專利名稱：碼分多址基站間異步蜂窩式系統(tǒng)的初始同步方法和接收機的制作方法
本專利申請要求以1997年1月7日提交的HEI9-011960號日本專利申請為基礎的優(yōu)先權，這里引用其內(nèi)容作為參考。
本發(fā)明涉及對DS-CDMA(直接序列-碼分多址)基站間異步蜂窩式系統(tǒng)進行初始化同步的方法和接收機。
以碼分多址(CDMA)為基礎的CDMA蜂窩式系統(tǒng)使用直接序列(DS)型擴展頻譜(SS)大大增加了信道容量。這些系統(tǒng)在近來對地面移動通信的研究中受到廣泛的關注。一般，CDMA系統(tǒng)的頻率利用率低于其它多址系統(tǒng)(FDMA、TDMA)的原因在于與其它電臺的相互干擾。然而，蜂窩式系統(tǒng)完全防止干擾，因為空間的頻率重復利用率(具有同一頻率的小區(qū)重復率)對整個頻率利用率有很大作用。因此，將來，具有高的小區(qū)重復率的CDMA蜂窩式系統(tǒng)一定會成為一種有效的系統(tǒng)。
一般，蜂窩式系統(tǒng)需要兩種小區(qū)搜索，即識別連到移動電臺的起始小區(qū)的起始小區(qū)搜索以及搜索切換用鄰近小區(qū)的鄰近小區(qū)搜索。值得注意的是，在DS-CDMA蜂窩式系統(tǒng)中，每個小區(qū)使用同一頻率。因此，在進行同步小區(qū)搜索時，初始同步需要把接收到信號的擴展代碼與接收機所產(chǎn)生的擴展代碼復制品之間的時序誤差減少到1/2子碼周期以內(nèi)。
DS-CDMA蜂窩式系統(tǒng)可分成兩類，即在所有基站間進行嚴格的臨時同步的基站間同步系統(tǒng)，以及不進行臨時同步的基站間異步系統(tǒng)?；鹃g同步系統(tǒng)使用其它系統(tǒng)諸如GPS(全球定位系統(tǒng))來實現(xiàn)基站間的同步。由于對代碼給出從一個基站到另一個基站不同的延遲，從而每個基站使用同一長度的代碼，因此滿足在初始搜索期間，只對長代碼的時序進行同步。此外，因為移動電臺接收直接來自在給定的時間與移動電臺進行通信的給定基站的鄰近基站代碼延遲信息，所以可以較高的速度進行用于切換的鄰近小區(qū)搜索。
另一方面，在基站間異步系統(tǒng)中，為了識別基站，每個基站使用不同的擴展代碼。移動電臺需要在進行初始小區(qū)搜索中識別擴展代碼。在搜索用于切換的鄰近小區(qū)時，通過從移動電臺所屬的當前基站所獲的鄰近基站的擴展代碼來限制待搜索的代碼數(shù)目。然而，與基站間同步系統(tǒng)相比，搜索時間較長。實際上，在把長代碼用于擴展代碼時，小區(qū)搜索時間的量變得很大。然而，此基站間異步系統(tǒng)的優(yōu)點在于不需要其它系統(tǒng)諸如GPS。
Kenichi Higuchi、Mamoru Sawahashi和Fumiyuki Adachi在“CD-CDMA基站間異步系統(tǒng)中的兩階段高速長代碼初始同步方法”(Shingakugihou CS-96-19，RCS96-12(1996-05))中提出了一種小區(qū)搜索系統(tǒng)，該系統(tǒng)能解決基站間異步系統(tǒng)中所固有的問題并以高速度進行初始同步。依據(jù)此初始同步方法，使用由相應于小區(qū)的長代碼和相應于通信信道的短代碼所合成的擴展代碼序列對數(shù)據(jù)進行兩次擴展。為了以兩個階段進行此初始同步，把所有小區(qū)共同的第二短代碼分配給控制信道。
尤其是，對于每個小區(qū)中基站所發(fā)射的控制信道，只使用短代碼而屏蔽長代碼。在移動電臺一側，在第一階段，匹配濾波器使用短代碼對接收到的信號進行解擴展并檢測長代碼的時序。在第二階段，相關器使用由相應于小區(qū)的長代碼和特定短代碼所合成的擴展代碼序列來識別相應于小區(qū)的長代碼。
圖1示出小區(qū)的結構。在圖1中，標號61表示移動電臺。每個小區(qū)#1到#n分別具有一個基站BS1、BS2、…、BSn。每個基站使用被長代碼#1、#2、…、#n和識別每個信道的短代碼#0-#s兩次擴展的碼元把一信號發(fā)送到移動電臺61。這里，對于每個小區(qū)，短代碼#0-#s是共同的。此外，把共同的短代碼#0分配給每個小區(qū)的控制信道。
圖2是用于說明常規(guī)的兩階段高速初始同步方法的時序圖，并示出在移動電臺處接收到的控制信道信號的一個例子。從每個基站接收到的控制信道包含了在每個長代碼周期中只被短代碼#0擴展的幾個碼元。從Bsk-2、BSk-1和BSk接收到的信號如圖所示，幾個碼元如信號的陰影部分所示。短代碼#0被共同地分配給所有的基站，這是通過在確定的周期內(nèi)不使用長代碼對信號進行擴展而實現(xiàn)的。使用一個基站與另一個基站不同的長代碼#i和短代碼#0對控制信道的其它碼元位置進行兩次擴展。這樣，對從每個基站Bsk-2-BSk發(fā)射的控制信道進行異步多路復用并在移動電臺處接收。
在第一階段，移動電臺使用匹配濾波器找出基帶接收信號與短代碼#0之間的相關性。在相應于以基站控制信道的短代碼#0擴展的碼元的接收時序的臨時位置處檢測相關的峰值。在長代碼的R周期內(nèi)檢測到這些峰值的電功率后，檢測相應于最大電功率的時序。把檢測到的時序(代碼時序T)確定為從移動電臺所在的新小區(qū)的基站發(fā)射的長代碼同步時序(timing)。
在第二階段，為了識別基站BSk，移動電臺61對用于擴展控制信道的長代碼#k進行識別，已檢測到該長代碼的長代碼時序T。為了實現(xiàn)這一步，在初始小區(qū)搜索中，從長代碼#1-#n中依次選出長代碼#k。由選中的長代碼#k和短代碼#0來給出復制代碼，相關器使用在第一階段中獲得的長代碼同步時序來檢測相關。
在長代碼#1-#n范圍內(nèi)繼續(xù)進行相關檢測，直到長代碼使相關檢測值超出閾值。判定超出閾值的長代碼為新基站的長代碼#k，小區(qū)搜索結束。
同樣，當搜索用于切換的鄰近小區(qū)時，由短代碼#0和長代碼#k來合成復制代碼。從移動電臺的當前基站所發(fā)射的鄰近小區(qū)的長代碼中依次選出長代碼#k。使用長代碼同步時序來檢測相關。
如上所示，通過對長代碼分別進行時序同步和長代碼識別，可以高速度進行小區(qū)搜索。依據(jù)標準的基站間異步蜂窩式系統(tǒng)，搜索一小區(qū)大致需要進行(擴展代碼數(shù)目×擴展代碼相位的數(shù)目)次相關檢測。
另一方面，依據(jù)本方法，滿足進行(擴展代碼數(shù)目+擴展代碼相位數(shù)目)次相關檢測。因此，與標準的基站間異步蜂窩式系統(tǒng)相比，可以高速度搜索小區(qū)。然而，與已有技術一樣，在使用相關器進行相關檢測時也存在一個問題。即檢測每個相關所需的時間長度仍舊很長。因此，希望以更高的速度進行初始同步。
因此，本發(fā)明的一個目的是提供一種用于DS-CDMA基站間異步蜂窩式系統(tǒng)能以較高的速度進行小區(qū)搜索的初始同步方法和接收機。
為了實現(xiàn)以上目的，依據(jù)本發(fā)明的第一方面，擴展代碼序列由相應于小區(qū)的長代碼和相應于通信信道的短代碼來構成。把每個小區(qū)共同的特定短代碼分配給對DS-CDMA基站間異步蜂窩式系統(tǒng)進行初始同步的控制信道。
根據(jù)特定短代碼和接收到的信號之間的相關，確定從相應基站發(fā)射的長代碼同步時序。由長代碼和特定短代碼組合來定義用于每個長代碼的合成代碼。匹配濾波器檢測接收到的信號與幾個段中每個段之間的相關，每個段是從一個合成代碼的一部分取得的。尤其是，從下一合成代碼的一個位置開始提取從下一合成代碼取得的段，該位置離所提取的第一合成代碼段的位置偏移預定的量。然而，偏移量比段的長度短。根據(jù)相關的電功率的大小來識別從相應基站發(fā)射的長代碼。
每當有相應于規(guī)定子碼數(shù)目的接收信號間隔新輸入匹配濾波器時，通過依次地每次替換一個段，根據(jù)長代碼同步時序來檢測每個段與接收到的信號之間的相關。
在已處理與一合成代碼的段的相關時，在匹配濾波器中仍保留一部分基帶接收信號。于是，該部分可用于處理與下一合成代碼段的相關，而不是被清除。結果，可以較高的速度來搜索長代碼。相反，在已有技術中使用滑動相關器時，在處理下一相關前立即丟棄用于前一相關的接收信號。
依據(jù)本發(fā)明的第二方面，用于DS-CDMA基站間異步蜂窩式系統(tǒng)的接收機使用由相應于小區(qū)的長代碼和相應于通信信道的短代碼所合成的擴展代碼序列。把特定的短代碼分配給所有小區(qū)的控制信道。該接收機具有輸出幾個段中每個段的擴展代碼產(chǎn)生裝置，每個段是從一個合成代碼的一部分中取得的。
尤其是，從下一合成代碼中的一個位置開始提取從下一合成代碼中取得的段，該位置離提取第一合成代碼段的位置偏移預定的量。然而，偏移量比段的長度短。匹配濾波器找出相應的擴展代碼產(chǎn)生裝置的輸出與接收信號之間的相關。長代碼同步時序確定裝置使用特定短代碼與接收信號之間的相關來確定從相應的基站發(fā)射的長代碼同步時序。
長代碼識別裝置根據(jù)長代碼同步時序把來自擴展代碼產(chǎn)生裝置的一個段提供給匹配濾波器。然后，長代碼識別裝置依次替換每個段，在每當有相應于偏移量的接收信號的間隔新輸入匹配濾波器時提供該段，并根據(jù)匹配濾波器輸出信號的電功率的大小來識別從相應基站發(fā)射的長代碼。因此，可更快地搜索長代碼。
依據(jù)本發(fā)明的第三個方面，擴展代碼產(chǎn)生裝置還輸出特定的短代碼。長代碼同步時序確定裝置把來自擴展代碼產(chǎn)生裝置的特定短代碼提供給匹配濾波器，并根據(jù)匹配濾波器輸出信號的電功率來確定從相應基站發(fā)射的長代碼的同步時序。因此，可容易地確定長代碼同步時序。使用匹配濾波器可確定長代碼同步時序和長代碼的識別。
依據(jù)本發(fā)明的第四方面，匹配濾波器具有多個采樣保持器和多個乘法器，該乘法器依據(jù)相應于擴展代碼產(chǎn)生裝置的輸出的比特值而輸出來自采樣保持器的信號作為第一和第二輸出。第一模擬加法電路把乘法器的第一輸出加起來。第二模擬加法電路把乘法器的第二輸出加起來。第三模擬加法電路從第二加法電路的輸出中減去第一模擬加法電路的輸出。由于上述匹配濾波器消耗少量的電功率，所以可相應地減少接收機的電功率消耗。
圖1示出DS-CDMA通信系統(tǒng)的小區(qū)的常規(guī)結構。
圖2是常規(guī)的兩階段高速初始同步方法的時序圖。
圖3是圖1所示移動電臺61的信號接收電路的方框圖。
圖4是圖3所示長代碼搜索電路的方框圖。
圖5是匹配濾波器18的方框圖。
圖6示出待輸入匹配濾波器系數(shù)輸入端的合成代碼。
圖7是圖4所示實施例的初始小區(qū)搜索的流程圖。
圖8示出基帶接收信號與依據(jù)本發(fā)明實施例將進行相關處理的合成代碼的段之間的關系。
圖9示出基帶接收信號與依據(jù)已有技術代碼的段之間的關系。
圖10是圖1所示匹配濾波器一個例子的方框圖。
圖11示出倒相放大器Amp。
圖12示出乘法器MUX。
圖13示出基準電壓發(fā)生器Vref。
圖14示出經(jīng)由電容器把輸入電壓提供給倒相放大器的模擬操作電路。
將參考


本發(fā)明的較佳實施例。每個基站在控制信道的規(guī)定時間開始的每個長代碼循環(huán)中周期性地屏蔽一個信息碼元長度的長代碼，并發(fā)射只被短代碼#0(對所有基站是共同的)擴展的碼元。基站BS的發(fā)射機發(fā)射通過以二進制擴展代碼對發(fā)射數(shù)據(jù)進行擴展并對發(fā)射信號進行QPSK調(diào)制而獲得的發(fā)射信號。
圖3是圖1所示移動電臺61的信號接收電路的方框圖。在該圖中，高頻接收機12對接收天線11接收到的來自BPSK的頻譜擴展信號進行解調(diào)，并把它轉換成中頻信號，分配器13把它分成兩個信號并提供給乘法器16和17。振蕩器14產(chǎn)生一具有中頻的信號(cosωt)。把來自振蕩器14的輸出直接提供給乘法器16。通過具有相移電路15也把振蕩器14的輸出輸入到乘法器17，相移電路15把振蕩器14所提供的輸出信號的相位偏移π/2。
乘法器16把從分配器13接收到的中頻信號乘以從振蕩器14接收到的振蕩輸出，并輸出基帶信號Ri，該信號是一同相分量(I分量)并經(jīng)由低通濾波器62而輸出。乘法器17把從分配器13接收到的中頻信號乘以相移電路15的輸出(sinωt)，并輸出基帶信號Rq，該信號是一正交分量(Q分量)。這樣，對接收到的信號進行正交檢測。
把基帶信號Ri和Rq輸入到復合型匹配濾波器18，乘以PN代碼序列發(fā)生器19所產(chǎn)生的PN代碼序列并被解擴展。把從復合型匹配濾波器18接收到的解擴展輸出的同相分量Si和解擴展輸出的正交分量Sq輸入延遲檢測電路20、信號電平檢測器22和相位修正裝置24。延遲檢測電路20檢測解擴展輸出Si和Sq的延遲，并把檢測到的延遲輸出到檢測每個幀的時序的幀同步電路21。把獲得的輸出時序信號Ct輸入相位修正裝置24。
信號電平檢測器22計算來自解擴展輸出Si(I分量)和解擴展輸出Sq(Q分量)的電功率(相關值)。把從信號電平檢測器22獲得的輸出Lb提供給多路選擇器23和長代碼搜索電路27。長代碼搜索電路27搜索長代碼并把長代碼的數(shù)目Lc提供給PN發(fā)生器19。
多路選擇器23從通過多路徑接收到的信號的峰值中選中具有高接收信號電平的多個峰值。把多路徑選擇電路23的輸出Cm輸入相位修正裝置24。相位修正裝置修正通過每個路徑接收到的信號的相位。在同步時序處，瑞克合成器25合成從相位修正裝置24接收到的每個路徑的相位修正輸出并把合成的輸出輸出到輸出電路26。把輸出電路26的輸出提供給對該信號進行解調(diào)和處理的以后的判斷電路或圖中未示出的類似電路。
圖4是圖3所示長代碼搜索電路27的方框圖。
把從信號電平檢測器22輸出的電功率Lb提供給長代碼同步時序確定器4、閾值計算器5和長代碼識別器6。
由長代碼同步時序確定器4和長代碼識別器6來控制PN發(fā)生器19。在初始搜索時，PN發(fā)生器19輸出所有基站的控制信道所共同的短代碼#0。在已確定長代碼同步時序后，依次裝入和輸出具有N個子碼的一個段，每個段是由短代碼#0和每個基站專用的長代碼#1所合成的擴展代碼序列的一部分。
類似于初始小區(qū)搜索，在切換前的鄰近搜索中，輸出所有基站的控制信道所共同的短代碼#0。在確定待切換的基站的長代碼同步時序后，長代碼搜索電路27依次替換和輸出具有N個子碼的每個段，每個段形成由短代碼#0和一個長代碼#i所合成的代碼的一部分。尤其是，從下一合成代碼的一個位置處開始提取從下一合成代碼確定的段，該位置離提取第一合成代碼的段的位置偏移預定的量。然而，偏移量比段的長度短。長代碼搜索電路27根據(jù)從移動電臺當前所屬基站的控制信道接收到的鄰近小區(qū)的長代碼信息來搜索新基站的長代碼。
在初始小區(qū)搜索中，長代碼同步時序確定器4，(1)把來自PN發(fā)生器19的短代碼#0提供給復合型匹配濾波器18；(2)確定輸出最大相關值的平均電功率(在多個(R)個長代碼周期中的相應時序內(nèi)平均的電功率)；(3)把此時序作為長代碼識別時序來識別；以及(4)把此時序輸出給PN發(fā)生器19和閾值計算器5。
閾值計算器5根據(jù)長代碼識別時序的最大相關值的電功率來計算待輸出給長代碼識別器6的閾值。
在切換前的鄰近小區(qū)搜索中，(1)同樣，把來自PN發(fā)生器19的短代碼#0提供給復合型匹配濾波器18；(2)確定最大相關值(不包括當前所連接基站的相關值)平均電功率的時序；(3)把此時序輸出給PN代碼發(fā)生器19，作為用于待切換到的新基站的長代碼識別時序；以及(4)PN代碼發(fā)生器19把第一段提供給復合型匹配濾波器18。
在檢測到長代碼識別時序后，長代碼識別器6依次提供和替換每個段，并把信號電平檢測器22的輸出Lb與規(guī)定的閾值相比較。如果信號電平檢測器22的輸出Lb超出此閾值，則把提供給匹配濾波器的合成代碼識別為新基站的合成代碼。把已提供給PN代碼發(fā)生器19的經(jīng)識別合成代碼的長代碼識別為新基站的長代碼。
圖5示出匹配濾波器18的示意圖。在該圖中，假設基帶接收信號是正負極性的輸入，每個合成代碼的各段是由二進制代碼序列組成的，二進制代碼序列具有1和/或-1值。
如圖5所示，復合型匹配濾波器18具有移位寄存器71、乘法器72和加法器73，移位寄存器的移位級數(shù)等于與相繼合成代碼之間移位數(shù)量有關的子碼數(shù)，乘法器對每個寄存器級的抽頭輸出和系數(shù)輸入進行相乘，加法器對乘法器72的所有輸出進行相加。移位寄存器71部分實際上是由CCD(電荷耦合器件)和SAW(表面聲波)濾波器這類模擬器件或是數(shù)字IC電路這類數(shù)字器件構成的。另一方面，能夠采用較少的具有模擬工作電路的電匹配濾波器，以節(jié)省功耗。
在任何一種情況中，復合型匹配濾波器18只有在預定時間間隔上能夠探測到相關值峰值的周期中才工作。即使匹配濾波器在同步化工作期間消耗較多的電功率，但是匹配濾波器僅僅在一定間隔上工作，因此總體而言電功耗能夠保持在較低水平上。
圖6示出輸入到匹配濾波器18的系數(shù)輸入端的合成代碼的段，寫在代碼序列上方的符號A、B、...、Z分別表示輸入到圖5系數(shù)輸入端A、B、...、Z的各個代碼。符號M代表一個自然數(shù)。
圖7是說明開始小區(qū)搜索操作的流程圖。在步驟S21中，PN發(fā)生器19將短代碼#0裝載到復合型匹配濾波器18中。在步驟S22中，由復合型匹配濾波器18獲得基帶接收信號與短代碼#0之間的相關。信號電平探測器22探測復合型匹配濾波器18的輸出的電功率，并將結果輸出到長代碼同步時序確定器4。
在步驟S23中，當電功率超過一定的閾值時，長代碼同步時序確定器4儲存這個電功率值，及其在長代碼周期內(nèi)的時間。另一方面，通過確定從信號電平探測器22輸出的電功率平均電平，對應于基帶接收信號，能夠自適應地控制閾值。
在若干個長代碼周期上進行上述過程，多次地儲存閾值及其時間。對相應時間的存儲值進行平均并與不同時間的值進行比較。在完成平均運算后，選擇獲得與最大相關值相對應的電功率的時序。將所選時序輸出到PN發(fā)生器19，作為長代碼同步時序。
在步驟S24中，長代碼同步時序確定器4開始將i值設定為1。在步驟S25中，PN發(fā)生器19裝載具有預定子碼長度(例如128個子碼)的段，它形成由長代碼#1和短代碼#0合成的代碼的一部分。如圖6所示，開始將PN(1)128、PN(1)127、...、PN(1)1輸入到系數(shù)輸入端A-Z。
在步驟S26中，復合型匹配濾波器18找出基帶接收信號與合成代碼#1的段之間的相關，即，與合成代碼#1的部分相關。長代碼識別器確定相關輸出是否超出閾值。具體而言，獲得基帶接收信號與合成代碼#1的段之間的相關。如果信號電平探測器22的輸出大于閾值計算器5計算的預定閾值，那么，過程進到步驟S27。如果信號電平探測器22的輸出不大于閾值計算器5所計算的預定閾值，過程進到步驟S28。
通過輸出電功率電平，該電平代表在長代碼同步時序時與最大相關峰值對應的電功率的預定百分比或到現(xiàn)在時間為止信號電平探測器22輸出電功率的平均電平，閾值計算器5能夠根據(jù)基帶接收信號自適應地控制閾值。
在步驟S27中，將這一階段獲得的長代碼#i確定為所需基站的長代碼，完成小區(qū)搜索。在步驟S28中，確定長代碼#i是否為最后長代碼。如果長代碼#i是最后長代碼，那么，過程返回到步驟S21，從確定長代碼同步時序開始重復上述過程。如果長代碼#i不是最后長代碼，過程進到步驟S29。例如，將這種DS-CDMA基站間非同步蜂窩式系統(tǒng)中所用的最后長代碼標為長代碼#512。
在步驟S29中，合成代碼#i的值逐一地增加。例如，如果i＝1，將其設定為i＝2，過程返回的步驟S25。在步驟S25中，PN發(fā)生器19將由長代碼#2和短代碼#0合成的合成代碼#2的段裝載到復合型匹配濾波器18中。
只要將合成代碼#2的這個段看作是序列PN(2)128、PN(2)127、...、PN(2)1就可以了，與合成代碼#1的情況一樣，獲得與基帶接收信號的相關。然而，為了確定電功率的相關峰，必須考慮到一定的處理時間量、峰值相位的變化等因數(shù)。因此，在基帶接收信號的M子碼已經(jīng)輸入時，在獲得基帶接收信號與合成代碼#1的這個段之間的相關后，基帶接收信號與下一個合成代碼#2的這個段相關。在進行上述過程時，基帶接收信號的M子碼被新輸入到圖5所示的移位寄存器71并被移位。
因此，獲得相關的下一個合成代碼#2的段需要被放入，以與基帶接收信號的移位相一致。如圖6所示，按序列PN(2)M+128、PN(2)M+127、...、PN(2)M+1，將段輸入到圖5所示的系數(shù)輸入端A-Z。
在以下的S26-S29步驟中，對于合成代碼#2的段，重復進行合成代碼#1的段所進行的相同過程。從理論上，可以將M的值設定為M＝1。然而，當考慮到子碼同步化的準確度、相關峰的偏差等因數(shù)時，設定M＝4是合適的，用這個值能夠容納象誤差這樣的容限。與短代碼的子碼數(shù)相比，可以將M的值設定為小一些。
以下將說明類似的過程。在步驟S25中，通過裝載與最后長代碼#512相對應的合成代碼#512的段，獲得部分相關時，這個段是以序列PN(512)511M+128、PN(512)511M+127、...、PN(512)511M+1表示的，如圖6所示。每一次都能夠產(chǎn)生合成代碼#i的這些段。然而，也可以預先合成這些段，儲存在長代碼識別器內(nèi)的存儲器中，在必要時取出和讀出。
圖8示出基帶接收信號與用該基帶接收信號進行相關處理的每個合成代碼的段之間的相應關系。在復合型匹配濾波器18中，在長代碼同步時序上，基帶接收信號與合成代碼#1第1至第128子碼構成的段相關。這里，將基帶接收信號的最早子碼確定為第一子碼。參照這個第一子碼，示出基帶接收信號的子碼的位置。在圖中，基帶接收信號的子碼的位置在括號中示出。
新輸入基帶接收信號的M個子碼并使之移位M次。這時，基帶接收信號的第M+1至第M+128子碼與合成代碼#2第M+1至第M+128子碼構成的段相關。接著，進一步輸入基帶接收信號的M個子碼并使之移位M次。這時，基帶接收信號的第2M+1至第2M+128子碼與合成代碼#3第2M+1至第2M+128子碼構成的段相關。
復合型匹配濾波器18繼續(xù)進行類似的相關過程。當最后合成代碼#512的段與基帶接收信號相關時，基帶接收信號的第511M+1至第511M+128子碼與合成代碼#512第512M+1至第512M+128子碼構成的段相關。
如上所述，通過使與被相關新輸入基帶接收信號相一致的規(guī)定M子碼移位一切斷間隔，可獲得每個合成代碼#i的段。由長代碼識別時序開始探測每個段與基帶接收信號之間的相關性。當把基帶接收信號的M子碼新輸入到復合型匹配濾波器18中進行新的相關探測時，依次地替換每個段。
用以上過程，能夠以高速度進行初始小區(qū)搜索。例如，如果段的子碼數(shù)N是128(一個碼元)，M的值是4，長代碼的總數(shù)是512，最多在與128+(512-1)×4＝2172個子碼相對應的時間里，一次能夠搜索所有的長代碼。
圖9示出基帶接收信號與用該基帶接收信號進行相關處理的合成信號之間的關系。該圖表示常規(guī)技術，它采用與“現(xiàn)有技術描述”中引作參考的現(xiàn)有技術所述的相同相關器。識別長代碼的段具有128個子碼的碼元，與本實施例相同。
在由長代碼同步時序限定的時間上，基帶接收信號的第1至第128子碼與合成代碼#1的段的第1至第128個子碼相關。然后，基帶接收信號的第128+1至第128×2個子碼與合成代碼#2的段的第128+1至第128×2個子碼相關。接著，基帶接收信號的第128×2+1至第128×3個子碼與合成代碼#3的段的第128×2+1至第128×3個子碼相關。
當采用現(xiàn)有技術的相關器時，在恰好已經(jīng)處理基帶接收信號與一個合成代碼之間相關時，該基帶接收信號不再保留。另一方面，根據(jù)本發(fā)明的實施例，在已經(jīng)處理基帶接收信號與一個合成代碼之間相關時，一部分基帶接收信號仍然保留在匹配濾波器中。因此，能夠用這部分保留的基帶接收信號作與下一個合成代碼的段的相關處理。根據(jù)采用匹配濾波器的本發(fā)明的實施例，搜索速度提高N/M倍。在N＝128，M＝4的情況中，搜索速度提高128/4＝32倍。
在切換前搜索相鄰小區(qū)時，能夠以與搜索初始小區(qū)相同的方法，即，通過依次將被搜索長代碼和短代碼#0合成的代碼的段輸入到匹配濾波器，搜索超過閾值的長代碼。長代碼的輸入是基于在確定長代碼同步時序后從控制信道提供的相鄰小區(qū)的長代碼信息。與傳統(tǒng)技術相比，搜索速度同樣提高N/M＝128/4＝32倍。
在以上的說明中，僅采用一個匹配濾波器。然而，利用多個匹配濾波器，如兩個，同時并行地進行不同長代碼的相關探測，能夠進一步提高搜索速度。
根據(jù)本發(fā)明的這個實施例，基帶接收信號一次只與一個合成代碼的段相關。然而，如果由于多路徑或其它原因被探測長代碼的同步時序偏移真實長代碼同步時序，合成代碼的段會在偏移真實長代碼同步時序的時間上與基帶接收信號相關。在這種情況下，不可能識別長代碼。
因此，通過使相對時序在時間上偏移幾個子碼，基帶接收信號與相同合成代碼多次相關。從這些多次相關處理操作中獲得的電功率值中，選擇獲得最大相關電功率的時間作為真實長代碼同步時序。此外，在這些多次相關處理操作中所用的合成代碼的代碼數(shù)目中可識別所需的長代碼。
再參照圖7給出具體的描述。在步驟S26中，在長代碼同步時序上基帶接收信號與一個合成代碼的段相關后，即使在基帶接收信號正在被輸入到復合型匹配濾波器18中時，(1)在由一個子碼輸入基帶接收信號時連續(xù)地存儲信號電平探測器22的輸出；(2)所存儲的多個電功率值相互進行比較；(3)在所存儲的多個電功率值中選擇最大電功率值；(4)保存與這個最大電功率值相對應的代碼數(shù)。
將所保存的最大電功率值與閾值計算器5計算的預定閾值進行比較。如果所保存在最大電功率值超過這一閾值，過程進到步驟S27。否則，過程進到步驟S28。
當過程經(jīng)S28、S29和S25返回到S26時，探測基帶接收信號與下一個合成代碼的段之間的相關。然而，如上所述，這一步是在基帶接收信號的M子碼已經(jīng)被新輸入到復合型匹配濾波器18后進行的。因此，可以任意地設定被連續(xù)地存儲的信號電平探測器22輸出的電功率值的數(shù)目，只要該數(shù)目小于或等于M。反之，能夠確定與被連續(xù)存儲的子碼數(shù)目相對應的M值。
圖10示出圖4中所示的復合型匹配濾波器18的一個例子。由于匹配濾波器的電功耗低，能夠進一步降低應用于本發(fā)明中的移動臺的電功耗。
為了使附圖簡化，這里所示的擴展代碼序列由6比特組成，具有6個延遲級。然而，對于實際的擴展代碼序列，實際上可用很長的代碼序列，實際安裝在匹配濾波器18中的級數(shù)與實際擴展代碼序列相對應。
通過控制取樣時序的控制器32，可分配各個基帶接收信號Si和Sq并依次地輸入到一個取樣保持器31-1-31-6。每個取樣保持器31-1-31-6的輸出在乘法器33-1-33-6中被產(chǎn)生擴展代碼序列的擴展代碼發(fā)生器35的輸出相乘，然后在加法器36-41中相加，輸出相關值Vr。從參考電壓發(fā)生器34將參考電壓輸入到乘法器33-1-33-6。
每個取樣保持器31-1-31-6具有一個由控制器32控制的模擬開關、一個電容器C1、和一個倒相放大器Amp。每個加法器36-41具有連接到多個輸入端的電容器和一個倒相放大器Amp。在這個匹配濾波器18中，在取樣保持器31-1-31-6和加法器36-41中的輸入端與模擬工作電路(神經(jīng)工作放大器)之間連接有電容器。
圖11示出圖10(a)中所示的倒相放大器Amp。開關51串聯(lián)在電源Vdd與倒相放大器Amp之間。功率控制器58控制開關51，只有在需要時觸發(fā)倒相放大器Amp。CMOS倒相器52-54為級聯(lián)式連接。輸入端Vi是CMOS倒相器52的輸入，輸出端Vo是CMOS倒相器54的輸出。在兩個端子之間裝有反饋電容Cf。
倒相放大器Amp采用倒相器作為放大器，通過它，CMOS倒相器的輸出從高電平轉移到低電平或者從低電平轉移到高電平。倒相放大器Amp具有奇數(shù)級的CMOS倒相器，例如，圖中所示的三級CMOS倒相器。電阻R1和R2對在CMOS倒相器53級之間的電源電壓分壓從而控制放大器Amp的增益。在輸出端Vo與接地之間裝一個電容器Cg，進行相位調(diào)節(jié)。電阻R1和R2和電容Cg可防止倒相放大器Amp振蕩。
圖14示出經(jīng)電容器提供輸入電壓的模擬工作電路。輸入電壓V1和V2分別經(jīng)電容C1和C2提供給倒相放大器Amp。由于倒相放大器Amp的電壓放大因子很大，在這個倒相放大器的輸入端，在B點的電壓值Vb幾乎保持不變。B點連接至構成CMOS倒相器52的晶體管的柵極和電容器C1、C2和Cf。相對任何電源，B點處在浮動狀態(tài)。
因此，如果在初始狀態(tài)中每個電容器C1、C2和Cf中存儲的電荷為0，那么，即使在提供輸入電壓V1和V2時，在這些電容器中存儲的電荷的總量保持為0。這個觀察結果可用用電荷守恒公式表示C1(V1-Vb)+C2(V2-Vb)+Cf(V輸出-Vb)＝0 (1)這里，符號C1、C2和Cf代表電容器C1、C2和Cf的電容。每個輸入電壓V1和V2按下式由相對B點參考電壓Vb測量的電壓所代替。
V(1)＝V1-Vb，V(2)＝V2-Vb，V′(輸出)＝V輸出-Vb (2)然后可導出下列方程V(輸出)＝-{(C1/Cf)V(1)+(C2/Cf)V(2)}(3)換句話說，通過使相對Vb測量的輸入電壓V(i)與代表輸入電容Ci與反饋電容Cf之比的系數(shù)(Ci/Cf)乘積的和的極性反相，而獲得輸出電壓Vo。輸出電壓V’是模擬工作電路(神經(jīng)工作放大器)的輸出。
取樣保持器31-1-31-6是圖14中所示的模擬工作電路(神經(jīng)工作放大器)的特定類型，它僅有一個輸入端。如果輸入電容C1與反饋電容Cf的值相等，根據(jù)方程式(3)，輸出電壓變?yōu)?V(1)。換句話說，當控制器32打開輸入開關時，基帶接收信號的電壓反相并輸出。
控制器32通過依次地給取樣保持器31-1-31-6提供控制信號而控制取樣保持器31-1-31-6。每個控制信號關閉和順序地打開安裝在各個取樣保持器31-1-31-6中的模擬開關，在擴展調(diào)制信號的每個子碼的時序上，接受輸入電壓。用這種方式，由每個取樣保持器31-1-31-6接受與一個擴展代碼序列周期相對應的接收信號，使接收信號的極性反相，輸出該接收信號。將取樣保持器31-1-31-6的輸出分別輸入到乘法器33-1-33-6中。每個乘法器33-1-33-6有兩個結構相同的多路復用傳輸器MUX1和MUX2。
圖12示出圖10中所示的多路傳輸器MUX1。當從擴展代碼發(fā)生器35提供的控制信號Si為“1”(高電平)時，傳輸門56變?yōu)閷?，傳輸門57變?yōu)榉菍āＴ谶@種情況下，從取樣保持器31-1提供的輸入信號Vin作為輸出信號Vout而輸出?？刂菩盘朣i為“0”(低電平)時，傳輸門57變?yōu)閷ǖ?，傳輸門56變?yōu)榉菍ǖ摹Ｔ谶@種情況下，從參考電壓發(fā)生器34提供的輸入信號Vr作為輸出信號Vout而輸出。
第二多路復用器電路MUX2的傳輸門56和57的輸入連接與第一多路復用器電路MUX1的傳輸門的輸入連接相反。換句話說，將參考電壓提供到傳輸門56，將取樣保持電路31-i的輸出電壓Vin提供到傳輸門57。
從擴展代碼發(fā)生器35輸出的擴展代碼序列，將與乘法器33-i的比特相對應的數(shù)據(jù)輸入到控制信號輸入端Si。第一多路復用器電路MUX1的輸出信號Vout變?yōu)槌朔ㄆ?3-i的H-輸出，第二多路復用器電路MUX2的輸出信號Vout變?yōu)槌朔ㄆ?3-i的L-輸出。
接著，當作為控制信號Si而提供的擴展代碼的比特為“1”時，多路復用器MUX1輸出采樣保持電路31-i的輸入電壓，多路復用器MUX2輸出參考電壓發(fā)生器34的參考電壓Vr。另一方面，當與擴展代碼相對應的比特為“0”時，多路復用器MUX1輸出參考電壓Vr，多路復用器MUX2輸出來自采樣保持電路31-i的輸入電壓。
圖13示出參考電壓發(fā)生器Vref。開關51串接在電源Vdd與參考電壓發(fā)生器Vref之間。電功率控制器58控制開關51。開關51只有在需要時才觸發(fā)參考電壓發(fā)生器Vref。CMOS倒相器82-84與圖11中所示的級聯(lián)連接的CMOS倒相器相同。然而，在圖13中簡化了它們的電路符號。與圖11中所示的倒相放大器Amp相似，安裝了控制增益的電阻R3和R4和作相位調(diào)制的電容器Ch。Ch也表示電容器的電容。
這個參考電壓發(fā)生器Vref使其輸出電壓穩(wěn)定在其輸入電壓與輸出電壓相等的電平上。通過設定每個CMOS倒相器82-84的閾值，該參考電壓發(fā)生器Vref能夠產(chǎn)生所需的參考電壓Vr。這里Vr＝Vdd/2＝Vb從而能夠擴展動態(tài)范圍。因此，當參考電壓Vr是從乘法器33-1-33-6的H-輸出或L-輸出輸出時，根據(jù)方程式(3)，基帶接收信號變?yōu)?。
將乘法器33-1-33-3中MUX1的輸出(H-輸出)輸入到加法器36。在加法器36中，將與各個乘法器33-1-33-3相對應的輸入電容器C2、C3和C4的大小分別設定為反饋電容Cf的1/3。
根據(jù)上述的V’out的方程式，可輸出大小為乘法器33-1-33-3輸出電壓之和1/3的電壓。這個輸出電壓的極性與輸入到這個匹配濾波器18中的基帶接收信號的電壓的極性相同。將乘法器33-4-33-6的H-輸出輸入到加法器38，與上述情況一樣，它輸出大小為乘法器33-4-33-6輸出電壓之和的電壓。這個電壓的極性也與基帶接收信號的極性相同。
將加法器36和38的輸出輸入到加法器40。與這個加法器40有關的輸入電容器C5和C6的值都設定為反饋電容Cf值的1/2。加法器40輸出大小為加法器36輸出1/2與加法器38輸出1/2之和的電壓。這個電壓的極性與基帶接收信號的極性相反。
另一方面，將任一乘法器33-1-33-3的MUX2的輸出(L-輸出)輸入到加法器37。加法器37輸出大小為乘法器33-1-33-3輸出電壓之和的電壓。此外，將乘法器33-4-33-6的L-輸出輸入到加法器39。與上述情況一樣，加法器39輸出大小為乘法器33-4-33-6輸出電壓之和的電壓。這些輸出電壓的極性都與基帶接收信號的極性相同。
加法器40、37和39的輸出被輸入到加法器41。將與加法器40輸入相對應的加法器41的輸入電容C7設定與反饋電容Cf相等。由于與加法器37和39相對應的輸入電容器C8和C9的電容被設定為Cf值的1/2，加法器41輸出大小為加法器40輸出電壓與加法器37和39輸出電壓1/2之和的電壓。因此，加法器41提供第一之和與第二之和之間的電壓差。第一和數(shù)是由連接到乘法器33-i的取樣保持電路31-i的輸出所形成的，并從擴展代碼發(fā)生器35提供擴展代碼序列中的“1”給乘法器33-i。第二和數(shù)是由連接到乘法器33-i的取樣保持電路31-i的輸出所形成的，并從擴展代碼發(fā)生器35提供擴展代碼序列中的“0”給乘法器33-i。換句話說，基帶接收信號與擴展代碼序列之間的相關值是從這個加法器41輸出的。
為了防止最大電壓超過電源電壓，加法器40輸出大小為輸入電壓之和1/2的電壓，加法器41對這個電壓與加法器37和39電壓1/2相加。
在相關值已經(jīng)從加法器41輸出后，在基帶接收信號的下一個時序，新輸入的子碼被輸入到取樣保持器31-1-31-6中之一，在這些取樣保持器中，已經(jīng)取樣保持了基帶接收信號的最早子碼。與此同步，擴展代碼發(fā)生器35使擴展代碼序列移位一個子碼并輸出。重復進行上述操作，在以上規(guī)定的時序上，獲得基帶接收信號與相同擴展代碼序列的相關值。由于一旦已經(jīng)取樣保持到取樣保持器31-1-31-6的基帶接收信號不需要被移位，因此可以防止誤差。用這種方法，通過依次地將基帶接收信號分配到取樣保持器31-1-31-6并使擴展代碼序列移位，這種匹配濾波器18能夠進行相關操作處理。
根據(jù)這種匹配濾波器18，通過基于電容耦合的模擬處理進行操作。因此，與數(shù)字處理相比，能夠極大地減少電路，由于操作是并行進行的，能夠在高速度下進行處理。此外，每個電路的輸入和輸出都是電壓信號，能夠將電功耗維持在極低的水平。
以上說明表示這種情況的例子，基站的發(fā)射器對采用二進制代碼的發(fā)射數(shù)據(jù)作擴展調(diào)制而獲得的發(fā)射信號進行QPSK-調(diào)制和發(fā)送，移動臺的接收器在對接收信號進行QPSK調(diào)制后，對采用二進制代碼的接收信號進行去擴展，以補償由于衰落等因數(shù)造成的相位變化。另一方面，基站可以對發(fā)射信號進行BPSK調(diào)制，在接收器中能夠對接收信號進行BPSK解調(diào)。此外，數(shù)據(jù)調(diào)制和擴展編代碼的調(diào)制器不限于某些特定形式。因此，利用基本上相同的結構，能夠自由地采用和獲得不同調(diào)制系統(tǒng)的組合。例如，能夠對采用復合代碼序列的發(fā)射數(shù)據(jù)擴展調(diào)制而獲得的發(fā)射信號進行QAM調(diào)制和發(fā)送。
根據(jù)本發(fā)明，由于在初始小區(qū)搜索時，基于長代碼同步時序在匹配濾波器18中識別長代碼，因此，能夠在高速度下進行初始同步化。由于是基于新基站BS的長代碼同步時序在匹配濾波器18中識別被移交基站的長代碼，在相鄰小區(qū)搜索期間也能夠在高速度下進行初始同步化。此外，通過采用模擬操作電路(神經(jīng)工作放大器)的匹配濾波器，能夠提供消耗電功率很少的接收器。與匹配濾波器與相關器組合使用的傳統(tǒng)兩步小區(qū)搜索方法不同，本發(fā)明僅采用一個公共匹配濾波器。因此，電路能夠做得很小，簡化了系統(tǒng)構造。
權利要求
1.一種用于DS-CDMA基站間異步蜂窩式系統(tǒng)的初始同步方法，其特征在于所述方法使用多個合成的擴展代碼序列，每個合成擴展代碼序列由相應于小區(qū)的長代碼和相應于通信信道的多個短代碼中的一個短代碼所合成，其中把多個短代碼中的特定短代碼分配給小區(qū)的控制信道，所述方法包括以下步驟(1)在基站的控制信道中接收控制信號，在每個長代碼周期中，只由特定短代碼來擴展所述控制信號的一部分，而控制信號的其它部分由一個合成擴展代碼序列來擴展；(2)使控制信號與特定短代碼相關，以產(chǎn)生一相關信號；(3)根據(jù)相關信號來確定控制信號的長代碼同步時序；(4)檢測控制信號與合成擴展代碼序列的段之間的相關，合成擴展代碼序列由不同的長代碼和特定的短代碼所合成，從取得第一段的第一合成擴展代碼序列中的第一位置開始，從各個合成擴展代碼序列的一部分中取得每個段，在相繼的合成擴展代碼序列中，從每個相繼合成擴展代碼序列中的一個位置開始，該位置離從前一合成擴展代碼序列取得前一段的位置偏移預定的偏移量，所述預定偏移量比每個段的長度短，通過長代碼同步時序來合成控制信號和每個段；以及(5)根據(jù)相關信號的電功率來識別以不同長代碼中的哪一個長代碼來合成相應于控制信號的所述一個合成擴展代碼序列。
2.如權利要求1所述的初始同步方法，其特征在于檢測步驟包括依次以相繼的一個段來替換現(xiàn)存的一個段的步驟，控制信號的長度基本上等于新輸入匹配濾波器的偏移量。
3.一種用于DS-CDMA基站間異步蜂窩式系統(tǒng)的接收機，所述接收機使用多個合成擴展代碼序列，每個合成擴展代碼序列由相應于小區(qū)的不同長代碼和相應于通信信道的多個短代碼中的一個短代碼所合成，其中把每個小區(qū)所共同的特定短代碼分配給控制信道，所述接收機包括(1)擴展代碼產(chǎn)生裝置，所述裝置輸出不同長代碼與特定短代碼所合成的合成擴展代碼序列的段，從取得第一段的第一合成擴展代碼序列的第一位置開始，從各個合成擴展代碼序列的一部分取得每個段，在相繼的合成擴展代碼序列中，從每個相繼合成擴展代碼序列中的一個位置開始，所述位置離從前一合成擴展代碼序列取得前一段的位置偏移預定的偏移量，所述偏移量比每個段的長度短；(2)匹配濾波器，所述濾波器找出擴展代碼產(chǎn)生裝置輸出的段與接收到的信號之間的相關；(3)長代碼合成時序確定裝置，所述裝置根據(jù)特定短代碼和接收信號之間的相關來確定相應基站發(fā)射的長代碼同步時序；以及(4)長代碼識別裝置，所述裝置(a)根據(jù)長代碼同步時序把來自擴展代碼產(chǎn)生裝置的第一段輸入匹配濾波器；(b)每當把基本上等于偏移量的接收到信號的長度輸入匹配濾波器時，依次提供一個相繼的段；以及(c)根據(jù)匹配濾波器輸出信號中的電功率大小來識別從相應基站發(fā)射的長代碼。
4.如權利要求3所述的用于CD-CDMA基站間異步蜂窩式系統(tǒng)的接收機，其特征在于(1)擴展代碼產(chǎn)生裝置還輸出特定短代碼；以及(2)長代碼同步時序確定裝置(a)把來自擴展代碼產(chǎn)生裝置的特定短代碼裝入匹配濾波器；以及(b)根據(jù)匹配濾波器輸出信號中電功率的大小來確定從基站發(fā)射的長代碼同步時序。
5.如權利要求3或4中任一項所述的用于DS-CDMA基站間異步蜂窩式系統(tǒng)的接收機，其特征在于所述匹配濾波器包括(1)多個采樣保持器；(2)多個乘法器，所述乘法器響應于擴展代碼產(chǎn)生裝置的輸出把每個采樣保持器的每一個輸出輸出給第一輸出端和第二輸出端中的一個輸出端；(3)第一模擬加法電路，所述電路把每個乘法器第一輸出端的輸出相加；(4)第二模擬加法電路，所述電路把每個乘法器第二輸出端的輸出相加；以及(5)第三模擬加法電路，所述電路從第二模擬加法電路的輸出中減去第一模擬加法電路的輸出。
6.一種用于DS-CDMA基站間異步蜂窩式系統(tǒng)的移動電臺，所述移動電臺使用多個合成擴展代碼序列，每個合成擴展代碼序列由(a)對應于小區(qū)的長代碼和(b)對應于通信信道的多個短代碼中的一個短代碼所合成，其特征在于把每個小區(qū)所共同的特定短代碼分配給控制信道，所述移動電臺包括(1)接收機，用于接收攜帶合成擴展代碼序列的高頻信號并提供攜帶中頻合成擴展代碼序列的輸出信號；(2)解調(diào)器，用于對來自接收機的輸出信號進行解調(diào)并提供對應于合成擴展代碼序列的基帶信號；(3)擴展代碼發(fā)生器，用于輸出合成擴展代碼序列的段，每個合成擴展代碼序列由相應于各個小區(qū)的不同長代碼和特定短代碼所合成，從取得第一段的第一合成擴展代碼序列的第一位置開始，從各個合成擴展代碼序列的一部分取得每個段，在相繼的合成擴展代碼序列中，從每個相繼合成擴展代碼序列中的一個位置開始，所述位置離從前一合成擴展代碼序列取得前一段的位置偏移預定的偏移量，所述偏移量比每個段的長度短；(4)匹配濾波器，用于找出擴展代碼發(fā)生器輸出的段與基帶信號之間的相關；(5)長代碼同步時序確定器，用于根據(jù)特定短代碼和基帶信號之間的相關來確定相應基站發(fā)射的長代碼同步時序；以及(6)長代碼識別器，用于(a)根據(jù)長代碼同步時序把來自擴展代碼產(chǎn)生裝置的第一段裝入匹配濾波器；(b)每當在把基本上等于偏移量的基帶信號的長度輸入匹配濾波器時，依次提供和替換一個相繼的段；以及(c)根據(jù)匹配濾波器輸出信號中的電功率大小來識別從相應基站發(fā)射的長代碼。
7.如權利要求6所述的移動電臺，其特征在于(1)擴展代碼產(chǎn)生裝置還輸出特定短代碼；以及(2)長代碼同步時序確定裝置(a)把來自擴展代碼產(chǎn)生裝置的特定短代碼裝入匹配濾波器；以及(b)根據(jù)匹配濾波器輸出信號中電功率的大小來確定從基站發(fā)射的長代碼同步時序。
8.如權利要求6或7中任一項所述的移動電臺，其特征在于匹配濾波器包括(1)多個采樣保持器；(2)多個乘法器，所述乘法器響應于擴展代碼產(chǎn)生裝置的輸出把每個采樣保持器的一個輸出輸出給第一輸出端和第二輸出端中的一個輸出端；(3)第一模擬加法電路，所述電路把每個乘法器第一輸出端的輸出相加；(4)第二模擬加法電路，所述電路把每個乘法器第二輸出端的輸出相加；以及(5)第三模擬加法電路，所述電路從第二模擬加法電路的輸出中減去第一模擬加法電路的輸出。
9.如權利要求6所述的移動電臺，其特征在于還包括在匹配濾波器的輸出和長代碼識別器之間電氣連接的信號電平檢測器，所述信號電平檢測器如此配置，從而可檢測電功率并對長代碼識別器提供功率-電平-指示信號。
10.如權利要求9所述的移動電臺，其特征在于解調(diào)器是正交解調(diào)器，匹配濾波器是復合型匹配濾波器。
11.如權利要求10所述的移動電臺，其特征在于還包括相位修正模塊，用于修正復合型匹配濾波器正交輸出之間的相位差并提供相位修正的輸出信號。
12.如權利要求11所述的移動電臺，其特征在于還包括連到相位修正的輸出信號的瑞克合成器。
13.如權利要求12所述的移動電臺，其特征在于還包括連到正交輸出端以檢測其中延遲的延遲檢測器，以及響應于延遲檢測器的幀同步器，用于給相位修正模塊提供幀時序信號。
14.如權利要求13所述的移動電臺，其特征在于還包括多路選擇器，響應于功率-電平-指示信號，選擇正交輸出中超出較低峰值的較高峰值并對相位修正模塊提供一選擇信號。
15.如權利要求9所述的移動電臺，其特征在于還包括在匹配濾波器的輸出和長代碼識別器之間電氣連接的信號電平檢測器，所述信號電平檢測器如此配置，從而可檢測電功率并對長代碼識別器提供功率-電平-指示信號，其中長代碼識別器包括把當前合成的擴展代碼序列中的長代碼通知擴展代碼發(fā)生器的裝置。
16.如權利要求15所述的移動電臺，其特征在于通知擴展代碼發(fā)生器的裝置包括把數(shù)字代碼值傳輸?shù)綌U展代碼發(fā)生器的裝置，所述數(shù)字代碼值只與一個合成擴展代碼序列有關，從而它表示用于僅合成一個合成擴展代碼序列的長代碼。
全文摘要
用于DS－CDMA基站間異步蜂窩式系統(tǒng)的初始同步方法和接收機,用來高速搜索小區(qū)。把基帶接收信號輸入匹配濾波器1并使之與擴展代碼發(fā)生器2的擴展代碼相關。信號電功率計算器3計算相關輸出的電功率并把結果輸出給長代碼同步時序確定器4、閾值計算器5和長代碼識別器6。依次替換和輸出具有構成一部分合成擴展代碼序列的N個子碼的每個段,所述序列由每個基站所專用的長代碼＃i和短代碼＃0所合成。
文檔編號H04B1/707GK1195956SQ9810394
公開日1998年10月14日 申請日期1998年1月7日 優(yōu)先權日1997年1月7日
發(fā)明者壽國梁, 周長明, 周旭平 申請人:株式會社鷹山