專利名稱：采用無載波qam的數(shù)據(jù)傳輸?shù)闹谱鞣椒?br> 技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無載波相位與振幅傳輸。
按照本發(fā)明的一個方面，提供了解碼無載波相位/振幅調(diào)制的信號的裝置，包括用于分其離兩個分量的一對自適應(yīng)濾波器及各分量的差分解碼裝置。
另一方面，本發(fā)明提供了解碼無載波相位/振幅調(diào)制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應(yīng)濾波器；用于比較這兩個分量的裝置；以及在它們一致或相似的情況下能進(jìn)行操作來(a)從該對中的一個濾波器的參數(shù)中計(jì)算具有與該濾波器正交的響應(yīng)的濾波器的參數(shù)，及(b)用計(jì)算出的參數(shù)替代該對中另一濾波器的參數(shù)的裝置。
在本發(fā)明的又一方面中，提供了解碼無載波相位/振幅調(diào)制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應(yīng)濾波器；用于測定這兩個濾波器所引入的相對延時的裝置；以及用于調(diào)節(jié)至少一個濾波器以便減少相對延時的裝置。
在又另一方面中，本發(fā)明提供了解碼無載波相位/振幅調(diào)制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應(yīng)濾波器；用于檢測預(yù)定的信號序列的存在的裝置；以及響應(yīng)這一檢測的不存在進(jìn)行操作以交換兩個濾波器的響應(yīng)的裝置。
這些方法也可組合應(yīng)用。
另一方面，本發(fā)明提供了編碼無載波相位/振幅調(diào)制的信號的裝置，包括提供第一與第二值序列的裝置；差分編碼第一序列的裝置；差分編碼第二序列的裝置；濾波該差分編碼的第一序列的第一濾波器裝置；具有與第一濾波器裝置正交的響應(yīng)的、濾波差分編碼的第二序列的第二濾波裝置；以及相加這兩個濾波器裝置的輸出的裝置。
下面參照附圖以示例方式描述本發(fā)明的一些實(shí)施例，附圖中

圖1為說明無載波相位與振幅調(diào)制的發(fā)射機(jī)與接收機(jī)的方框圖；圖2與3分別為實(shí)施本發(fā)明的發(fā)射機(jī)與接收機(jī)的方框圖；以及圖4為用在圖3的接收機(jī)中的濾波器的方框圖。
圖1中說明無載波相位與振幅傳輸?shù)幕驹?。將要傳輸?shù)脑趫D中理想化為表示二進(jìn)制值1與0的間隔T上的一系列脈沖+1與-1(但多電平信號也是可能的)的一序列離散值(信號an)饋送給具有脈沖響應(yīng)ga(t)的數(shù)字整形濾波器1。將另一個這種序列bn饋送給具有脈沖響應(yīng)gb(t)的第二整形濾波器2，并在加法器3中將這兩個濾波器的輸出相加。
在接收機(jī)上，通過某一信號路徑接收的所得到的組合信號被第二對濾波器4、5解碼，其輸出被限幅器6、7與原始脈沖周期T同步地(用同步化裝置，未示出)抽樣，隨即被判定器件8、9將信號量化成允許的電平(在本例中為±1)。各濾波器在例如4/T等明顯地超過1/T的抽樣率上操作。這兩個信號序列如何能有效地分離示出如下。
如果在某一時刻iT上第一與第二序列分別包含振幅為ai與bi的脈沖，則濾波器1、2的輸出為ai·ga(t-iT)及bi-gb(t-iT)。加法器3的輸出上的信號s(t)的通用形式為S(t)=Σi=-∞∞(aiga(t-iT)+bigb(t-iT))]]>假定不失真地接收這一信號(或者在傳輸中失真及相等與相反均衡化之后)并且接收濾波器4、5具有脈沖響應(yīng)ha(t)與hb(t)。我們能用卷積積分來計(jì)算作為時間的函數(shù)的這些接收濾波器的輸出(分別為ra(t)與rb(t))。ra的公式給出如下，rb的公式也能類似的導(dǎo)出ra(t)=∫-∞∞s(τ)ha(t-τ)dτ]]>ra(t)=∫-∞∞Σi=-∞∞(aiga(τ-iT)+bigb(τ-iT))ha(t-τ)dτ]]>ra(t)=Σi=-∞∞∫-∞∞((aiga(τ-iT)+bigb(τ-iT))ha(t-τ))dτ---(2)]]>ra(t)=Σi=-∞∞∫-∞∞(aiga(τ-iT)ha(t-τ)+bigb(τ-iT)ha(t-τ))dτ]]>在限幅器6的輸出上，我們只須在離散間隔jT上考慮ra的值ra(jT)=Σi=-∞∞∫-∞∞(aiga(τ-iT)ha(jT-τ)+bigb(τ-iT)ha(jT-τ))dτ---(3)]]>如果將接收濾波器響應(yīng)ha選擇為使下述關(guān)系成立
∫-∞∞(gb(τ-iT)ha(jT-τ))dτ≡0----(5)]]>則 ra(jT)＝aj。以類似的方式，如果將接收濾波器hb選擇為使下述關(guān)系成立∫-∞∞ga(τ-iT)hb(jT-τ))dτ≡0---(6)]]>
則rb(jT)＝bj。
以這一方式便有可能確定所發(fā)送的原始序列而無相同序列的元素之間或序列之間的干擾。
注意如果任何脈沖響應(yīng)是無窮的，則積分上的無窮極限在理論上是必要的，但在實(shí)踐中如果包含了相關(guān)響應(yīng)的有效項(xiàng)，便可以截?cái)唷?br> 假定將ga與gb選擇為使
便有可能找到帶有所要求的性質(zhì)的ha與hb。這是正交性質(zhì)的擴(kuò)展(正交性質(zhì)只須對于i＝0成立)。
在本例中通過將ha(t)≡ga(-t)及hb(t)≡gb(-t)(即通過在接收機(jī)中使用與發(fā)送濾波器匹配的濾波器)代入公式4、5、6、7，我們得出公式8、9與10的降低要求
適當(dāng)?shù)臑V波器為構(gòu)成Hilbert變換對的濾波器(具有頻率響應(yīng)H(ω)與jH(ω)的，其中j2＝-1)。
然而這種系統(tǒng)對于信道失真與噪聲是相當(dāng)敏感的，因此必須采用具有不僅取決于濾波器1、2的特征還取決于信號路徑的特征的脈沖響應(yīng)Ga(t)、Gb(t)(即它們表示匹配的響應(yīng)ga(t)、gb(t)與信道均衡性的組合效果)的接收機(jī)濾波器4、5。這能通過使用自適應(yīng)濾波器方法達(dá)到，其中控制裝置10(或11)從減法器12(或13)接收判定器件8(或9)的輸入與輸出之間的差，并在相關(guān)濾波器4(或5)上作用例如Wiener最小均方算法等適應(yīng)算法以便使這一差最小，而使濾波器4、5收斂到所要求的響應(yīng)Ga(t)、Gb(t)。
還示出了符號映象器14，它接收位串行格式的二進(jìn)制信號(即0和1)，并將它們轉(zhuǎn)換成饋送到整形濾波器的兩個序列。在其最簡單的形式中，這將交錯的位轉(zhuǎn)移到兩個信道中并將0與1翻譯成±1。在接收機(jī)上的符號映象器15中進(jìn)行逆映象。
通過例如自同步偽隨機(jī)序列發(fā)生器等形式的擾頻裝置將用于編碼的位提供給符號映象器14，在該自同步偽隨機(jī)序列發(fā)生器中的帶有從22位串行輸入并行輸出移位寄存器17獲得的反饋的異或門16中將位串行組合。反饋是通過連接成接收移位寄存器17的第一與第22級輸出的異或門18獲得的，移位寄存器17從異或門16的輸出中取得其輸入。這一擾頻的功能為去掉信號的相關(guān)性，以便接收機(jī)上的自適應(yīng)濾波器能滿意地操作。在接收機(jī)上設(shè)置對應(yīng)的反擾頻器，將映象單元15的輸出饋入又一串行輸入并行輸出移位寄存器19，然后在異或門20中與異或門21的輸出組合，后者連接成接收移位寄存器19的第一與第22級輸出。
不幸的是，可能產(chǎn)生濾波器4與5的某些失收斂情況(1)濾波器之一或兩者收斂到-Ga(t)或-Gb(t)從而產(chǎn)生反向的輸出；(2)濾波器之一或兩者可能收斂到時移的響應(yīng)，而使得輸出信號延遲(或提前)T的倍數(shù)；(3)兩個濾波器4、5可能收斂到同一響應(yīng)，從而兩個信道都產(chǎn)生(例如)信號ra(t)而不恢復(fù)另一信號序列rb(t)；(4)濾波器4、5分別收斂到響應(yīng)Gb(t)與Ga(t)，從而使信道換位。
分別描繪發(fā)射機(jī)與接收機(jī)的圖2與圖3示出采取措施來減輕這些問題的配置。項(xiàng)目1至21執(zhí)行圖1中相同的功能。假定所執(zhí)行的都是數(shù)字處理；從而，發(fā)射機(jī)具有供在模擬線路23上傳輸?shù)臄?shù)模轉(zhuǎn)換器22并且接收機(jī)具有模數(shù)轉(zhuǎn)換器24。在本例中，假定符號率為6兆符號/秒(即T＝167ns)，各符號在其兩個信道中的每個信道上攜帶單一的位，給出位率6×2＝12兆位/秒。濾波器1、2的輸出及濾波器3、4的輸入在四倍位率，即6×4＝24兆樣本/秒上操作。濾波器1、2為帶有16個抽頭的典型數(shù)字橫向?yàn)V波器，而濾波器4、5帶有32個抽頭。濾波器D/A與A/D轉(zhuǎn)換器的典型分辨率可以是10倍。
為了避免由濾波器4與/或5收斂到產(chǎn)生負(fù)輸出的響應(yīng)所引起的接收信號中的誤差，采用了差分編碼。從而對整形濾波器1的輸入是通過包括異或門25及延時間隔為T的反饋延時線26的差分編裝置從符號映象器14獲得的，而在整形濾波器2的輸入上則設(shè)置帶有異或門27及延時線28的類似配置。注意差分編碼只作用在樣本的符號位上。接收機(jī)上的對應(yīng)差分解碼器具有異或門29、30及延時線31、32。
用下述步驟識別及校正濾波器4、5之一或兩者中對應(yīng)于有害的時移的情況(a)計(jì)算濾波器4的群延時dR；(b)如果該延時小于10或大于14個抽頭，則將濾波器系數(shù)移位足以校正它的量，即移位kR＝4.Round〔(dR-dD)/4〕，其中“Round〔X〕”表示“最接近X的整數(shù)”而dD則為要求的或目標(biāo)延時，通常為12個抽頭；(c)計(jì)算濾波器5的群延時dQ；(d)如果延時dQ不在濾波器4的校正的延時dR的±2之內(nèi)，則將濾波器5的系數(shù)移位kQ＝4.Round〔(dQ-dR)/4〕。
當(dāng)然，群延時通常不是與頻率無關(guān)的；然而在實(shí)踐中發(fā)現(xiàn)如果在或接近濾波器的通帶中央的頻率上計(jì)算群延時便已足夠。
圖3中示出由處理單元33執(zhí)行的計(jì)算與移位操作，該處理單元33連接成從濾波器4、5接收濾波器系數(shù)CRi、CQi(i＝1…n，n為濾波器抽頭數(shù))并將它們返回給濾波器4、5。在實(shí)踐中采用一個單一的數(shù)字信號處理裝置來不僅執(zhí)行這一功能還執(zhí)行濾波、量化及測試操作更為方便。
下面描述計(jì)算群延時的一種可能的算法。圖4中示出濾波器4或5的結(jié)構(gòu)，其中我們有帶延時50的有限脈沖響應(yīng)濾波器，具有T/4持續(xù)時間的延時50提供輸入樣本X的32個延時版本，乘法器51將它們乘以系數(shù)Ci，在加法器52中將這些積相加。
從定義為d(ω)=-∂φ(ω)∂ω---(11)]]>的濾波器的形式群延時d(ω)中能計(jì)算出信號延時的良好指示，其中φ(ω)為濾波器的相位響應(yīng)。
根據(jù)可接受的理論FIR濾波器的傳輸響應(yīng)G(ω)由下式給出G(ω)=Σi=1ncizi---(12)]]>其中Ci為圖中的系數(shù)而z則表示單個延時元件的特征。
延時z也能替代地用對在角頻率ω上的正弦激勵的實(shí)(同相)及虛(正交)響應(yīng)分量表示如下
z＝cos(ω)-j sin(ω) (13)這時Demoivre規(guī)則給出zi＝cos(iω)-j sin(iω)(14)可將其代入G(ω)的表達(dá)式而給出G(ω)=Σi=1nci(cos(iω)+jsin(iω))---(15)]]>這時便能分離這一表達(dá)式的實(shí)與虛部G(ω)=Σi=1ncicos(iω)+jΣi=1ncisin(iω)---(16)]]>而得出相位響應(yīng)φ(ω)為tan-1(虛部/實(shí)部)φ(ω)=tan-1[Σi=1ncisin(iω)Σi=1ncicos(iω)]---(17)]]>通過用函數(shù)的函數(shù)及商規(guī)則求這一表達(dá)式的微分，便有可能得出濾波器的群延時的閉合形式表達(dá)式d(ω)=Σi=1ncisin(iω)Σi=1nicisin(iω)+Σi=1ncicos(iω)Σi=1nicicos(iω)(Σi=1ncisin(iω))2+(Σi=1ncicos(iω))2---(18)]]>這一表達(dá)式中包含6個積之和，但它們中只有4個是唯一的，我們稱之為S0n、S1n、C0n、C1nS0n=Σi=1ncisin(iω)]]>S1n=Σi=1nicisin(iω)]]>C0n=Σi=1ncicos(iω)---(19)]]>C1n=Σi=1nicicos(iω)]]>這時可將群延時表示為d(ω)=NnDn---(20)]]>其中Nn＝S0nS1n+C0nC1nDn＝S0n2+C0n2(21)以上種種，允許作為頻率ω的函數(shù)計(jì)算濾波器延時。為了確定濾波器的延時是“好”或是“壞”或者一對濾波器的延時“相等”還是“不等”，希望將延時的量度減少到一單一的數(shù)。有許多方法能做到這一點(diǎn)，取頻率范圍上的平均值、rms值、中位數(shù)或某些其它折衷方案。在實(shí)踐中，在接近濾波器通帶的中央附近的單個點(diǎn)頻率上估算延時通常便已足夠。這可能是任何頻率，但在寬帶應(yīng)用中，特別方便的頻率通常是Nyquist頻率的一半，即ω＝π/2。為了展示其方便性，我們將S0、S1、C0與C1的和分成子范圍，代入ω＝π/2S0n=Σi=0n/4-1Σk=14c4i+ksin((4i+k)π/2)]]>C0n=Σi=0n/4-1Σk=14c4i+kcos((4i+k)π/2)---(22)]]>S1n=Σi=0n/4-1Σk=14(4i+k)c4i+ksin((4i+k)π/2)]]>C1n=Σi=0n/4-1Σk=14(4i+k)c4i+kcos((4i+k)π/2)]]>
通常只在n為4的倍數(shù)時才能這樣做，但通過提供值零的額外系數(shù)而將系數(shù)集假想地?cái)U(kuò)充到下一個4的倍數(shù)，通常便能采用這一相同的方法。
三角函數(shù)的自變量的增量2πi在它們的值上沒有影響，因此可以丟棄。剩下的自變量kπ/2在內(nèi)和中只得出兩個簡單的非零值，因此可將上述表述式化簡為S0n=Σi=1n/4-1c4i+1-c4i+3]]>S1n=Σi=1n/4-1(4i+1)c4i+1-(4i+3)c4i+3]]>C0n=Σi=1n/4-1-c4i+2+c4i+4---(23)]]>C1n=Σi=1n/4-1-(4i+2)c4i+2+(4i+4)c4i+4]]>上述計(jì)算方法將問題減少到少數(shù)加法、四次乘法及一次除法，這是大多數(shù)現(xiàn)代信號處理裝置容易完成的計(jì)算。
下面是進(jìn)行延時計(jì)算的Fortran代碼段(其中的i是式18中所使用的下標(biāo)i的四倍)s0＝0s1＝0c0＝0c1＝0
do i＝0，n-4，4s0＝S0+ c(i+1)-c(i+3)s1＝s1+(i+1)*c(i+1)-(i-3)*c(i+3)c0＝c0- c(i+2)+c(i+4)c1＝c1-(i+2)*c(i+2)+(i+4)*c(i+4)enddode1＝(s0*s1+c0*c1)/(s0*s0+c0*c0)為了檢測濾波器4及5已收斂到類似或相等響應(yīng)的情況，在量化器8、9的輸出之間進(jìn)行比較來判定量化器輸出的兩個符號序列是否相同。作出第二比較來判定其中之一是否是另一個的補(bǔ)碼(意味著兩個濾波器基本上相同但它們的系數(shù)的符號不同)。當(dāng)然只有在校正了任何時移之后這些比較的結(jié)果才有用處。
從而比較器34逐位比較這兩個序列，并在兩位不同時增量計(jì)數(shù)器35，因此如果這些位連續(xù)地相同，計(jì)數(shù)器便保持在零上。類似地如果兩位相同便增量計(jì)數(shù)器36，因此如果這些位連續(xù)地不同，該計(jì)數(shù)器便保持在零上。檢測器37、38檢測在4ms時段之后兩個計(jì)數(shù)器之一是否在零上，如果是，便啟動從一個濾波器(如所示的濾波器4)下載系數(shù)的過程，計(jì)算這些系數(shù)的Hilbert變換并將它們加載進(jìn)濾波器5中來取代其現(xiàn)有的系數(shù)。這一功能是由計(jì)算單元39執(zhí)行的，但可以加入到單元33中。在本例中各符號每一信道只攜帶一位；如果所攜帶的為一組位，則比較器34將需要比較位組。
實(shí)際上有可能免除測試，而在接收機(jī)起動及濾波器4收斂之后無條件地執(zhí)行這一復(fù)制過程。這不是最好的方法，因?yàn)樗陔S后的操作期間不允許識別收斂失效；周期性的這種傳送可解決這一問題，但要付出下述代價，由于在實(shí)際條件下，由于系統(tǒng)中的不完善性，另一濾波器的系數(shù)的Hilbert變換拷貝很可能不是最優(yōu)的，并因此導(dǎo)致短期的非最優(yōu)操作，雖然濾波器重收斂。(如果為特定系統(tǒng)建立的界限使得拷貝可以接受，當(dāng)然可能例行地執(zhí)行這一拷貝而連同濾波器5的適應(yīng)裝置一起免除)。
信道換位的檢測是在包含在數(shù)據(jù)中的預(yù)定的位序列的協(xié)助下執(zhí)行的。這將被稱這同步字，這是基于它也能用于幀同步，雖然在本上下文中這是偶然的。從而圖2的發(fā)射機(jī)在輸入端40上接收輸入數(shù)據(jù)，并在寄存器41中將它們連同占據(jù)一個1920位的幀的前64位的同步字一起格式化成一個數(shù)據(jù)幀。圖3的接收機(jī)在寄存器42中重組該幀，同步檢測器43在與這一幀結(jié)構(gòu)同步(用未示出的傳統(tǒng)裝置)的幀時鐘脈沖確定的瞬間上將寄存器內(nèi)容中的同步部分的最后40位(以允許反擾頻器有充分的同步時間)與預(yù)定的位序列進(jìn)行比較。
每次識別出同步位時復(fù)位定時器44并在預(yù)置的暫停時段(如32ms)中不存在同步位時生成“同步失敗”輸出。如果識別出丟失同步，將其假定為指示信道換位而啟動一個進(jìn)程，在其中將濾波器4的系數(shù)拷貝到濾波器5上而將濾波器5的拷貝到濾波器4上。在圖3中這是示出為由門45、46執(zhí)行的。
這些各種監(jiān)測與校正進(jìn)程描述為似乎它們是連續(xù)發(fā)生的；然而實(shí)際上它們需要數(shù)字計(jì)算因此是循環(huán)發(fā)生的。如早先簡要提到的，比較結(jié)果及拷貝或重新計(jì)算濾波器系數(shù)的過程(事實(shí)上整個濾波及濾波器適應(yīng)過程)可用適當(dāng)編程的單個數(shù)字信號處理裝置執(zhí)行。通常這樣的裝置能每4ms執(zhí)行這樣的一個循環(huán)，實(shí)踐中已發(fā)現(xiàn)對于起動或某些干擾后達(dá)到正常操作的快速收斂，這已綽綽有余。
最后應(yīng)指出(除非也比較信道的移位版本)信道的相同或相似性檢驗(yàn)必須在校正濾波器4與5中的相對時移之后進(jìn)行(也可在之前進(jìn)行，但不會提供有意義的結(jié)果)。類似地，使用“同步失敗”信號來啟動濾波器響應(yīng)換位(由于相同的條件)必須在信道的相同或相似性校正之后進(jìn)行。
權(quán)利要求
1.一種解碼無載波相位/振幅調(diào)制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應(yīng)濾波器(4、5)及各分量的差分解碼裝置(29、31；30、32)。
2.一種解碼無載波相位/振幅調(diào)制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對適應(yīng)濾波器(4、5)；用于比較這兩個分量的裝置(34)；以及在其相同或相似的情況下進(jìn)行下述操作的裝置(35-39)(a)從該對濾波器中的一個濾波器的參數(shù)中計(jì)算具有與這一濾波器的響應(yīng)正交的響應(yīng)的濾波器的參數(shù)；及(b)用計(jì)算出的參數(shù)取代該對濾波器中另一濾波器的參數(shù)。
3.按照權(quán)利要求1的裝置，還包括用于比較這兩個分量的裝置(34)及在其相同或相似的情況下進(jìn)行下述操作的裝置(35-39)(a)從該對濾波器中的一個濾波器的參數(shù)中計(jì)算出具有與這一個濾波器的響應(yīng)正交的響應(yīng)的濾波器的參數(shù)；及(b)用計(jì)算出的參數(shù)取代該對濾波器中另一濾波器的參數(shù)。
4.一種解碼無載波相位/振幅調(diào)制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應(yīng)濾波器(4、5)；用于測定濾波器所引入的相對延時的裝置(33)；及用于調(diào)節(jié)至少一個濾波器以便減少相對延時的裝置。
5.按照權(quán)利要求1、2或3的裝置，還包括用于測定濾波器所引入的相對延時的裝置(33)及用于調(diào)節(jié)至少一個濾波器以便減少相對延時的裝置。
6.一種解碼無載波相位/振幅調(diào)制的信號的裝置，包括用于分離其兩個分量的一對自適應(yīng)濾波器(4、5)；用于檢測預(yù)定的信號序列的存在的裝置(43)；以及響應(yīng)這一檢測的不存在進(jìn)行操作來交換這兩個濾波器的響應(yīng)的裝置(44、45、46)。
7.按照權(quán)利要求1至5中任何一項(xiàng)的裝置，還包括用于檢測預(yù)定的信號序列的存在的裝置(43)及響應(yīng)這一檢測的不存在進(jìn)行操作來交換這兩個濾波器的響應(yīng)的裝置(44、45、46)。
8.按照權(quán)利要求6或7的裝置，包括定時器裝置(44)，只在所述不存在持續(xù)一預(yù)設(shè)的時段的情況下進(jìn)行操作來實(shí)行這一交換。
9.一種編碼無載波相位/振幅調(diào)制的信號的裝置，包括提供第一與第二值序列的裝置(14)；差分編碼第一序列的裝置(25、26)；差分編碼第二序列的裝置(27，28)；濾波差分編碼的第一序列的第一濾波器裝置；具有與第一濾波器裝置的響應(yīng)正交的響應(yīng)的、用于濾波差分編碼的第二序列的第二濾波器裝置；以及將這兩個濾波器裝置的輸出相加的裝置。
10.在這里基本上參照附圖中圖2至4所描述的用于無載波相位/振幅調(diào)制的信號的裝置。
全文摘要
第一與第二信道的無載波信號通過具有正交響應(yīng)的濾波器,然后被相加以供傳輸。接收機(jī)使用也需要正交響應(yīng)來有效地分離信道的自適應(yīng)濾波器(4、5)。為了適應(yīng)濾波器的收斂失效所產(chǎn)生的(a)反向響應(yīng)。(b)微分延時、(c)相似或相同響應(yīng)與/或(d)換位響應(yīng),及因此產(chǎn)生的不正確解碼:(a)發(fā)射機(jī)與接收機(jī)可采用在各信道中差分編碼(25～32)、(b)接收機(jī)可計(jì)算(33)其濾波器的群延時及校正任何誤差、(c)接收機(jī)可比較(34)濾波的信號及如果相似則用從另一濾波器計(jì)算出(39)的正交響應(yīng)來取代一個濾波器響應(yīng)與/或(d)接收機(jī)可通過換位(45、46)濾波器的響應(yīng)來應(yīng)答識別(43、44)期望的同步字的失敗。
文檔編號H04L27/38GK1276121SQ9719253
公開日2000年12月6日 申請日期1997年3月11日 優(yōu)先權(quán)日1996年3月12日
發(fā)明者約翰·沃爾西·庫克 申請人:英國電訊有限公司