／4)。由這種處理形成的發(fā)送信號S5饋送到隨機相移電路21。
隨機相移電路21通過連續(xù)利用每碼元隨機產(chǎn)生的相位數(shù)據(jù)乘輸入發(fā)送信號S5，對發(fā)送信號S5施加隨機相移。在這種情況下，如圖6所示隨機相移電路21是由隨機相移數(shù)據(jù)產(chǎn)生電路21A和乘法器21B組成的。隨機相移數(shù)據(jù)產(chǎn)生電路21A具有一個初始相位值，該值是由通信信道(例如，在便攜電話系統(tǒng)中，由基站)事先變化的，和在一個預定規(guī)則的基礎(chǔ)上從所述初始相位值順序地產(chǎn)生隨機相位值和輸出表示該相位值的相位數(shù)據(jù)S22到乘法器21B。關(guān)于此，這個相位數(shù)據(jù)S22是具有幅度為“1”的隨機相位值的復數(shù)。乘法器21B通過連續(xù)利用每碼元的相位數(shù)據(jù)S22的復數(shù)乘輸入的發(fā)送信號S5的復數(shù)對發(fā)送信號S5進行隨機相移。因此，利用隨機相移產(chǎn)生的發(fā)送信號S20發(fā)送到發(fā)送電路6。
通信的接收側(cè)安排得具有與上述初始相位值相同的初始相位值，和按照相同的程序產(chǎn)生與發(fā)送側(cè)相同的相位數(shù)據(jù)。如果接收信號這個相位數(shù)據(jù)劃分進行恢復處理，則附加隨機相移前的信號可以恢復。關(guān)于此，如果不是通信的另一方的某方接收了附加這個隨機相移的發(fā)送信號，則他不能恢復原來的信號，因為他不具有相同的初始相位值。因此，如果通信將由每個通信信道利用不同初始相位值進行，即使在每個通信相互變?yōu)楦蓴_波的情況，非通信方的信號，即干擾波，這些下擾波的相位仍然處于隨機狀態(tài)和這些干擾波可以看上去變?yōu)榘朐肼暋?br>
另外按照這個實施例，發(fā)送電路6在進行濾波處理為發(fā)送信號S20后，變換所述發(fā)送信號S20為模擬信號和通過變換頻率為模擬發(fā)送信號，形成具有固定頻率信道的發(fā)送信號S21和在放大這個信號到預定功率后，通過天線7發(fā)送這個信號。
然后，在圖5中與圖3A和3B中的相應部件以相同標號給出，標號30一般表示按照本發(fā)明的無線通信系統(tǒng)的接收設(shè)備，和除了具有接收電路31、隨機反相移電路32和解調(diào)電路33外，該設(shè)備具有與表示在圖3A和3B中的接收設(shè)備幾乎相同的結(jié)構(gòu)。首先，天線11接收從發(fā)送設(shè)備20發(fā)送的發(fā)送信號S21和作為接收信號S25輸入這個信號到接收電路31。接收電路31在放大饋送的該接收信號S25到預定電平后，通過對所述接收信號施加頻率變換提取出基帶信號，和在對這個基帶信號施加濾波處理后提取出通過數(shù)字化所述基帶信號附加相移的接收信號S26，和輸出這個信號到隨機反相移電路32。關(guān)于此，在輸出接收信號S26的情況下，這個接收電路31的模-數(shù)變換電路在放大該接收信號使得每個時隙的功率變?yōu)楹愣ㄖ?，輸出這個信號。按照這種無線通信系統(tǒng)，因為信號是按逐時隙發(fā)送的，存在著在傳輸路由上接收的衰落的每個時隙的變化可能性，因此有可能信號功率每個時隙是變化的。
對于輸入接收信號S26，隨機反相移電路32通過連續(xù)對表示與發(fā)送側(cè)相同相位值的相位數(shù)據(jù)施加除法處理，恢復規(guī)定的所述接收信號S26的隨機相移為原來的相移。實際上，如圖7所示，隨機反相移電路32是由隨機相位數(shù)據(jù)產(chǎn)生電路32A和乘法器32B構(gòu)成的。隨機相位數(shù)據(jù)產(chǎn)生電路32A具有與發(fā)送側(cè)相同的初始相位值，和根據(jù)與發(fā)送側(cè)相同的固定規(guī)則從所述初始相位值產(chǎn)生與發(fā)送側(cè)相同的相位值，和輸出表示與乘法器32B的相位值具有共扼關(guān)系的相位值的相位數(shù)據(jù)S33(在圖中“*”表示共扼關(guān)系)。關(guān)于此，這個相位數(shù)據(jù)S33是具有與在發(fā)送側(cè)產(chǎn)生的相位值共扼的相位值的幅度為“1”的復數(shù)。乘法器32B通過由每碼元的相位數(shù)據(jù)S33的復數(shù)乘以輸入的接收信號S26的復數(shù)，抵消附加到所述接收信號S26上的相位變化和恢復到原來的相位條件。因此，如果利用具有與發(fā)送側(cè)的相位數(shù)據(jù)共扼關(guān)系的相位數(shù)據(jù)S33，則利用乘法器32B代替除法器可以執(zhí)行反相移。
由隨機反相移電路32恢復到原來的相位的接收信號S27饋送到接著的解調(diào)電路33。解調(diào)電路33是由DQPSK調(diào)解電路34和加權(quán)電路35組成的，和分別輸入接收信號S27到DQPSK解調(diào)電路34和加權(quán)電路35。DQPSK解調(diào)電路34通過對接收信號S27施加DQPSK解調(diào)處理提取碼元信息和作為接收碼元S28輸出這個信號到加權(quán)電路35。加權(quán)電路35計算時隙的可靠性，通過該可靠性所述接收信號S27已經(jīng)根據(jù)接收信號S每時隙發(fā)送，和計算對應于該可靠性的加權(quán)系數(shù)。然后，加權(quán)多路35以加權(quán)系數(shù)乘以接收碼元S28，反映該時隙的可靠性的到所述接收碼元S28的信號電平上，和輸出產(chǎn)生的接收碼元S29到時隙連接處理電路14。
時隙連接處理電路14是連接接收碼元S29的電路，使得分段獲得的接收碼元S29變?yōu)檫B續(xù)信號，和當該接收碼元S29存儲在最后級的去交錯緩沖器15的存儲容量時，連接所述接收碼元S29和輸出這個連接的碼元S30到去交錯緩沖器15。去交錯緩沖器15具有用于多時隙的存儲容量，和在連續(xù)存儲饋送到內(nèi)部存儲區(qū)的接收碼元S30后，利用與發(fā)送設(shè)備20的交錯緩沖器3進行的改變次序相反的過程改變所述接收碼元S30的次序和恢復原來的次序，和輸出產(chǎn)生的接收碼元S31到維特比解碼電路16。
維特比解碼電路16是由軟判定維特比解碼電路組成的和通過對輸入的接收碼元S31進行最大似然率序列估算，恢復表示發(fā)送的數(shù)據(jù)的接收數(shù)據(jù)S32。這種情況下，在前級的加權(quán)電路35中，接收碼元S28計算和接收碼元S28發(fā)送的時隙的可靠性乘以表示該時隙的可靠性的加權(quán)系數(shù)。因此，將要饋送到維特比解碼電路16的接收碼元S31的信號電平變?yōu)閷谠摃r隙的可靠性的程度，和即使在通信質(zhì)量隨時隙改變的情況中，通過可靠性通信質(zhì)量反映到信號電平中。因此，如果這樣的接收碼元S31可能輸入到維特比解碼電路16，則維特比解碼電路16當附加了每時隙的可靠性的情況下，進行最大似然率序列估算，因此最大似然率序列估算可以以較高的精度進行和接收數(shù)據(jù)可以以進一步改善精度的發(fā)送恢復。
下面，將參照圖8更具體地描述解調(diào)電路33的結(jié)構(gòu)。如圖8所示，在解調(diào)電路33中，從隨機反相移電路32饋送的構(gòu)成復數(shù)信號的接收信號S27饋送到由乘法器40和延遲電路41組成的DQPSK解碼電路。乘法器40接收從延遲電路41發(fā)送的延遲一個碼元的接收信號S35，和通過利用一個碼元以前的接收信號S35的的共扼值乘以輸入的接收信號S27，從所述接收信號S27中提取接收碼元S28。通過這種相乘處理提取出來的接收碼元S28是DQPSK調(diào)制的碼元信息。這個接收碼元S28饋送到接著的先進-先出緩沖器(下文稱為FIFO緩沖器)42和連續(xù)進行存儲。FIFO緩沖器42保持接收碼元S28，直至該碼元累加一個時隙和當該碼元累加一個時隙時，F(xiàn)IFO緩沖器42輸出所述接收碼元S28到接著的乘法器43。
而且，通過乘法器40取出的接收碼元S28還饋送到由加權(quán)系數(shù)計算單元52組成的暫時判定電路44。這個暫時判定電路44暫時地判定接收碼元S28的相位狀態(tài)，這時相位狀態(tài)是DQPSK的4相狀態(tài)和輸出具有表示暫時判定的相位狀態(tài)是“1”的幅度的復數(shù)信號到乘法器45。從延遲電路41發(fā)送的延遲一個碼元的接收信號S35饋送到乘法器45，和所述乘法器45利用延遲一個碼元的的接收信號S35乘以來自暫時判定電路44的復數(shù)信號S36，構(gòu)成根據(jù)暫時判定結(jié)果的DQPSK調(diào)制信號，即接收信號S27的再生信號。在下文中，這個信號稱為相對于原來接收信號S27的復制信號S37。
由乘法器45構(gòu)成的復制接收信號S37饋送到減法器46。在減法器46中，原來的接收信號S27也輸入，和減法器46從原來的接收信號S27中減去復制接收信號S37和輸出表示相減結(jié)果的信號分S38到第一平方律電路47。在這種情況下，如果暫時判定電路44的判定結(jié)果是正確的，當進行試探性判定時，這個信號分量S38變?yōu)榇藭r包含在接收信號S27中的兩個噪聲分量的信號和包含在前面接收信號的一個碼元中的噪聲分量進行組合。
第一平方律電路47通過平方每個碼元的噪聲分量的幅度，獲得每個碼元的噪聲分量的功率和輸出這個噪聲功率S39到加法器48。第一加法器48相加從第一平方律電路47輸出的每個碼元的噪聲功率S39，獲得加上構(gòu)成一個時隙的所有碼元的噪聲功率的一個時隙的噪聲功率S40和輸出這個功率到計算器49。
而且，從隨機反相移電路32饋送的接收信號S27還饋送到第二平方律電路50。第二平方律電路50通過平方接收信號S27的幅度獲得接收信號S27的每個碼元的功率和輸出這個信號功率S41到第二加法器51。該第二加法器51通過將從第二平方律電路50輸出的每個碼元的信號功率S41相加，計算加上組成一個時隙的所有碼元的信號功率的一個時隙的信號功率S42，和輸出這個功率到計算器49。關(guān)于此，這個信號功率S42表示接收信號S27的信號功率和這個功率是實際信號分量功率和噪聲分量功率進行組合的信號功率。
計算器49根據(jù)輸入的接收信號S27的噪聲功率S40和信號功率S42計算表示時隙可靠性的加權(quán)系數(shù)S43后，輸出這個信號到乘法器43。乘法器43利用加權(quán)系數(shù)S43乘以將從FIFO緩沖器42輸出的接收碼元S28，反映時隙的可靠性到接收碼元S28的幅度中。因此，可以形成反映時隙可靠性的接收碼元S29。
此時，計算單元49的結(jié)構(gòu)表示在圖9。計算單元49包括加權(quán)系數(shù)計算表49A和調(diào)整電路49B。加權(quán)系數(shù)計算表49A是由存儲了加權(quán)系數(shù)表和規(guī)定了預定參數(shù)的存儲器構(gòu)成的，對應于所述參數(shù)的加權(quán)系數(shù)可以讀出。這個加權(quán)系數(shù)是表示時隙可靠性，即通信質(zhì)量的系數(shù)和表示信號與噪聲的功率比的系數(shù)。調(diào)整電路49B根據(jù)輸入的噪聲功率S40和信號功率S42計算讀出的加權(quán)系數(shù)的參數(shù)SP，和在加權(quán)系數(shù)計算表49A中通過規(guī)定所述參數(shù)SP，讀出對應于參數(shù)SP的加權(quán)系數(shù)和輸出這個系數(shù)作為加權(quán)系數(shù)S43。
這里，在下面的段落中將描述調(diào)整電路49B的結(jié)構(gòu)。如圖10所示，例如調(diào)整電路49B是由1／2電路49BA、除法電路49BB和計算電路49BC組成的。首先，如上所述，因為噪聲功率S40是兩個碼元的噪聲功率S39的和，噪聲功率是實際噪聲功率的兩倍那么大。因此，噪聲功率S40饋送到1／2電路49BA和將所述噪聲功率S40分成兩半，獲得實際的噪聲功率。這個噪聲功率饋送到除法電路49BB和在這里進行除法處理。除法器49BB利用信號功率S42除以輸入的噪聲功率，獲得噪聲“N”對信號功率“S”的比。在這種情況下，因為信號功率S42含有噪聲分量，這里可獲得的信號噪聲比是N／(S+N)。關(guān)于此，如果當計算噪聲功率S40時所用的碼元數(shù)和當計算信號功率S42時所用的碼元數(shù)不同，則噪聲功率S40可以碼元數(shù)歸一化和在利用碼元數(shù)歸一化信號功率S42后，可以獲得噪聲對信號功率N／(S+N)比。
在這種情況下，在加權(quán)系數(shù)計算表49A中存儲一個表示噪聲對信號功率N／(S+N)比相對于信號對噪聲功率S／N比(這個值是根據(jù)實際值進行估算的值)的表，和計算電路49BC假設(shè)將從除法器49BB饋送的噪聲對信號功率N／(S+N)比為參數(shù)SP，從加權(quán)系數(shù)計算表49A中讀出對應的信號對噪聲功率S／N比和輸出這個系數(shù)作為加權(quán)系數(shù)S43。關(guān)于此，如果暫時判定電路44進行差錯暫時判定，則噪聲功率S40的值低于實際噪聲功率，因此，對于可能存儲在加權(quán)系數(shù)計算表49A中的部分，噪聲對信號功率N／(S+N)比和信號對噪聲功率S／N比的表進行校正。
按照上述結(jié)構(gòu)，在接收設(shè)備30的情況下，解調(diào)電路33執(zhí)行接收碼元S28的暫時判定，根據(jù)暫時判定結(jié)果S36和前面接收的一個碼元信號S27復制接收信號S27，構(gòu)成復制接收信號S37的復制品。和通過提取這個接收信號S37的復制品與原來接收信號S27之間的差，獲得每個碼元的噪聲分量S38和根據(jù)這個獲得每個時隙的噪聲功率S40。另外，在此同時，獲得原來接收信號S27的一個時隙的信號功率S42。根據(jù)這個獲得的噪聲功率S40和信號功率S42，獲得該時隙的表示信號對噪聲功率S／N比的加權(quán)系數(shù)S43和該系數(shù)與接收碼元S28相乘。通過每個時隙進行這種操作，該時隙的信號對噪聲功率S／N比反映到接收碼元S28的幅度中，因此，形成反映時隙可靠性的接收碼元S29。如果這種反映時隙可靠性的接收碼元S29經(jīng)由時隙連接處理電路14和最后級的去交錯緩沖器15輸入到維特比解碼電路16中，則所述維特比解碼電路16可以在附加了每個時隙的可靠性的情況下進行最大似然率序列估算，和接收的數(shù)據(jù)可以以較高的精度進行解碼。
關(guān)于此，在圖11中表示出時隙的可靠性通過由一個加權(quán)系數(shù)乘以接收碼元S28反映的情況和可靠性不反映的情況的接收信號的誤碼率。表示在圖中的系統(tǒng)負載表示在該無線通信系統(tǒng)中信道的利用系數(shù)和這個系數(shù)正比于干擾波功率。從圖11中清楚看出，當時隙可靠性反映到接收碼元S28中時可以更為精確地恢復接收數(shù)據(jù)。
而且，在接收設(shè)備30的情況下，因為時隙的信號對噪聲功率S／N比作為一個加權(quán)系數(shù)存儲在加權(quán)系數(shù)計算表49中，和根據(jù)噪聲功率S40和信號功率S42，信號對噪聲功率S／N比從表49A中讀出，并且使得這個比作為加權(quán)系數(shù)S43，正確表示時隙的可靠性的加權(quán)系數(shù)S43利用簡單的結(jié)構(gòu)可以容易地進行計算。關(guān)于此，根據(jù)噪聲功率S40和信號功率S42獲得信號對噪聲功率S／N比，和這個比可以用作加權(quán)系數(shù)S43。但是，如圖12所示，當信號對噪聲功率S／N比處于差的狀態(tài)和引入了誤差時，通過計算獲得的信號對噪聲功率S／N比與實際值不一致。然而，通過對這部分求補，如果估算值接近于實際的信號對噪聲功率比S／N可能制備和制表，則可以獲得正確的信號對噪聲功率S／N和正確地表示可靠性的加權(quán)系數(shù)S43可以獲得。
按照上述的結(jié)構(gòu)以及獲得的信號功率S42，噪聲功率S40可以從接收信號S27中獲得，和表示信號對噪聲功率S／N的加權(quán)系數(shù)S43可以根據(jù)噪聲功率S40和信號功率S42進行計算和以接收信號S28乘以這個系數(shù)，時隙的可靠性可以反映到接收碼元S28中。因此，如果反映時隙可靠性的接收碼元S29饋送到維特比解碼電路16，在附加每個時隙的可靠性后可以進行最大似然率序列估算，因此，可以以較高的精度恢復接收數(shù)據(jù)S32。
(2)第二實施例在圖13中，對應圖8的各個部分是以相同的標號表示的，60一般表示按照第二實施例的解調(diào)電路。接收信號S27輸入到構(gòu)成DQPSK解調(diào)電路的乘法器40和延遲電路41。乘法器40接收將從延遲電路41饋送的延遲一個碼元的接收信號S35和利用一個碼元以前接收信號S35的共扼值復數(shù)相乘輸入的接收信號S27從接收信號S27中提取接收碼元S28。假定通過這種乘法處理提取的接收碼元S28是DQPSK調(diào)制的碼元信息。這個接收碼元S28輸入到連接著的FIFO緩沖器42和連續(xù)地存儲在這個FIFO緩沖器42中。FIFO緩沖器42保存接收碼元S28，直至該碼元存儲一個時隙和當該碼元存儲一個時隙時，F(xiàn)IFO緩沖器42輸出接收碼元S28到接著的乘法器43。
而且，通過乘法器40提取的接收碼元S28還輸入到由加權(quán)系數(shù)計算單元59組成的絕對值電路61。這個絕對值電路61通過提取構(gòu)成QPSK信號的接收信號S28的I分量和Q分量的絕對值，變換該碼元信息到復數(shù)平面的正上象限，和輸出變換的接收碼元S50到減法器62和第二平方律電路50。
從RMA電平電路發(fā)送出的參考碼元信號S51輸入到減法器62。這個參考碼元信號S51是在復數(shù)平面上π／4相移的信號和它的幅度是在該時隙中的每個碼元的平均功率。減法器從接收碼元S50中減去參考碼元信號S51，計算這個差和輸出表示這個差的信號分量S52到平方律電路47。關(guān)于此，這個信號分量S52表示包含在接收碼元S50中的噪聲分量。
第一平方律電路47通過平方每個碼元的信號分量S52獲得每個碼元的噪聲分量功率和輸出該噪聲功率S53到第一加法器48。第一加法器48相加從第一平方律電路47發(fā)送出的每個碼元的噪聲功率，獲得一個時隙的噪聲功率S54和輸出這個功率到計算器49。
另一方面，第二平方律電路50通過平方從絕對值電路61饋送的接收碼元S50的幅度，獲得每個碼元的信號功率，和輸出這個功率到第二加法器51。該第二加法器51相加將從第二平方律電路50發(fā)送出的每個碼元的信號功率S55，獲得一個時隙的信號功率和輸出這個功率到計算器49。關(guān)于此，這個信號功率S56變?yōu)閯偤煤驮诘谝粚嵤├那闆r一樣的實際信號分量功率和噪聲分量功率組合的信號功率。
計算器49根據(jù)輸入的噪聲功率S54和信號功率S56計算表示信號對噪聲比S／N的加權(quán)系數(shù)S43和輸出這個系數(shù)到乘法器43。乘法器43利用這個加權(quán)系數(shù)乘以從FIFO緩沖器42發(fā)送出的接收碼元S28，反映時隙的信號對噪聲比S／N到所述接收碼元S28的幅度中。在這個實施例的情況下，通過反映時隙的信號對噪聲比S／N到所述接收碼元S28中，可以形成反映了時隙的可靠性的接收碼元S29。關(guān)于此，如圖9所示，在這個實施例中計算器49包括加權(quán)系數(shù)計算表49A和調(diào)整電路49B，和根據(jù)輸入噪聲功率S64和信號功率S56計算列表的參數(shù)SP，和計算規(guī)定所述參數(shù)SP為計算表49的加權(quán)系數(shù)，讀出需要的加權(quán)系數(shù)和輸出這個系數(shù)作為加權(quán)系數(shù)S43。
按照上述的結(jié)構(gòu)，在按照第二實施例的解調(diào)電路60中，接收碼元S28絕對值電路61變換到復數(shù)平面正上象限，和計算變換的接收碼元S50和參考碼元信號S51之間的差，噪聲信號分量S52計算和根據(jù)這個分量計算出一個時隙的噪聲功率S54。與此同時，根據(jù)接收碼元S50獲得一個時隙的信號功率S56。然后，根據(jù)這個噪聲功率S54和信號功率S56，獲得表示一個時隙的信號對噪聲比S／N的加權(quán)系數(shù)S43和接收碼元S28相乘。通過這種每個時隙的處理，該時隙的信號對噪聲比S／N反映到接收碼元S28的幅度中因此，形成反映時隙可靠性的接收碼元S29。如果這樣的反映時隙可靠性的接收碼元S29可能輸入到后級的維特比解碼電路16中，則在維特比解碼電路18中附加了每個時隙的可靠性的最大似然率序列估算可以進行，和接收數(shù)據(jù)S32以較高精度可以恢復。
按照上述結(jié)構(gòu)，因為在變換接收碼元S28為復數(shù)平面的正上象限后，當從變換的接收碼元S50中減去參考碼元信號S51時獲得噪聲功率S54，和從所述接收碼元S50中獲得信號功率S56，和根據(jù)噪聲功率S54和信號功率S56，計算表示信號對噪聲比S／N的加權(quán)系數(shù)S43和接收碼元S28相乘，時隙的可靠性可以反映到接收碼元S28中。因此，如果反映時隙可靠性的接收碼元S29可能饋送到維特比解碼電路16，則可以在附加了每個時隙的可靠性的情況下進行最大似然率序列估算，因此可以更精確地恢復接收數(shù)據(jù)S32。
(3)第三實施例在對應于圖8的各個部件是以相同標號表示的圖14中，70一般表示按照第三實施例的解調(diào)電路，與第一實施例的情況一樣，接收信號S27饋送入組成DQPSK解調(diào)電路的乘法器40和延遲電路41。乘法器40接收從延遲電路41發(fā)送的延遲了一個碼元的接收信號S27和輸入的接收碼元S27前面的接收信號S35的共扼值復數(shù)相乘，從所述接收碼元S27中提取接收碼元S28。假定利用這種相乘處理提取的接收碼元S28是QPSK調(diào)制碼元信息。這個接收碼元S28輸入到接著的FIFO緩沖器42和連續(xù)地存儲。FIFO緩沖器42保存接收碼元S28，直至該碼元存儲滿一個時隙和當存儲滿一個時隙時，F(xiàn)IFO緩沖器42輸出所述接收碼元S28到接著的乘法器43。
而且，利用這個乘法器40提取出的接收碼元S28還饋送到加權(quán)系數(shù)計算單元69。在加權(quán)系數(shù)計算單元69中，接收碼元S28的I分量饋送到第一絕對值電路71和第一平方律電路72，而接收碼元S28的Q分量饋送到第二絕對值電路75和第二平方律電路76。第一絕對值電路71利用獲得的I分量絕對值獲得每個碼元的所述I分量的幅度和輸出表示這個I分量幅度的信號分量S60到加法器電路73。該第一加法器電路73通過相加表示I分量幅度的一個時隙的信號分量S60對一個時隙的I分量幅度求和，和輸出表示I分量的幅度和的信號分量S61到計算單元79。
另一方面，第一平方律電路72通過平方每個碼元的I分量計算每個碼元I分量的功率和輸出表示每個碼元I分量功率的信號分量S62到第二加法器74。第二加法器74通過加上表示每個碼元的I分量功率的信號分量S62的一個時隙，求和一個時隙的I分量的功率和輸出表示I分量功率的和的信號分量S63到計算單元79。
同樣，輸入Q分量的第二絕對值電路通過得到Q分量的絕對值獲得每個碼元的Q分量的幅度和輸出表示這個Q分量的幅度的信號分量S64到第三加法器電路77。第三加法器電路77通過加上表示這個Q分量幅度的S64的一個時隙，求和一個時隙的Q分量的幅度和輸出表示Q分量幅度的信號分量S65到計算單元79。
第二平方律電路76通過平方每個信號的Q分量計算每個碼元Q的分量的功率，和輸出表示每個碼元的Q分量的功率的信號分量到第四加法器電路78。第四加法器電路78通過加上表示每個碼元的Q分量的功率一個時隙的信號分量S66，相加一個時隙的Q分量的功率和輸出表示Q分量的功率的信號分量S67到計算單元79。
這里，通過第一到第四加法器電路獲得I和Q分量的幅度和功率的和，從而簡化了結(jié)構(gòu)。然而，以碼元數(shù)除以這個幅度和功率的和，可以獲得幅度和功率的平均值。
計算單元79根據(jù)輸入的I分量的幅度和(S61)與I分量的功率和(S63)以及Q分量的幅度和(S65)與Q分量的功率和(S67)，計算表示該時隙的信號對噪聲功率比S／N的加權(quán)系數(shù)S43，和輸出這個信號到乘法器43。乘法器43通過由加權(quán)系數(shù)S43乘以來自FIFO緩沖器42的接收碼元S28，使得該時隙的信號對噪聲功率比S／N反映到所述接收碼元S28的幅度中。因此，在這個實施例的情況下，形成反映時隙可靠性的接收碼元S28。
這里，在圖15中表示出計算單元79的結(jié)構(gòu)。如圖15所示，在計算單元79中，與通過輸入表示I分量的幅度的信號分量S61到第三平方律電路60獲得I分量的幅度的平方一樣，通過輸入表示Q分量的幅度的信號分量S65到第四平方律電路83獲得Q分量的幅度的平方。這些獲得的I和Q分量的幅度的平方值分別輸入到加法器電路81并進行相加，和產(chǎn)生的表示幅度的平方和的信號分量S68饋送到計算電路85。
另一方面，表示I分量功率的信號分量S63和表示Q分量功率的信號分量S67饋送到加法器電路82和進行相加后，它們饋送到N倍電路64和增加碼元時間的數(shù)量。計算電路85通過從碼元時間的數(shù)量(S69)增加的功率中減去幅度的平方值(S68)獲得I和Q分量的隨機化值和作為表參數(shù)SP在加權(quán)系數(shù)計算表86中規(guī)定這個值。在加權(quán)計算表86中，表中的I和Q分量的隨機值和對應的加權(quán)系數(shù)(即，表示信號對噪聲功率比S／N的系數(shù)和具有基于測量的值的系數(shù))進行存儲和讀出對應規(guī)定的隨機值的加權(quán)系數(shù)和將其輸出。接收電路85輸出從加權(quán)系數(shù)計算表86讀出的加權(quán)系數(shù)作為加權(quán)系數(shù)S43到乘法器43。因此，時隙的信號對噪聲功率比S／N在乘法器43中反映到接收碼元S28中。
按照上述結(jié)構(gòu)，在第三實施例中的解調(diào)電路70分離通過乘法器40提取的接收碼元S28為I和Q分量以及從接收碼元S23的I分量中計算一個時隙的I分量的幅度(S61)和功率(S63)，從接收碼元S28的Q分量中計算一個時隙的Q分量的幅度(S65)和功率(S67)。然后，根據(jù)所計算的一個時隙的I分量的幅度和功率及Q分量的幅度和功率，計算I和Q分量的隨機值并且根據(jù)所述I和Q分量的隨機值獲得表示時隙的信號對噪聲功率比S／N的加權(quán)系數(shù)S43和用接收碼元S26乘以這個系數(shù)。通過對每個時隙的這種處理，信號對噪聲功率比S／N反映到接收碼元S28中，因此，形成反映該時隙的可靠性的接收碼元S29。如果反映時隙可靠性的這個接收碼元S29輸入到后級的維特比解碼電路16中，則維特比解碼電路16可以根據(jù)附加的時隙可靠性進行最大似然率序列估算，從而，可以以較高的精度恢復接收數(shù)據(jù)S32。
按照上述結(jié)構(gòu)，從接收碼元S28的I分量和Q分量中獲得I分量的幅度S61和功率S63與Q分量的幅度S65和功率S67，和根據(jù)這個信號獲得I和Q分量的隨機值，并且根據(jù)這個隨機值，計算出表示時隙的信號對噪聲功率比S／N的加權(quán)系數(shù)S43以及與接收碼元S28相乘，該時隙的可靠性可以反映到所述接收碼元S28中。因此，反映時隙可靠性的接收碼元S29饋送到維特比解碼電路16，在附加每個時隙的可靠性的情況下可以進行最大似然率序列估算和可以以較高精度恢復接收數(shù)據(jù)S32。
(4)第四實施例在圖16中，對應于圖8的各個部件是由相同標號表示的。一般90表示按照第四實施例的解調(diào)電路。在這個實施例的情況下，加權(quán)系數(shù)是按照接收時隙的干擾波的影響確定的。首先，在這個解調(diào)電路90中，接收信號S27饋送到組成DQPSK調(diào)制電路的乘法器40和延遲電路41中。乘法器40接收從延遲電路41發(fā)送和延遲一個碼元并且一個碼元前的接收信號S35的共扼值與輸入的接收信號S27進行復數(shù)相乘的接收信號S35，從所述接收信號S27中提取接收碼元S28。假定通過這種相乘處理提取的接收碼元S28是QPSK調(diào)制的碼元信息。這個接收碼元S28饋送到接著的FIFO緩沖器42和連續(xù)地進行存儲。FIFO緩沖器42保持這個碼元直到接收碼元S28存儲一個時隙，和當接收碼元S28存儲一個時隙時，輸出這個碼元到接著的乘法器43。
而且，由乘法器40提取的接收碼元S28饋送到包括加權(quán)計算單元89的絕對值電路91。這個絕對值電路91通過提取構(gòu)成QPSK信號的接收碼元S28的I分量和Q分量的絕對值變換碼元信息到復數(shù)平面的正上象限和輸出變換的接收碼元S70到乘法器92。在這個乘法器92中，輸入從π／4相移電路88輸出的相位數(shù)據(jù)S71。這個相位數(shù)據(jù)S71是具有+π／4相位值的幅度是“1”的復數(shù)相位數(shù)據(jù)。乘法器92利用接收碼元S70復數(shù)相乘這個相位數(shù)據(jù)S71，形成接收碼元S79的相位相移π／4的接收碼元S72。
這里，如果接收碼元S70不受干擾波的影響，如圖17所示，接收碼元S72的每個碼元移動到在復數(shù)平面的相位是π／2和處于Q軸上的位置。因此，如果接收碼元S70不受干擾波的影響，則每個碼元的I分量變?yōu)椤?”和Q分量變?yōu)楹愣ㄖ怠Ａ硪环矫?，如果接收碼元受干擾波的影響，則接收碼元S72的每個碼元不需要處于相位是π／2的位置上，如圖18所示，但是處于集中在π／2周圍的π／4范圍內(nèi)的隨機散射狀態(tài)。原因是如果接收到從諸如干擾波之類的非通信方的發(fā)送設(shè)備發(fā)送的電波，相位不會返回到以前的狀態(tài)，即使可能通過隨機反相移電路32進行相移處理和保持在隨機狀態(tài)。因此，如果由這種接收碼元S72表示的相位值的散射狀態(tài)即偏移狀態(tài)被檢測到，因此接收碼元受到干擾波的影響還是不受影響變得很清楚。
從而，由乘法器92獲得的接收碼元S72分離為I分量和Q分量以便檢測偏移和I分量饋送到第二絕對值電路93和第一平方律電路94，而Q分量饋送到第三絕對值電路95和第二平方律電路96。第二絕對值電路93通過獲得I分量的絕對值而得到每個碼元的所述I分量的幅度和輸出表示這個I分量的幅度的信號分量S73到第一加法器97。第一加法器97通過相加表示這個I分量的幅度的一個時隙的信號分量S73求和一個時隙的I分量的幅度和輸出表示該I分量的幅度和的信號分量S74到計算單元98。
第一平方律電路94通過平方輸入的每個碼元的I分量計算每個碼元的I分量功率和輸出表示每個碼元的I分量功率的信號分量S75到第二加法器99。第二加法器99通過相加表示每個碼元的I分量功率的一個時隙的這個信號分量S75求和一個時隙的I分量功率和輸出表示該I分量的功率和的信號分量S76到計算單元98。
同樣，輸入的Q分量第三絕對值電路95通過獲得Q分量的絕對值而得到每個碼元的Q分量絕對值的幅度，和輸出表示這個Q分量的幅度的信號分量S77到第三加法器電路100。第三加法器電路100通過相加表示這個Q分量的幅度的一個時隙的信號分量S77求和一個時隙的Q分量的幅度和輸出表示該Q分量的幅度和的信號分量S78到計算單元98。
第二平方律電路96通過平方每個碼元的Q分量計算每個碼元的Q分量的功率和輸出表示每個碼元的Q分量的功率的信號分量S79到第四加法器電路101。第四加法器電路101通過相加表示每個碼元Q分量功率的一個時隙的信號分量S79求和一個時隙的Q分量的功率和輸出表示該Q分量的功率和的信號分量S80到計算單元98。
計算單元98在根據(jù)輸入的I分量幅度的和(S74)獲得I分量的偏移值和I分量的功率和(S76)的同時，根據(jù)輸入的Q分量幅度的和(S78)獲得Q分量的偏移值和Q分量的功率和(S80)，和根據(jù)I分量和Q分量的偏移值計算表示該時隙受到干擾波的影響程度的加權(quán)系數(shù)S81(即信號-干擾波功率比S／I)和輸出這些系數(shù)到乘法器43。關(guān)于此，如果偏移值大，這意味著干擾波的影響顯著，和作為加權(quán)系數(shù)選擇小的值。乘法器43利用這個加權(quán)系數(shù)S81乘以從FIFO緩沖器42發(fā)送出的接收碼元S28，產(chǎn)生反映到所述接收碼元S28的幅度上的信號-干擾波功率比S／I。因此，在這個實施例的情況下，時隙的可靠性基于干擾波的影響可以反映到接收碼元S28的幅度上。
這里，計算單元98的結(jié)構(gòu)表示在圖19。如圖19所示，在這個計算單元98中，通過輸入表示I分量幅度的信號分量S74到第三平方律電路102和通過輸入表示I分量功率的信號分量S76到N-倍電路103，獲得I分量的幅度的平方，I分量的功率增加碼元的倍數(shù)。產(chǎn)生的平方的I分量幅度和增加的碼元倍數(shù)的I分量功率分別饋送到減法器104和從I分量的功率的碼元倍數(shù)中減去I分量的平方的幅度計算出I分量的偏移值。表示I分量的偏移值的信號分量S83發(fā)送到接著的計算電路105。
而且，計算單元98在輸入表示Q分量的幅度的信號分量S78和獲得Q分量的幅度的平方的同時，輸入表示Q分量的功率的信號分量S80到N倍電路107和Q分量功率被增加了碼元的倍數(shù)。產(chǎn)生的平方的Q分量的幅度和Q分量功率倍數(shù)分別饋送到減法器108，和通過從Q分量的功率的碼元倍數(shù)減去產(chǎn)生的平方的幅度可以計算出Q分量的偏移值。這個表示Q分量的偏移值的信號分量S84發(fā)送到接著的計算電路105。
計算電路105規(guī)定輸入I單元和Q單元到加權(quán)系數(shù)計算表109上的偏移值作為列表的參數(shù)。表示I單元的偏移值和Q單元的偏移值與相應的加權(quán)系數(shù)(即表示該時隙的信號-干擾波功率比S／I的系數(shù)與基于該測量的值的系數(shù))的表被存儲在加權(quán)系數(shù)計算表109中，而計算電路105讀出相應于規(guī)定的I單元的偏移值和Q單元的偏移值的加權(quán)系數(shù)并且輸出從加權(quán)系數(shù)計算表109這樣讀出的加權(quán)系數(shù)給乘法器43作為加權(quán)系數(shù)S81。利用這個安排，在乘法器43，該時隙的信號-干擾波功率比S／I反射給接收碼元S28的幅度，并且可以反射時隙的可靠性。
根據(jù)前述的結(jié)構(gòu)，在根據(jù)第四實施例的解碼電路90中，利用絕對值電路91接收的碼元S28被變換到復數(shù)平面上的右上象限，變換的接收碼元的相位由乘法器92相移π／4。然后，在這個相位變換的接收碼元S72被分離為I單元和Q單元之后，得到一個時隙的I單元的幅度之和(S74)與一個時隙的I單元功率之和(S76)，而且得到一個時隙的Q單元的幅度之和(S78)與一個時隙的Q單元功率之和(S80)。然后，基于這些計算結(jié)果(S74、S76、S78和S80)，得到I單元的偏移值和Q單元的偏移值，并且根據(jù)此得到表示該時隙的信號-干擾波功率比S／I的加權(quán)系數(shù)S81，這個加權(quán)系數(shù)乘以接收碼元S28。每個時隙進行這個過程，信號-干擾波功率比S／I反射給接收碼元S28的幅度而且構(gòu)成反射時隙可靠性接收碼元S29。如果反射時隙可靠性接收碼元S29被輸入到隨后步驟的維特比解碼電路16，則在所述維特比解碼電路16中當加上時隙的可靠性時可進行最大似然率序列估計，并且接收的數(shù)據(jù)S32可以較高的準確性恢復。
根據(jù)前述的結(jié)構(gòu)，由于在進行可變換為復數(shù)平面上的右上象限的接收碼元S70的π／4相移之后，得到來自那個相位變換的接收碼元S72的I單元和Q單元的偏移值，和基于該I單元和Q單元的偏移值，計算表示該時隙的信號-干擾波功率比S／I的加權(quán)系數(shù)S81并且乘以接收的碼元S28，基于該干擾波的該時隙的可靠性可反射給所述接收碼元S28。因此，如果基于該干擾波的反射時隙可靠性的接收碼元可饋送給維特比解碼電路16，即使在存在干擾波的環(huán)境中，當加上每個時隙的可靠性時，可進行最大似然率序列估計，因此接收的數(shù)據(jù)S32可以較高的準確度恢復。
(5)第五實施例在圖20中，其中相應于圖16的部件給予相同的標號，根據(jù)第五實施例110一般表示解調(diào)電路。在這個實施例的情況下，由乘法器92的相位變換處理形成的接收碼元S72不分離為I單元和Q單元，但是該接收碼元由極坐標變換轉(zhuǎn)換為幅度單元γ和相位單元θ，并且據(jù)此計算加權(quán)系數(shù)。
首先，在加權(quán)系數(shù)計算單元121中，由乘法器92得到的接收碼元S72及其π／4相移的相位輸入到極座標變換電路111。極座標變換電路111將極座標變換應用到接收碼元S72，提取接收碼元S72的幅度單元r和在每個碼元復數(shù)平面的相位單元θ并且輸出所述幅度單元r到第二絕對值電路112及第一平方律電路113，以及輸出相位單元θ到第三絕對值電路114和第二平方律電路115。
第二絕對值電路112得到幅度單元r的絕對值并且輸出這個值到第一加法電路116。第一加法電路116通過加上一時隙的幅度單元r的絕對值得到一時隙的幅度單元r的和并且輸出表示一時隙的幅度單元r的和的信號單元S90給計算單元117。第一平方律電路113通過平方每個碼元的幅度單元r計算該功率單元并且輸出它給第二加法電路118。第二加法電路118通過加上一時隙的功率單元得到一時隙的功率和并且輸出表示一時隙的功率和的信號單元S91給計算單元117。
另一方面，第三絕對值電路114得到相位單元θ的絕對值并且輸出該值給第三加法電路119。第三加法電路119通過加上一時隙的相位單元θ得到一時隙的相位單元θ的和并且輸出表示一時隙的相位單元θ的和的信號單元S92給計算單元117。第二平方律電路115平方每個碼元的相位單元θ并且輸出平方的結(jié)果給第四加法電路120。第四加法電路120加上一時隙的相位單元θ的平方結(jié)果并且輸出表示一時隙的那個平方結(jié)果的和的信號單元S93給計算單元117。
計算單元117除了基于幅度單元r之和(S90)與平方的幅度單元r之和(S91)得到幅度單元r的偏移值，還基于相位單元θ之和(92)與平方的相位單元θ之和(92)得到相位單元θ的偏移值并根據(jù)這個幅度單元r的偏移值和相位單元θ的偏移值列表該加權(quán)系數(shù)，并且輸出到乘法器43作為加權(quán)系數(shù)S94。就此而論，而且在這個實施例的情況下，計算單元117具有加權(quán)系數(shù)計算表，包括表示幅度單元r的偏移值與相位單元θ的偏移值之間關(guān)系并且相應于該加權(quán)系數(shù)(即表示時隙的信號-干擾波功率比S／I的系數(shù))的一個表，并且根據(jù)幅度單元r的偏移值與相位單元θ的偏移值列表該加權(quán)系數(shù)計算表計算需要的加權(quán)系數(shù)S94。
根據(jù)前述的結(jié)構(gòu)，在解調(diào)電路110中，通過極坐標變換該接收的碼元S72提取幅度單元r和相位單元θ，并且得到幅度單元r和相位單元θ的偏移值。根據(jù)這個幅度單元r和相位單元θ的偏移值，計算表示時隙的信號-干擾波功率比S／I的加權(quán)系數(shù)，而且該偏移值乘以接收碼元S28。通過每個時隙進行這個過程，該信號-干擾波功率比S／I被反射到接收碼元S28的幅度并且形成反射該時隙可靠性的接收碼元S29。如果這樣的反射該時隙可靠性的接收碼元S29被輸入到后級的維特比解碼電路16，所述維特比解碼電路16可在加上每個時隙的可靠性時進行最大似然率序列估計，而且該接收的數(shù)據(jù)S32可以以較高的精確度解碼。
就此而論，在這個實施例的情況下，由于偏移值是在進行極坐標變換為接收碼元S72和提取幅度單元r和相位單元θ之后得到的，所以該偏移值可以比在第四實施例的情況下更精確地檢測。因此，根據(jù)這個實施例可以更精確地檢測干擾波的影響程度，和可靠性可更精確地反射到接收碼元S28。
根據(jù)前述結(jié)構(gòu)，由于接收碼元S72被極坐標變換并且提取幅度單元r和相位單元θ，以及得到相位單元θ的偏移值，所以得到所述幅度單元r的偏移值，而且根據(jù)這些，在計算表示時隙的信號-干擾波功率比S／I的加權(quán)系數(shù)S94時，被乘以接收碼元S28，基于干擾波的時隙可靠性可反射給所述接收碼元S28。因此，如果反射基于干擾波的時隙可靠性的接收碼元S29可饋送給維特比解碼電路16，即使在存在干擾波的環(huán)境中，在加上每個時隙的可靠性時，可進行最大似然率序列估計，而且接收的數(shù)據(jù)S32可以進一步改善的精度恢復。
(6)第六實施例在圖21中，其中相應圖8和16的部件標以相同的標號，130一般表示根據(jù)第六實施例的解調(diào)電路。在這個實施例的情況下，使用在第一、第二或第三實施例中所示的任一個加權(quán)系數(shù)計算單元52、59或60和在第四實施例所示的加權(quán)系數(shù)計算單元89的組合計算該加權(quán)系數(shù)。這樣的解調(diào)電路130適合地應用存在噪聲和干擾波二者的環(huán)境以及在突然出現(xiàn)強的單個干擾波的環(huán)境即使正常地該干擾波變成噪音。
首先，在這個線路接口單元130中，接收信號S27饋送給乘法器40和包括DQPSK調(diào)制電路的延遲電路41。乘法器40接收從延遲電路41發(fā)送并且延遲一個碼元以及復數(shù)乘一個碼元前接收的信號S35和輸入的接收信號S27的共軛值的接收信號S35，從所述接收信號S27提取接收的碼元S28。但是，通過這個乘處理得到的接收碼元S28是QPSK調(diào)制的碼元信息。這個接收的碼元S28饋送給后續(xù)的緩沖器FIFO 42并且陸續(xù)地存儲。FIFO緩沖器保持接收的碼元S28直到它被存儲一個時隙，而當存儲一時隙的接收碼元S28時，它輸出所述接收的碼元S28給后面的乘法器43。
此外，由乘法器40得到的接收碼元S28饋送給第一加權(quán)系數(shù)計算單元52，而且還饋送給第二加權(quán)系數(shù)計算單元89。在這里，由于根據(jù)第一實施例的加權(quán)系數(shù)計算單元52用作第一加權(quán)系數(shù)計算單元，根據(jù)第二或第三實施例可使用加權(quán)系數(shù)計算單元59或69。而且，根據(jù)第四實施例第二加權(quán)系數(shù)計算單元是加權(quán)系數(shù)計算單元89。
第一加權(quán)系數(shù)計算單元52如在第一實施例中通過暫時地確認接收碼元S28形成接收信號S37的復制，并且根據(jù)復制的接收信號S37和原始的接收信號S27之間的差得到噪聲功率。然后，第一加權(quán)系數(shù)計算單元52根據(jù)噪聲功率S40和接收信號S27的信號功率列表，計算表示時隙的信號-噪聲比S／N加權(quán)系數(shù)S43并且輸出這個加權(quán)系數(shù)到第三加權(quán)系數(shù)計算單元131。
另一方面，如在第四實施例的情況下，在復數(shù)平面上變換接收碼元S28到右上象限之后，第二加權(quán)系數(shù)計算單元89移位該相位π／4并且形成其相位條件是在復數(shù)平面Q軸周圍為中心的接收碼元S72。第二加權(quán)系數(shù)計算單元89從接收碼元S72提取I單元和Q單元和計算所述I單元的偏移值及Q單元的偏移值，根據(jù)這些值，將這些值列表，它計算表示該時隙的信號-干擾波功率比S／I的加權(quán)系數(shù)S81和輸出這個系數(shù)給第三加權(quán)系數(shù)計算單元131。
根據(jù)表示加權(quán)系數(shù)S43的信號-噪聲功率比S／N和表示加權(quán)系數(shù)S81的信號-干擾波功率比S／I，第三加權(quán)系數(shù)計算單元131計算表示信號-干擾噪聲功率比S／(I+N)的加權(quán)系數(shù)，在其中組合這兩個單元，并且輸出它到乘法器43作為新加權(quán)系數(shù)S100。因此，通過將包含兩個單元的加權(quán)系數(shù)S100乘以接收碼元S28，乘法器43使得信號-干擾噪聲功率比S／(I+N)反射給接收碼元S28的幅度，并且考慮這兩個單元，形成反射時隙可靠性的接收碼元S29。
在第三加權(quán)系數(shù)計算單元131，在計算表示信號-干擾噪聲功率比S／(I+N)的加權(quán)系數(shù)S100的情況下，根據(jù)兩個加權(quán)系數(shù)S43和S81進行列表，因此得到加權(quán)系數(shù)S100。具體地講，加權(quán)系數(shù)S43的值是L，而加權(quán)系數(shù)S81的值是M，預先準備可根據(jù)諸如圖22所示的這些值L和M，并且通過輸入值L和M給這個表計算相應的加權(quán)系數(shù)S100。例如，如果加權(quán)系數(shù)S43的值L為“1”和加權(quán)系數(shù)S81的值M為“5”，則計算具有值EA的加權(quán)系數(shù)。在圖22表示的值A(chǔ)A和HH是預先分別通過測量得到信號-干擾噪聲功率比S／(I+N)的估計值。
根據(jù)前述的結(jié)構(gòu)，由于根據(jù)由第一加權(quán)系數(shù)計算單元52計算的時隙的信號-干擾噪聲功率比S／(I+N)的加權(quán)系數(shù)S43和表示由第二加權(quán)系數(shù)計算單元89計算的時隙的信號-干擾波功率比S／I的加權(quán)系數(shù)S81，加權(quán)系數(shù)S100表示信號-干擾噪聲功率比S／(I+N)，其中計算兩個單元被組合和乘以接收碼元S28，時隙的可靠性可正確地計算并且在噪聲和干擾波都存在的情況下，反射給接收碼元S28。因此，即使在維特比解碼電路16中，接收的數(shù)據(jù)也可以較高的精確度恢復。
(7)第七實施例在圖23中，圖8的相應部件給予相同的標號，根據(jù)第七實施例140一般表示解調(diào)電路。而且在這個實施例的情況下，考慮在接收信號S27中包含噪聲分量和干擾分量，在如在第六實施例的情況那樣，計算加權(quán)系數(shù)。
首先，在這個解調(diào)電路140中，接收信號S27饋送給乘法器40和包括DQPSK解調(diào)電路的延遲電路41。乘法器40接收從延遲電路41發(fā)送的延遲一個碼元的接收信號S35和通過將接收信號S35前一碼元的共軛值復數(shù)乘以該輸入接收信號S27，從所述接收信號S27提取接收的碼元S28。假定由這個乘處理得到的接收碼元S28是QPSK調(diào)制的碼元信息。這個碼元信息S28饋送給FIFO緩沖器42和連續(xù)地存儲。FIFO緩沖器42保持該接收碼元S28，直到它存儲一個時隙和當存儲一個時隙的接收碼元S28，輸出所述接收碼元S28給后面的乘法器43。
而且，由乘法器40得到的接收碼元S28饋送給包括加權(quán)系數(shù)計算單元141的暫時判定電路44。這個暫時判定電路44是用于暫時地確定在哪個相位條件下接收碼元S28是在QPSK的四個相位條件中的形式的一個電路并且輸出復數(shù)信號S36，表示暫時地確定的相位條件的幅度對于乘法器45和乘法器142是“1”。
延遲一個碼元和從延遲電路41發(fā)送的接收信號S35饋送給乘法器45，而這個乘法器45將來自暫時判定電路44的復數(shù)信號S36乘以延遲一碼元的接收信號S35，形成DQPSK調(diào)制信號，即，再生的接收信號S27，復制接收信號S37以及輸出它給基底46。
而且，原始接收的信號S27饋送給減法器46，和所述減法器46從原始接收的信號S27減去復制的接收信號S37并且輸出表示減的結(jié)果的信號分量S38給第一平方率電路47。在這個情況下，如果暫時判定電路44的判定結(jié)果是正確的，這個信號分量S38變成在進行暫時判定時包含在接收信號S27中的噪聲分量和包含在一個碼元前接收的信號S27中的噪聲分量組合的信號。
第一平方率電路47通過平方每個碼元的信號分量S38的幅度得到每個碼元的噪聲分量的功率，和輸出噪聲功率S39給第一加法電路48。第一加法電路48通過加上噪聲功率S39得到一個時隙的噪聲功率S40并且輸出給1／2電路143。如上所述，由于這個S40是由兩個碼元的噪聲功率S39的和構(gòu)成的，1／2電路143將這個噪聲功率S40分為兩半并且輸出得到的噪聲功率S110給減法器144和除法器145。
接收信號S27也饋送給第二平方率電路50。這個第二平方率電路50通過平方這個接收信號S27的幅度得到每個碼元的接收信號S27的功率并且輸出信號功率S41給第二加法電路51。第二加法電路51通過加上那個信號功率S41得到一個時隙的信號功率S42并且輸出它給減法器144。關(guān)于此，這個信號功率表示接收信號S27的信號功率并且是信號分量的實際功率與噪聲分量的功率組合的信號功率。
減法器144通過從信號功率S42中減去噪聲功率S110得到純信號功率S111并且輸出給除法器145，從該純信號功率S111估計噪聲功率。然后除法器145通過將這個信號功率S111除以噪聲功率S110計算該時隙的信號-噪聲功率比S／N并且輸出給選擇開關(guān)147和比較器148，在下面它們作為加權(quán)系數(shù)S112進行敘述。
在選擇開關(guān)147中，這個加權(quán)系數(shù)S112饋送給第一輸入終端，同時具有值“0”的加權(quán)系數(shù)S130饋送給第二輸入終端。選擇開關(guān)147一般選擇加權(quán)系數(shù)S112和輸出給乘法器43，但是，當控制信號S128從比較器148發(fā)送時，它選擇加權(quán)系數(shù)S130和輸出它，以代替加權(quán)系數(shù)S112。乘法器43乘加權(quán)系數(shù)S112或乘選擇開關(guān)147發(fā)送的S130給從fifo緩沖器42產(chǎn)生的接收碼元S28。因此，可構(gòu)成反射時隙可靠性的接收碼元S29。
關(guān)于此，由第二加法電路51構(gòu)成的信號功率S42也饋送給1／N電路146。這個1／N電路146通過將信號功率S42除以一個時隙的碼元數(shù)計算一個碼元的信號功率S113并且輸出給倒數(shù)計算電路149。倒數(shù)計算電路149計算這個信號功率S113的倒數(shù)值S114并且輸出給乘法器150。這個乘法器150通過將接收碼元S29的每個碼元乘以這個倒數(shù)值S114規(guī)范化所述接收碼元S29的每個碼元的功率。因此，即使在接收電路31中不能完全產(chǎn)生每個時隙的功率的情況下，甚至可通過該規(guī)范化產(chǎn)生每個時隙的功率并且可取消每個時隙的功率的標定。關(guān)于此，均衡每個時隙的功率的原因是如果該功率一個一個時隙地標定，則是否由時隙的可靠性差引起的或由低電功率引起的低信號電平是不清楚的，而且在后級的維特比解碼電路16中不能正確地恢復接收數(shù)據(jù)32。
另一方面，在復數(shù)信號S36所加的乘法器142中，還輸入接收碼元S28。這個乘法器142通過將表示接收碼元S28的相位的復數(shù)信號S36的共軛值復數(shù)乘以所述接收碼元S28構(gòu)成接收碼元S115，所述接收碼元S28的相位被移位。而且如果接收碼元S28不受干擾波的影響，如圖24所示的，這個接收碼元S115的每個碼元存在于復數(shù)平面上的相位為零的位置，即在X軸上，在該位置上Q分量變?yōu)椤?”和I分量變?yōu)楣潭ㄖ?。另一方面，如果該接收碼元S28受到干擾波的影響，如圖25所示，則接收碼元S115的每個碼元不必在I軸上，但是隨機地散布在圍繞I軸為中心的π／4區(qū)域內(nèi)。因此，可檢測以接收碼元S115表示的相位值的散布程度即離散度，可找到信號-干擾波功率比S／I。因此，在這個接收碼元S115被分為I分量和Q分量之后，這個接收碼元S115被饋送到后面的電路，用于計算信號-干擾波功率比S／I。
首先，接收碼元S115的I的分量饋送給第三平方率電路151和第三加法電路152。第三平方率電路151通過平方每個碼元的I分量的幅度得到每個碼元的I分量的功率和輸出表示每個碼元的I分量的功率的信號分量S116給第四加法電路153。第四加法電路153通過加上一時隙的信號分量S116計算一個時隙的I分量的功率并且輸出表示一個時隙的I分量的功率的信號分量S117給減法器154。
另一方面，第三加法電路152通過加上一時隙的I分量的幅度得到I分量的幅度的增加的值并且輸出表示這個增加值的信號分量S118給第四平方率電路155。第四平方率電路155平方這個信號分量S118得到I分量的幅度的平方值并且輸出表示這個平方值的信號分量S119給1／N電路156。1／N電路156將這個信號分量S119除以一時隙的碼元數(shù)并且輸出表示除的結(jié)果的信號分量S120給減法器154。然后，在減法器154中，從信號分量S117減去信號分量S120，可得到I分量的離散值。表示這個I分量的離散值的信號分量S121由接連5倍電路157遞增5倍并且饋送給比較器148。
另一方面，接收碼元S115的Q分量提供給第五平方率電路158和第五加法電路159。第五平方率電路158通個產(chǎn)生每個碼元平方的Q分量的幅度得到每個碼元的Q分量的功率和輸出表示每個碼元的Q分量的功率的信號分量S122給第六加法電路160。第六加法電路160通過加上一時隙的這個信號分量S122計算一時隙的Q分量的功率和輸出表示一時隙的Q分量的功率的信號分量S123給減法器161。
第五加法電路159通過加上一時隙的每個碼元的Q分量的幅度得到Q分量幅度的所加的值，和輸出表示這個所加的值的信號分量S124給第六平方率電路162。第六平方率電路162通過平方這個信號分量S124得到Q分量的幅度的平方值并且輸出表示這個平方值的信號分量S125給1／N電路163。1／N電路163將這個信號分量S125除以一時隙的碼元數(shù)和表示到減法器161的其結(jié)果的信號分量S126。因此，在減法器161中，從信號分量S123減去信號分量S126得到Q分量的離散值。表示Q分量的離散值的信號分量S127發(fā)送給比較器148。
比較器148判定Q分量的離散值是否大于5倍的I分量的離散值或者不是根據(jù)信號分量S121和信號分量S127。如果Q分量的離散值變得大于或超過I分量，它判定信號-干擾波功率比S／I低于10[dB]并且輸出控制信號S128給選擇開關(guān)147。因此，當接收信號S27受到強干擾波影響時，它通過輸出具有值“0”的加權(quán)系數(shù)S130降低接收碼元S28的可靠性，而且接收信號S27受到強干擾波的影響的事實可反射給接收碼元S28。
關(guān)于此，產(chǎn)生Q分量的離散值是否超出五倍的I分量的離散值作為該接收信號是否受強干擾波影響的判定標準的事實是基于實際的測量。更具體地說，Q分量的離散值被除I分量的離散值，使得得到的值為離散值比RQ／I，并且通過實驗計算這個離散值比RQ／I和信號-干擾波功率比S／I之間的關(guān)系，存在著如圖26所示的關(guān)系。從這個圖26已清楚，當離散值比RQ／I超出值“5”時，信號-干擾波功率比S／I變得低于-10[dB]，而且很明顯，它受到強干擾波的影響。
表示信號-噪聲功率比S／N的加權(quán)系數(shù)S112饋送給比較器148，而在判定信號-噪聲功率比S／N超出加權(quán)系數(shù)S112 10[dB]的情況，所述比較器148不輸出控制信號，即使Q分量的離散值變得較大。因此，可防止具有值“0”的加權(quán)系數(shù)S130被錯誤地選擇，即使信號-噪聲功率比S／N是大于10[dB]和通信質(zhì)量是滿意的，而且可防止接收碼元S28的可靠性的降低。
根據(jù)前述的結(jié)構(gòu)，在根據(jù)這第七實施例的情況下，接收碼元S28被暫時地決定，根據(jù)該暫時的決定結(jié)果S36和一個碼元前的接收信號S27，構(gòu)成復制的接收信號S37，即復制的接收信號S27。而且通過取這個復制的接收信號S37與原始的接收信號S27之間的差，得到每個碼元的噪聲分量S38，和據(jù)此得到一時隙的噪聲功率S110。而且，得到一時隙的接收信號S27的信號功率S42，通過從信號功率S42減去噪聲功率S110，得到純信號功率S111。然后，這個信號功率S111除以噪聲功率S110，得到該時隙的信號-噪聲功率比S／N并且經(jīng)過選擇開關(guān)147輸出給乘法器43作為加權(quán)系數(shù)S112，而所述的加權(quán)系數(shù)S112被乘以接碼元S28。因此，該時隙的信號-噪聲功率比S／N反射給接收碼元S28。
此外，與此合作，接收碼元S28乘以接收碼元S28的暫時判定結(jié)果S36的共軛值，形成了碼元相位在I軸附近被移位的接收碼元S115，和從所述接收碼元S115得到時隙的I分量的離散值S121和Q分量的離散值S127。然后，比較器148判定Q分量的離散值是否超出5倍的I分量的離散值，結(jié)果，如果Q分量的離散值超出I分量，它判定該時隙受到強干擾波的影響并且輸出控制信號S128，以及移位加權(quán)系數(shù)S112到具有值“0”的加權(quán)系數(shù)S130。因此，在該時隙受到強干擾波影響的情況下，所述接收碼元S28的可靠性降低了接收碼元S28乘以具有值“0”的加權(quán)系數(shù)S130，而它受到強干擾波的影響的事實反射給接收碼元S28。
因此，在這個調(diào)制電路140的情況下，考慮在接收信號S27中包含的噪聲分量和干擾波分量，根據(jù)該噪聲分量和干擾波分量，該可靠性反射給接收碼元S28。因此，如果反射這樣可靠性的接收碼元S29將饋送給后級的維特比解碼電路16，所述維特比解碼電路16可在加上該可靠性時進行最大似然率估計，而如果它突然受到強干擾波的影響，可準確地恢復接收數(shù)據(jù)S32，而不錯誤地恢復該干擾波。
根據(jù)前述的結(jié)構(gòu)，由于從接收碼元S28得到該時隙的信號-噪聲功率比S／N和反射它到所述接收碼元S28，在根據(jù)從接收碼元S28得到的I和Q分量的離散值發(fā)現(xiàn)干擾影響的情況下，所述干擾的影響反射給接收碼元S28，考慮了噪聲分量和干擾波分量的可靠性可反射給接收碼元S28。
(8)第八實施例在圖27中，圖23的相應分量指定相同的標號，170一般表示根據(jù)第八實施例的解調(diào)電路。在這個實施例的情況下，得到信號-噪聲功率比S／N的部件對于在第七實施例中表示的解調(diào)電路40是不同的，而且加權(quán)系數(shù)計算方法也不同。
在這個解調(diào)電路170中，表示由減法器46計算的噪聲分量的信號分量S38輸入到第一平方率電路47。第一平方率電路47通過平方每個碼元的信號分量S38的幅度得到每個碼元的噪聲分量的功率，并且輸出噪聲功率S39給第一加法電路48。第一加法電路48通過加上噪聲功率S39得到一時隙的噪聲功率S40并且輸出給1／N電路178。將噪聲功率S40除以碼元數(shù)N得到每個碼元的噪聲功率S149，并且輸出給1／2電路143和減法器144。如上所述，由于噪聲功率S40是兩個碼元的噪聲功率S39的和，1／2電路143將這個噪聲功率S149分為兩半并且輸出得到的噪聲功率S110給除法器145。
另一方面，接收的信號S27饋送給絕對值電路172。絕對值電路172通過得到接收信號S27的絕對值得到所述接收信號S27的幅度并且輸出表示這個幅度的信號分量S140給加法電路。第七減法電路173通過加上一時隙的這個信號分量S140計算一時隙的幅度的和并且輸出表示這個幅度的和的信號分量S141給1／N電路174。1／N電路174通過將信號分量S141除以一個時隙的碼元數(shù)計算平均的幅度并且輸出信號分量S142，以便給第七平方率電路175表示這個平均幅度。第七平方率電路175通過平方這個信號分量S142計算接收信號S27的每個碼元的平均功率S143并且輸出給減法器144。
減法器144從接收信號S27的平均功率S143減去噪聲功率S149計算消除了噪聲分量的純信號功率S144并且輸出給除法器145。利用這個安排，除法器145將信號功率S144除以噪聲功率S110得到時隙的信號-噪聲功率比S／N并且輸出表示該信號-噪聲功率比S／N的信號分量S145給加權(quán)系數(shù)計算表176。
在加權(quán)系數(shù)計算表176中，存儲基于測量的信號分量S145和相應的信號-噪聲功率比S／N的一個表，而且在從除法器145提供信號分量S145的時間，讀出相應的信號-噪聲功率比S／N并且作為加權(quán)系數(shù)S146輸出。這個加權(quán)系數(shù)S146經(jīng)過選擇開關(guān)147饋送給乘法器43，如在第七實施例的情況那樣，并且乘以接收碼元S28。因此，還是在這個實施例的情況下，基于該時隙的信號-噪聲功率比S／N的可靠性可反射給接收碼元S28。關(guān)于此，信號分量S145的值可提供給選擇開關(guān)147作為加權(quán)系數(shù)S146，而不使用加權(quán)系數(shù)計算表176進行列表。
根據(jù)前述結(jié)構(gòu)，在這個第八實施例的情況下，如第七實施例那樣，從接收信號S27的功率S42減去一半的噪聲功率S40不能得到純信號功率。但是，從接收信號S27的每個碼元的功率噪聲功率S149得到純信號功率S144。因此，在這個實施例的情況下，當噪聲功率變得較大時，信號功率S144變得比在第七實施例的情況更小，結(jié)果，由除法器145得到的信號-噪聲功率比S／N變得較小。在這時，由除法器145得到的信號-噪聲功率比S／N不能均勻地增加，但是噪聲功率S149變得越大，它有可能變得更小。因此，如在圖8中所示的，在如實線所示的信號-噪聲功率比S／N是滿意的條件下，由正常計算得到的信號-噪聲功率比S／N未表示出明顯的差別，但是，根據(jù)這個實施例，該差別變得明顯了，如虛線所示的。因此，在列表變?yōu)樵搮?shù)的計算值可能是不同的，和列表的信號-噪聲功率比S／N即加權(quán)系數(shù)S146可能是不同的，結(jié)果，可靠性以進一步改進的精度反射給接收碼元S28。
根據(jù)前述結(jié)構(gòu)，由于計算信號功率S144消除了從接收信號S27的平均功率S143減去噪聲功率S149得到的躁聲分量，和根據(jù)這個信號功率S144及噪聲功率S149，得到了用于列表的信號-噪聲功率比S／N，可容易地進行計算加權(quán)系數(shù)S146的列表。
(9)其它實施例上面敘述的第一實施例已涉及了提供加權(quán)系數(shù)計算表49A的情況，計算表49A包括在計算單元49中的噪聲-信號功率比N／(S+N)和相應的信號-噪聲功率比S／N的表，根據(jù)由噪聲功率S40和信號功率S42得到噪聲-信號功率比N／(S+N)列表相應的信號-噪聲功率比S／N以及使用這個值作為加權(quán)系數(shù)S43。但是，本發(fā)明不限于此，而且加權(quán)系數(shù)可根據(jù)計算單元中的其它方法得到。例如，假定噪聲功率S40的值為A，信號功率S42的值為B，由下式計算的值C用作信號-噪聲功率比S／N。
C=2-K×A／B…(1)表示值A(chǔ)／B和值C之間的關(guān)系的表存儲在加權(quán)系數(shù)計算表49A中。然后，值A(chǔ)／B根據(jù)噪聲功率S40和信號功率S42進行計算，而且根據(jù)A／B的值，從加權(quán)系數(shù)計算表49A列表相應值C。這樣，得到了信號-噪聲功率比S／N而且這可作為加權(quán)系數(shù)S43輸出。關(guān)于此，在這里使用的常數(shù)k的值是從“5”到“10”的值，諸如“6”是優(yōu)選值。
此外，本發(fā)明不限于上述情況。這里噪聲功率S40的值是A，和信號功率S42的值是B，表示A／B值的表和相應的噪聲-信號功率比N／(S+N)的表被列表并且存儲在加權(quán)系數(shù)計算表49A中。然后，根據(jù)噪聲功率S40和信號功率S42計算A／B的值，并且根據(jù)A／B的值，從加權(quán)系數(shù)計算表49A得到相應的噪聲-信號功率比N／(S+N)。然后，這個噪聲-信號功率比N／(S+N)的值乘以值B，得到噪聲分量N的值，通過從值B中減去這個噪聲分量N的值，得信號分量值S，和從這些噪聲分量N和信號分量S得到信號-噪聲功率比S／N的值，而且這可作為加權(quán)系數(shù)S43發(fā)送。
此外，本發(fā)明不限于此。這里噪聲功率S40的值是A，和信號功率S42的值是B，表示A／B值的表和相應的噪聲-信號功率比N／(S+N)的表被列表并且存儲在加權(quán)系數(shù)計算表49A中。然后，根據(jù)噪聲功率S40和信號功率S42計算A／B的值，并且根據(jù)A／B的值，從加權(quán)系數(shù)計算表49A得到相應的噪聲-信號功率比N／(S+N)。然后，這個噪聲-信號功率比N／(S+N)的值乘以值B，得到噪聲分量N的值，通過從值B中減去這個噪聲分量N的值，得信號分量值S，和從這些噪聲分量N和信號分量S得到信號-噪聲功率比S／N的值，而且這可作為加權(quán)系數(shù)S43發(fā)送。
而且，本發(fā)明不限于此。這里噪聲功率S40的值是A，和信號功率S42的值是B，和將A／B值和相應的信號-噪聲功率比S／N列入一個表中并且存儲在加權(quán)系數(shù)計算表49A中，并且根據(jù)A／B的值列表，可得到信號-噪聲功率比S／N并且輸出作為加權(quán)系數(shù)S43。此外，本發(fā)明不限于此，利用值B-A得到信號分量值S，和將這個信號分量S的值除以A的值得到的值D及信號-噪聲功率比S／N列入一個表中并且存儲在加權(quán)系數(shù)計算表49A中，通過根據(jù)D的值列表，可得到信號-噪聲功率比S／N，而這可作為加權(quán)系數(shù)S43發(fā)送。
此外，，而且正如圖29所示的，計算單元180可由減法器181和除法器182構(gòu)成，而信號分量S的值可由減法器181得到的值B-A得到，信號單元S除以A的值得到的值D可用作原來的信號-噪聲功率比S／N，而且這事實上可用作信號-噪聲功率比S／N和這可作為加權(quán)系數(shù)S43發(fā)送出去。關(guān)于此，在事實上值D用作加權(quán)系數(shù)S43的情況下，這個系統(tǒng)具有簡化計算單元49的結(jié)構(gòu)的優(yōu)點，雖然與使用該表的列表比較，該精度根據(jù)加權(quán)系數(shù)在一定程度上變得差了。
此外，上面敘述的第四實施例已涉及利用信號-干擾波功率比S／I作為加權(quán)系數(shù)S81的情況。在這個第四實施例中，準備了表示I分量和Q分量的偏移值與信號-干擾功率比S／I之間關(guān)系的加權(quán)系數(shù)計算表109，和根據(jù)I分量和Q分量的偏移值列表這個加權(quán)系數(shù)計算表109，讀出信號-干擾功率比S／I并且用作加權(quán)系數(shù)S81。但是，本發(fā)明不限于上述情況，而且該加權(quán)系數(shù)可由預定的計算進行計算。例如，在這里I分量的偏移值是A，而Q分量的偏移值是B，和通過平方接收的信號S27的幅度并且在一個時隙將它相加得到的接收信號S27是C，從下式得到值D
D=k1×A／C2+k2×A／B…(2)使用值D，由下式得到值“a”a=k3×2-D…(3)這個值“a”可作為加權(quán)系數(shù)發(fā)送出去。假定k1、k2、k3分別是常數(shù)，和這里使用的值k1大約是“2”至“5”，特別是如“3”是k1的最佳值。k2的值約為“0．1”至“1．0”和最佳值是“0．5”，k3的值大約“1”至“8”和最佳值是“3”。
此外，值b由下式得到而且這個值可作為加權(quán)系數(shù)發(fā)送。
b=k3×2D／C …(4)但是，在每個時隙的功率由接收電路31放大變?yōu)槌?shù)的情況下，值D可定義如下D=k1×A+k2×A／B …(5)和值D可由上式得到。
D=k2×A／B …(6)或者，它可由上式得到。
此外，在這里I分量的偏移值是A，Q分量的偏移值是B，和得到Q分量的平均幅度并且使這個值為E，一個時隙的碼元數(shù)是N，和使用下式計算值FF=k4×(A-k5×B)／(E×N) …(7)和使用這個值F得到值d。
d=k6×2-F …(8)這個值d可作為加權(quán)系數(shù)發(fā)送。假定當在式(7)中得到的值F是小于“0”，則式(8)以F=0進行計算。而且，k4、k5、k6是常數(shù)，k4的值約為“3”至“10”和大約“6”是最佳值，k5的值大約是“1”至“3”和最佳值例如是“2”，以及k6的值是任選值。
而且，當每個時隙的功率由接收電路31放大變?yōu)槌?shù)時，值F可由下式表示F=k4×(A-k5×B) …(9)而且值F可由上面所示的式子得到。
此外，上面敘述的第四實施例已涉及通過π／4移位在復數(shù)平面上變換為右上象限的接收碼元S70的相位來移位在該復數(shù)平面或在該平面Q軸周圍的每個碼元位置的情況。但是，本發(fā)明不限于此，而是通過π／4移位變換為右上象限的接收碼元S70的相位，每個碼元位置可移位到該復數(shù)平面I軸。但是，在這種情況下，I分量和Q分量應該與第四實施例顛倒地處理。
此外，上面敘述的第六實施例已涉及計算加權(quán)系數(shù)S100的情況，其中由第一加權(quán)系數(shù)計算單元52計算的加權(quán)系數(shù)S43和由第二加權(quán)系數(shù)計算單元89計算的加權(quán)系數(shù)S81通過列表組合為一個表。但是，本發(fā)明不限于此，而且可使用將加權(quán)系數(shù)S43的值乘以加權(quán)系數(shù)S81的值及該系數(shù)作為加權(quán)系數(shù)S100，其中這些計算結(jié)果相組合。
此外，上面敘述的第七和第八實施例已涉及通過提供1／2電路143而具有噪聲功率S40或S149的情況。但是，本發(fā)明不限于此，通過去掉1／2電路143和使用噪聲功率S40或S149可得到信號-噪聲功率比S／N，如原來那樣。
而且，上面敘述的第七實施例已涉及通過從包含噪聲分量和信號分量的信號功率S42中減去噪聲功率S110得到只由信號分量構(gòu)成的信號功率S111，以及使用所述信號功率S111得到信號-噪聲功率比S／N。但是，本發(fā)明不限于此，也可根據(jù)圖30中所示的結(jié)構(gòu)得到信號-噪聲功率比S／N。
具體地講，在圖30中，其中圖23的相應部件給予相同的標號，190一般表示解調(diào)電路，而在這個解調(diào)電路190的情況下，由第一加法電路48計算的一時隙的噪聲功率饋送給1／N電路191。1／N電路191通過將噪聲功率S40除以碼元數(shù)N得到每個碼元的噪聲功率S190并且輸出給1／2電路S192。1／2電路192將這個噪聲功率S190分成兩半并且輸出得到的噪聲功率S191給倒數(shù)計算電路193。倒數(shù)計算電路193得到這個噪聲功率S191的倒數(shù)值并且輸出給減法器194。從上面的敘述中已經(jīng)清楚了，倒數(shù)值S192表示噪聲分量N的倒數(shù)值，即1／N。
另一方面，由第二加法電路51計算的一時隙的信號功率S42饋送給1／N電路195。1／N電路195通過將信號功率S42除以碼元數(shù)N得到每個碼元的信號功率S193并且輸出給倒數(shù)計算電路196。倒數(shù)計算電路196得到這個信號功率S193的倒數(shù)值S194并且輸出給所述減法器194。關(guān)于此，由于信號功率S42是由純信號分量S和噪聲分量N構(gòu)成的，這個倒數(shù)值S194表示1／(S+N)。
減法器194得到倒數(shù)值S194與倒數(shù)值S192之間的差并且輸出結(jié)果S195給選擇開關(guān)147作為給選擇開關(guān)147的信號-噪聲功率比S／N。因此，在乘法器43中，將接收碼元S28乘以這個計算結(jié)果S195作為加權(quán)系數(shù)，時隙的可靠性反射給所述接收碼元S28。利用這個安排，如果使得信號功率S193的倒數(shù)值S194與噪聲功率S190的倒數(shù)值S192之間的差作為該信號-噪聲功率比，則時隙的可靠性可反射給接收碼元S28而且可得到與第七實施例的情況類似效果。關(guān)于此，根據(jù)圖30所示的結(jié)構(gòu)，通過取消1／N電路191及195并且使用噪聲功率S40及信號功率S42可得到信號-噪聲功率比S／N。此外，根據(jù)圖30所示的結(jié)構(gòu)，如在第七實施例的情況那樣，得到的信號-噪聲功率比S／N不提供給比較器148。但是，如在第七實施例的情況那樣，信號-噪聲功率比S／N可饋送給比較器148，和比較器148進行的選擇開關(guān)147的開關(guān)操作可根據(jù)信號-噪聲功率比S／N的值被禁止。
而且，上述實施例已涉及將本發(fā)明應用到利用TDMA系統(tǒng)通信的無線通信系統(tǒng)中的情況。但是，本發(fā)明不限于此，而且例如，如果它應用到圖31和32所示的無線通信系統(tǒng)中，可得到與上述情況相同的效果。
圖31和32所示的無線通信系統(tǒng)敘述如下。首先，在圖31中，圖4的相應部件給予相同的標號，200一般表示無線通信系統(tǒng)的發(fā)送設(shè)備。在這個發(fā)送設(shè)備200中，由DQPSK調(diào)制電路5產(chǎn)生的發(fā)送信號S5提供給高速反富立葉變換電路(IFFT)201。高速反富立葉變換電路(IFFT)201在其頻率為固定距離分開的多個載波的相位差上堆積(pile)發(fā)送信號S5的碼元信息并且輸入多個載波構(gòu)成的發(fā)送信號S200給隨機相移電路21。隨機相移電路21通過加上根據(jù)構(gòu)成發(fā)送信號S200的多個載波相位的初始相位值利用規(guī)定的規(guī)則產(chǎn)生的隨機相位值，隨機化多個載波的相位值并且提供得到的發(fā)送信號S201給發(fā)送電路6。在對這個發(fā)送信號S201進行固定處理之后，發(fā)送電路6對該發(fā)送信號S201進行頻率變換處理，變換為具有規(guī)定的頻率信道的發(fā)送信號，并且經(jīng)過天線發(fā)送它。在這個無線通信系統(tǒng)的情況下，發(fā)送電路6隨機化每個固定定時的發(fā)送信號S202的頻率信道，即進行跳頻。
另一方面，在圖32中，其中圖5的相應部件給予相同的標號，210一般表示這個無線通信系統(tǒng)的接收設(shè)備，而在這個接收設(shè)備中，因天線接11收的接收信號饋送給接收電路31。接收電路31對該固定頻率信道的接收信號S205進行頻率變換處理，提取基帶信號S206并且輸出給高速富立葉變換電路(FFT)211。高速富立葉變換電路(FFT)211通過富立葉變換處理取出多個載波堆積在其上的相位信息構(gòu)成的碼元信息并且輸出給隨機相位反移位電路32作為接收的碼元S207。隨機相位反移位電路32使用與發(fā)送側(cè)相同的相位值恢復接收信號S207的相位條件到以前的條件并且輸出得到的接收信號S27給解調(diào)電路33。此后的說明將省略，因為它與上面敘述的接收設(shè)備30相同。因此，如果本發(fā)明應用到無線通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)在多個載波的相位差上堆積要發(fā)送的信息而且還隨機化加載多個載波的頻率信道，可得到與上述的情況相同的效果。
此外，上述實施例已涉及應用本發(fā)明到TDMA方案的無線通信系統(tǒng)的情況。但是，本發(fā)明不限于此，而是還廣泛地應用于無線通信系統(tǒng)，假定在這樣的系統(tǒng)中，發(fā)送信號在被變換為時隙之后發(fā)送。在這種情況下，作為一個接收設(shè)備，如果該設(shè)備裝備了接收裝置、加權(quán)裝置和解碼裝置可能就足夠了，該接收裝置用于接收發(fā)送信號和輸出該接收信號，該加權(quán)裝置根據(jù)從該接收裝置發(fā)送的所述接收信號計算表示發(fā)送接收信號的時隙可靠性的加權(quán)系數(shù)和將該接收信號乘以所述加權(quán)系數(shù)并且輸出它，該解碼裝置用于解碼從該加權(quán)裝置發(fā)送的接收信號和恢復該發(fā)送的數(shù)據(jù)。
根據(jù)如上所述的本發(fā)明，由于計算表示時隙可靠性的加權(quán)系數(shù)和解碼被乘以所述加權(quán)系數(shù)的接收信號，當在該解碼裝置中加上時隙的可靠性時，可得到最大似然率序列估計，因此，即使在通信質(zhì)量隨時隙變化的情況下，當進行具有高精度的最大似然率序列估計時，發(fā)送的數(shù)據(jù)能夠高精度地恢復。
雖然在這里結(jié)合本發(fā)明的優(yōu)選實施例進行了敘述，但是目的在于在所附的權(quán)利要求書中覆蓋落入本發(fā)明的真正精神和范圍內(nèi)的所有改變和修改，這各種改變和修改對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員是顯而易見的。
權(quán)利要求
1．用于接收由一組預定信息單元構(gòu)成的信號的接收方法，包括步驟接收所述信號；對每個預定信息單元計算表示所述接收信號的可靠性的加權(quán)系數(shù)；利用所述加權(quán)系數(shù)加權(quán)所述接收信號；和解碼所述加權(quán)的信號。
2．根據(jù)權(quán)利要求1的接收方法，其中由一組預定信息單元構(gòu)成的所述信號是TDMA方法的信號，而所述預定信息單元是一個時隙。
3．根據(jù)權(quán)利要求1的接收方法，其中由一組預定信息單元構(gòu)成的所述信號是多載波方法的信號，而所述預定信息單元是一個一個副載波或多個副載波。
4．根據(jù)權(quán)利要求3的接收方法，其中所述多載波方法的信號在時間方向還被劃分，而所述預定信息單元是一個副載波或多個副載波的一個預定時間部分。
5．根據(jù)權(quán)利要求1的接收方法，其中所述加權(quán)是通過所述加權(quán)系數(shù)和所述接收信號相乘進行的，而所述解碼是軟判定解碼。
6．根據(jù)權(quán)利要求1的接收方法，其中所述加權(quán)系數(shù)利用有關(guān)信號功率和噪聲功率的值的比率計算。
7．根據(jù)權(quán)利要求6的接收方法，其中所述的比率利用該接收信號的相位偏移的程度計算。
8．用于接收由一組預定的信息單元構(gòu)成的信號的接收設(shè)備，包括用于接收所述信號的接收裝置；加權(quán)系數(shù)計算裝置，用于對每個預定信息單元計算表示從所述接收裝置輸出的所述信號的可靠性的加權(quán)系數(shù)；加權(quán)裝置，利用所述加權(quán)系數(shù)加權(quán)從所述接收裝置輸出的所述信號；和解碼裝置，用于解碼從所述加權(quán)裝置輸出的所述信號。
9．根據(jù)權(quán)利要求8的接收設(shè)備，其中由一組預定的信息單元構(gòu)成的信號是TDMA方法的信號，而預定的信息單元是時隙。
10．根據(jù)權(quán)利要求8的接收設(shè)備，其中由一組預定信息單元構(gòu)成的所述信號是多載波方法的信號，而所述預定信息單元是一個副載波或多個副載波。
11．根據(jù)權(quán)利要求10的接收設(shè)備，其中所述多載波方法的信號在時間方向還被劃分，而所述預定信息單元是一個副載波或多個副載波的一個預定時間部分。
12．根據(jù)權(quán)利要求8的接收設(shè)備，其中所述加權(quán)是通過所述加權(quán)系數(shù)和所述接收信號相乘進行的，而所述解碼是軟判定解碼。
13．根據(jù)權(quán)利要求8的接收設(shè)備，其中所述加權(quán)系數(shù)利用有關(guān)信號功率和噪聲功率的值的比率計算。
14．根據(jù)權(quán)利要求13的接收設(shè)備，其中所述的比率利用該接收信號的相位偏移的程度計算。
15．根據(jù)權(quán)利要求8的接收設(shè)備，其中所述接收裝置包括執(zhí)行將在發(fā)送時已經(jīng)隨機地移位的相位信號移位到相反相位的處理的一部分。
16．根據(jù)權(quán)利要求12的接收設(shè)備，其中所述軟判定解碼是維特比解碼。
17．根據(jù)權(quán)利要求13的接收設(shè)備，其中有關(guān)信號功率和噪聲功率的值的比率的所述計算是關(guān)于未延遲的信號和已延遲的信號之間的差作為一個信號分量而進行的(圖5)。
18．根據(jù)權(quán)利要求13的接收設(shè)備，其中有關(guān)信號功率和噪聲功率的值的比率的所述計算是關(guān)于平均電平和目前電平之間的差作為一個信號分量而進行的(圖10)。
19．根據(jù)權(quán)利要求14的接收設(shè)備，其中所述相位偏離程度是利用根據(jù)該解調(diào)信號的正交分量的第一分量和第二分量的幅度分量和功率分量計算的該偏離計算的。
20．根據(jù)權(quán)利要求19的接收設(shè)備，其中所述正交分量是I／Q信號(圖11)。
21．根據(jù)權(quán)利要求19的接收設(shè)備，其中所述正交分量是極坐標的r／θ分量信號(圖17)。
22．根據(jù)權(quán)利要求19的接收設(shè)備，其中所述相位偏離程度是利用所述第一分量和第二分量的比較計算的。
23．根據(jù)權(quán)利要求22的接收設(shè)備，其中在所述加權(quán)系數(shù)的計算中，每個碼元的噪聲功率從每個碼元的接收信號的功率中減去，以便得到純信號功率(圖24)。
全文摘要
本發(fā)明涉及接收設(shè)備,目的是進行高精度最大似然率序列估計和以改進的精度恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)。由于提供了接收裝置(31、32),加權(quán)裝置(35)和解碼裝置(16),接收發(fā)送信號時,接收裝置輸出接收的信號(S27),該加權(quán)裝置用于計算表示發(fā)送接收信號的時隙可靠性的加權(quán)系數(shù)和將這個加權(quán)系數(shù)乘以該接收信號并且輸出,解碼裝置用于解碼加權(quán)裝置發(fā)送的接收信號(S29)和恢復之,在解碼裝置加上時隙可靠性時可進行最大似然率序列估計,因此,即使在通信質(zhì)量隨時隙變化的情況下,仍能以改進的精度恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)。
文檔編號H04B7/26GK1204189SQ98109758
公開日1999年1月6日 申請日期1998年3月19日 優(yōu)先權(quán)日1997年3月19日
發(fā)明者鈴木三博, 迫田和之 申請人:索尼公司