專利名稱：通信系統(tǒng)中確定信號對干擾加噪聲功率比的方法和系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及確定通信系統(tǒng)的信號對干擾加噪聲功率比(SINR)。本發(fā)明尤其可用于包括GSM(全球移動通信系統(tǒng))的TDMA(時分多址)蜂窩無線通信系統(tǒng)。
在通信系統(tǒng)中，諸如使用TDMA的蜂窩無線系統(tǒng)用于從終端到基站的所謂反向或上行信道上的通信，已知接收信號的SINR可以用作諸如越區(qū)切換、自適應(yīng)信道分配、動態(tài)功率控制、和網(wǎng)孔分層的各種過程的信號質(zhì)量參數(shù)。
信道特性隨時間變化并且接收信號易于衰落，有必要在信道的多個時隙進行平均以便得到SINR的足夠精確的確定(測量或估計)。有必要使時隙的數(shù)目的平均依賴于確定SINR的方式，但無論如何隨著較慢的信道變化，進而隨著移動終端較慢的移動速度而增加。為了實際使用，典型的SINR估計精確到平均SINR的1dB內(nèi)可能需要多達2秒，這期間可能有信道的100個時隙。
考慮到這些因素，實時地實際確定SINR用作信號質(zhì)量參數(shù)還沒有確定。結(jié)果，上述過程通常將接收信號強度指示符(RSSI)用作信號質(zhì)量參數(shù)來代替SINR，但這是不希望的，因為RSSI不能可靠表示信號質(zhì)量。例如，當(dāng)實際的信號質(zhì)量和SINR都小時，RSSI可能由于同信道干擾而很大。
因此，本發(fā)明的目的是提供確定SINR的改進方法和裝置。
下面在由北方電訊有限公司于1996年12月18日提交的，名稱為“分集路徑同信道干擾降低”的國際專利申請PCT/CA96/00849中描述的空間分集接收機內(nèi)容中描述本發(fā)明。在這種接收機中，至少提供兩個空間天線以便產(chǎn)生各個接收信號，并提供這些信號的加權(quán)組合作為解調(diào)的最佳接收信號。確定并自適應(yīng)改變組合信號的合適的加權(quán)以便容納變化的干擾狀況和信號衰減。從用于確定加權(quán)的計算單元產(chǎn)生的相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量中確定的SINR。
因此根據(jù)本發(fā)明的一個方面，在通信系統(tǒng)中，分集路徑信號組合各個加權(quán)以便產(chǎn)生解調(diào)的組合信號，在包括組成基準(zhǔn)信號的已知符號的時隙中每個分集路徑信號包括時分復(fù)用符號，提供一種方法包括步驟確定分集路徑信號的相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量；和從相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量中確定SINR(信號對干擾加噪聲功率比)。
從相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量中方便地確定組合分集路徑信號以產(chǎn)生組合信號的加權(quán)?？梢詾闀r隙中多組已知符號的每一組執(zhí)行確定相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量和確定SINR的步驟，該方法還包括為時隙中的多組已知符號平均確定的SINR的步驟。最好為每條分集路徑確定SINR，該方法還包括為分集路徑平均確定的SINR的步驟。該方法最好還包括為多個時隙平均確定的SINR的步驟。
本發(fā)明的另一個方面提供一種通信系統(tǒng)中確定SINR(信號對干擾加噪聲功率比)的方法，其中分集路徑信號組合各個加權(quán)，在時隙中每個分集路徑信號包括時分復(fù)用符號，包括步驟確定分集路徑信號的相關(guān)矩陣；確定基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量用作時隙中已知的基準(zhǔn)信號和/或確定的符號；從相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量的元素中為每條分集路徑確定SINR；和為分集路徑平均確定的SINR。
希望，在下面討論的IS-54系統(tǒng)中，基準(zhǔn)信號包括同步符號和/或CDVCC(編碼的數(shù)字認證彩色碼)符號。
本發(fā)明還提供一種通過至少兩條分集路徑接收信號的接收機，在包括組成基準(zhǔn)信號的已知符號的時隙中每個分集路徑信號包括時分復(fù)用符號，接收機包括存儲分集路徑信號的緩存器；根據(jù)分集路徑信號的相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量，確定用于組合緩存器分集路徑信號的符號的加權(quán)的加權(quán)計算單元；安排根據(jù)加權(quán)計算單元確定的各個加權(quán)組合緩存器分集路徑信號的符號以產(chǎn)生組合信號的信號組合器；和響應(yīng)于相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量的元素用于確定至少一個分集路徑信號的SINR的SINR(信號對干擾加噪聲功率比)估計器。
參照附圖從下面的描述將進一步理解本發(fā)明，其中
圖1示意地說明本發(fā)明采用的TDMA蜂窩無線通信接收機部分的方框圖；圖2說明一種已知形式的TDMA時隙。
圖3是關(guān)于解釋圖1接收機的CCIC(同信道干擾消除器)操作的圖；圖4示意地說明CCIC的一種形式；和和圖3在同一頁的圖5示意地說明圖1接收機的SINR估計器。
參照圖1，在這種情況下，方框圖說明具有兩條分集路徑的蜂窩無線通信接收機部分，每條分集路徑包括各自的天線10、RF(射頻)前端單元12、和分別提供兩個數(shù)字分集路徑抽樣信號x1(t)和x2(t)的其中一個的數(shù)字單元14。本領(lǐng)域技術(shù)人員都知道，每個數(shù)字單元14例如包括抽樣器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器、數(shù)字接收濾波器、和時鐘恢復(fù)和幀同步功能，并且還可以由一個或多個數(shù)字信號處理器(DSP)積分電路組成接收機的后續(xù)功能。兩個天線10物理空間分開以便提供兩條分集路徑。可以提供兩個以上的分集路徑，并可以用類似的方式組合它們的信號，但為了清楚和簡潔，在本說明書的大部分假設(shè)只有圖1所示的兩條分集路徑。
如圖1的虛線框所表示的，在同信道干擾(CCI)減少器或消除器(CCIC)16中加權(quán)并組合復(fù)數(shù)信號x1(t)和x2(t)，以便產(chǎn)生提供給解調(diào)器18的產(chǎn)生信號輸出的最佳接收信號r(t)。如下面所進一步描述的，解調(diào)器18還將反饋信號提供給CCIC 16以便自適應(yīng)改變分集路徑信號x1(t)和x2(t)的加權(quán)。
CCIC16包括乘法器20和22、求和單元24、和加權(quán)計算單元26。單元26上加有信號x1(t)和x2(t)、來自解調(diào)器18的反饋信號、和基準(zhǔn)信號REF，并用來產(chǎn)生下面所述的加權(quán)w1*和w2*，上標(biāo)*表示共軛。乘法器22和24上分別加有信號x1(t)和x2(t)和分別提供有加權(quán)w1*和w2*；這些信號的乘積提供給求和單元24，并由求和單元24相加以產(chǎn)生信號r(t)。
接收機還包括SINR估計器28，估計器28提供有如下面所述的由加權(quán)計算單元26產(chǎn)生的矩陣RXX和RXd矢量。估計器28產(chǎn)生下面詳細描述的SINR的估計值SINRest。
在下面的描述中，假設(shè)圖1的接收機可工作在與EIA/TIA文件IS-54-B蜂窩系統(tǒng)雙重模式移動站—基站兼容標(biāo)準(zhǔn)(Rev.B)兼容的TDMA蜂窩無線系統(tǒng)中，這里簡單地稱作IS-54系統(tǒng)。如圖2所示，IS-54系統(tǒng)的每個時隙提供156個符號的通信，按順序包括8個數(shù)據(jù)符號(時隙的符號1到8)、形成同步字SYNC的14個符號(9到22)、另外61個數(shù)據(jù)符號(23到83)、慢關(guān)聯(lián)信道SACCH的6個符號(84到89)、編碼的數(shù)字認證彩色碼CDVCC的6個符號(90到95)、和另外61個數(shù)據(jù)符號(96到156)。SYNC和CDVCC符號表示接收機已知的信息并組成上面所指的基準(zhǔn)信號REF。
IS-54系統(tǒng)使用π/4相移DQPSK(四相差分移相鍵控)調(diào)制，其中發(fā)射信號的復(fù)數(shù)基帶表達式S(t)由S(t)=Σi=-∞∞sihT(t-iT)---(1)]]>給出，其中t是時間、si是符號間隔i期間發(fā)送的復(fù)數(shù)符號、hT(t)是發(fā)送濾波器的脈沖響應(yīng)、而T是符號間隔。根據(jù)
微分編碼符號si，其中ai和bi每個為±1并表示符號i的信息比特，并且si以相同的概率具有exp(jπk/4)，k＝0，...7的任何一個值。
假設(shè)衰落不依賴于頻率(可以用均衡補償依賴于頻率的衰落)，則可以由U(t)＝A(t)exp(jγ(t))形式的復(fù)數(shù)乘法衰落因數(shù)表示傳輸信道，其中A(t)和y(t)分別是衰落因數(shù)的隨機幅度和隨機相位。
在通過傳輸信道之后，由數(shù)字單元14的接收濾波器濾波由每個分集天線10接收的信號，發(fā)射和接收濾波器的串聯(lián)具有升余弦頻譜特性。假設(shè)為了簡化存在完美的抽樣相位信息，則分集路徑為n和符號間隔為k并因此在時間t＝kT，在接收濾波器的輸出信號，進而在數(shù)字單元14輸出的信號由xn(kT)=gn(kT)Sd(kT)+Σj=1Lun,j(kT)Sj(kT)+ξn(kT)---(2)]]>給出，在分集路徑n，其中g(shù)n(kT)和un，j(kT)分別是影響希望的信號Sd(kT)和L個同信道干擾信號的第j個信號Sj(kT)的衰落因數(shù)，并且ζn(kT)是濾波后的均值為零方差為ση2的復(fù)數(shù)高斯噪聲。
在兩條分集路徑的情況下，CCIC 16的輸出由r(kT)=w1*(kT)x1(kT)+w2*(kT)x2(kT)---(3)]]>給出。使兩條分集路徑的n＝1和n＝2代入等式(2)并替代等式(3)中的x1(kT)和x2(kT)給出r(kT)=(w1*(kT)g1(kT)+w2*(kT)g2(kT))sk+]]>Σj=1L(w1*(kT)u1,j(kT)+w2*(kT)u2,j(kT))Sj(kT)+(w1*(kT)ξ1(kT)+w2*(kT)ξ2(kT))---(4)]]>用等式(4)，可以在時間t＝kT，在CCIC 16的輸出得到信號對干擾加噪聲功率比(SINR)的下面的等式 (5)其中PN是在CCIC 16的輸出的噪聲功率并由PN=|w1*(kT)ξ1(kT)+w2*(kT)ξ2(kT)|2---(6)]]>給出。
為了在CCIC 16的輸出最佳地減少同信道干擾，有必要在解調(diào)器18的輸出最小化均方誤差(MSE)，或等同于在CCIC 16的輸出最大化SINR。如果矢量X(t)表示分集路徑信號x1(t)和x2(t)，即，如果X(t)＝[x1(t)x2(t)]T(7)其中上標(biāo)T表示轉(zhuǎn)置，則可以看出在解調(diào)器的輸出最小化MSE(或在CCIC 16的輸出最大化SINR)的加權(quán)的設(shè)置由W(t)=w1(t)w2(t)=Rxx-1(t)rxd(t)---(8)]]>給出，其中Rxx表示接收信號的相關(guān)矩陣而rxd表示基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量，由Rxx(t)＝E[X(t)X*T(t)] (9)rxd(t)＝E[X(t)d*(t)] (10)其中E[.]表示期望值、X*T(t)表示X(t)的復(fù)數(shù)共軛的轉(zhuǎn)置、和d(t)表示與希望的信號有關(guān)的基準(zhǔn)信號。如上所示，由SYNC和CDVCC信號組成基準(zhǔn)信號。這暗示必須先建立幀同步，但這對于信號的各種分集結(jié)合都是必要的。
如下所述，用有限大小窗口中的多個符號近似相關(guān)矩陣Rxx和相關(guān)矢量rxd，由此確定一組最佳的加權(quán)W(t)；這稱作加權(quán)捕獲。如果希望和干擾信號的衰落相對時隙的持續(xù)時間非常慢，則可以在整個時隙使用這種加權(quán)。實際上通常這種情況不會發(fā)生。結(jié)果，在加權(quán)捕獲過程后使用加權(quán)跟蹤過程以便在整個時隙保持一組最佳的加權(quán)；這包括在希望信號的時隙逐漸移動窗口。
下面參照圖3描述加權(quán)捕獲和加權(quán)跟蹤過程，它說明希望信號時隙的第一部分和，它下面，表示一系列步驟F1、F2等的說明。
參照圖3，在第一步驟F1，由在時隙9到22字符的已知同步字SYNC的后WL≤14個符號定義窗口長度為WL的符號。希望較大的WL值用于由等式(9)和(10)所需的較好的統(tǒng)計平均，而希望較小的WL值以避免窗口內(nèi)的信道時間波動；后者可以是快衰落情況的主導(dǎo)因素。相應(yīng)的，窗口大小在這些因素之間折衷。，通過例子，圖3的說明相應(yīng)于WL＝10的情況，但可以看出對于其它的窗口大小可以應(yīng)用相同的原理。
接著使用窗口中的WL符號樣值近似相關(guān)矩陣Rxx和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量rxd。換句話說，由Rxx=Σk=1WLX(k)X*T(k)---(11)]]>近似相關(guān)矩陣并由rxd=Σk=1WLX(k)d*(k)---(12)]]>近似基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量。
接著根據(jù)等式(8)從相關(guān)矩陣Rxx和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量rxd中確定這組最佳的加權(quán)W。在這里描述的兩條分集路徑并因此兩個加權(quán)w1和w2的情況下，最好用直接逆矩陣確定加權(quán)w1和w2，因為相關(guān)矩陣Rxx是DMI包括非常少計算的2×2矩陣。DMI還具有比諸如加權(quán)最小均方(LMS)誤差估計的其它已知技術(shù)更好的收斂性的優(yōu)點。但是，對于更多的分集路徑，例如4個或更多的分集路徑，LMS包括少于DMI的計算，并可能優(yōu)于DMI。
因此圖3的步驟F1包括將已知的同步字SYNC用作基準(zhǔn)符號，從窗口的WL接收符號樣值確定相關(guān)矩陣Rxx和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量rxd，以及一組初始的加權(quán)。
在圖3的第二個步驟F2中，這組加權(quán)用在CCIC 16以便為緊隨同步字SYNC之后的P個數(shù)據(jù)符號的每一個組合分集路徑信號樣值x1(t)和x2(t)。通常P可以是任何整數(shù)，但它最好在1≤P＜WL的范圍內(nèi)以使如下面所進一步描述的在窗口的連續(xù)位置存在重疊。如圖3所示，希望選擇P大約等于窗口大小的一半，例如，P＝WL/2。由解調(diào)器18解調(diào)所產(chǎn)生的組合符號r(t)。圖3用陰影(斜線)表示這些組合和解調(diào)接收樣值的步驟。還是如圖3的陰影所說明的，在步驟F2中，還用步驟F1確定的同一組初始加權(quán)組合和解調(diào)同步字SYNC之前的8個數(shù)據(jù)符號的每一個。
在圖3的第三個步驟F3中，窗口向前(圖3中向右)移動P個符號，將移動窗口中的符號用作基準(zhǔn)，以和步驟F1相同的方式確定新的相關(guān)矩陣Rxx和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量rxd，以及一組新的加權(quán)?，F(xiàn)在知道這些符號，因為它們或者是同步字SYNC的一部分或者它們由作為步驟F2解調(diào)的結(jié)果，提供從解調(diào)器18到CCIC16的加權(quán)計算單元26的反饋信號?？梢钥闯?≤P＜WL最好的情況是步驟F3的移動窗口位置與步驟F1的窗口的原先位置重疊。如圖3所示P大約等于窗口大小的一半，存在大約50％的重疊，考慮到精確的加權(quán)跟蹤和最小化計算的抵觸需求，這可以是最佳選擇。
在圖3的第四個步驟F4中，同樣如陰影所示，將新的一組加權(quán)用到CCIC 16以便為緊隨窗口之后的P個數(shù)據(jù)符號的每一個組合分集路徑信號樣值x1(t)和x2(t)，并由解調(diào)器18解調(diào)產(chǎn)生的組合符號r(t)。
隨后這些步驟F3和F4依次重復(fù)，窗口逐步向前移動通過時隙，直到已經(jīng)解調(diào)時隙中的所有符號。關(guān)于CDVCC符號的差別在于這是接收機已知的信息并且相應(yīng)的該已知信息用于組成這些符號的基準(zhǔn)而不是由解調(diào)器18反饋回到CCIC 16。
相應(yīng)的，可以或者單獨使用或者最好如上所述與已知的SYNC符號一起使用已知的CDVCC符號，以便為時隙的剩余部分組合分集路徑信號確定最佳的加權(quán)。因此以上述同樣的方式將CDVCC符號用作基準(zhǔn)信號的一組初始加權(quán)，可以將上面參照圖3所述的過程用沿正向用到時隙中的最后61個數(shù)據(jù)字符。以類似的方式，如上面提到的國際專利申請所全面描述的，為了時隙中SYNC和CDVCC符號之間的信息，窗口可以從CDVCC符號逐漸向后移動。為了時隙的前8個數(shù)據(jù)符號，可以從SYNC符號應(yīng)用同樣的后向過程。
在兩條分集的情況下，圖4說明實現(xiàn)圖3過程的CCIC 16和解調(diào)器18功能結(jié)構(gòu)。正如已經(jīng)提到的，這些功能可以作為DSP積分電路的功能來實現(xiàn)。
圖4的電路結(jié)構(gòu)包括緩存器30，用于存儲分集路徑信號x1(t)一個時隙的符號隔開的清楚的復(fù)數(shù)信號樣值x1(1)到x1(156)，和類似的緩存器32，用于存儲另一個分集路徑信號x2(t)的相應(yīng)樣值x2(1)到x2(156)。它還包括加權(quán)計算器34，計算器34提供有來自每個緩存器30和32的WL移動窗口樣值、已知的SYNC和CDVCC符號信息和來自路徑36的解調(diào)信號。對于每個符號k，加權(quán)計算器34產(chǎn)生最佳加權(quán)w1*和w2*，分集路徑符號x1(k)和x2(k)分別在復(fù)數(shù)信號乘法器38和40分別乘以加權(quán)w1*和w2*，在復(fù)數(shù)信號加法器42求和這些乘積以便產(chǎn)生作為結(jié)果的信號r(k)。用一個符號(T)延時44、復(fù)數(shù)共軛46、和復(fù)數(shù)信號乘法器48微分解調(diào)信號r(k)以便產(chǎn)生復(fù)數(shù)信號，這里稱作軟判決y(k)。在虛線方框50中表示了這些結(jié)構(gòu)的功能。如上所述在確定最佳加權(quán)時，加權(quán)計算器34根據(jù)等式(11)和(12)，相應(yīng)于等式(9)和(10)為移動窗口的每個位置產(chǎn)生相關(guān)矩陣Rxx和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量rxd。
功能52提供有軟判決y(k)并根據(jù)下表將它的相位角映射為量化角，量化角提供給判決單元54，判決單元54也如表所示產(chǎn)生編碼的輸出兩位a和b。另外，量化角提供給確定與量化角有關(guān)的復(fù)數(shù)符號的指數(shù)函數(shù)單元56，該復(fù)數(shù)符號提供到路徑36作為從解調(diào)器到加權(quán)計算器34的反饋信號。<
>如果對于希望的信號第一和第二分集路徑的信道增益分別為g1和g2并且u1，j和u2，j是L個同信道干擾信號的其中一個干擾信號j，則假設(shè)平均周期內(nèi)該增益是恒定的并相互之間不相關(guān)，則等式(9)的相關(guān)矩陣Rxx可以表示為Rxx(t)=E[X(t)X*T(t)]=R(1,1)R(1,2)R(2,1)R(2,2)---(13)]]>其中R(1，1)、R(1，2)、R(2，1)、和R(2，2)是相關(guān)矩陣Rxx的元素，并由R(1,1)=E[|x1(t)|2]=|g1|2+Σj=1L|u1,j|2+σξ2---(14)]]>R(1,2)=E[x1(t)x2*(t)]=g1g2*+Σj=1Lu1,ju2,j*---(15)]]>R(2,1)=E[x2(t)x1*(t)]=g1*g2+Σj=1Lu1,j*u2,j---(16)]]>R(2,2)=E[|x2(t)|2]=|g2|2+Σj=1L|u2,j|2+σξ2---(17)]]>給出，并且是ση2噪聲方差。在每個等式14和17的右手端，第一項相應(yīng)于希望的信號而第二項相應(yīng)于干擾信號。同樣，等式(10)的基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量可以表示為rxd(t)=E[X(t)d*(t)]=g1g2---(18)]]>結(jié)果，對于每條分集路徑，希望的信號的信道增益由基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量表示為rxd(1)和rxd(2)的各個元素表示。由兩個天線接收的希望信號的功率表示為S1和S2，則
S1＝|rxd(1)|2＝|g1|2(19)S2＝|rxd(2)|2＝|g2|2(20)由兩個天線接收的干擾加噪聲的功率表示為I1和I2，則從等式14、19和17、20，它可以表示為I1=Σj=1L|u1,j|2+σξ2=R(1,1)-|g1|2=R(1,1)-|rxd(1)|2---(21)]]>I2=Σj=1L|u2,j|2+σξ2=R(2,2)-|g2|2=R(2,2)-|rxd(2)|2----(22)]]>從等式(19)到(22)可以看出由相關(guān)矩陣Rxx和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量rxd的元素表示希望信號的功率和干擾加噪聲的功率，如上所述，由加權(quán)計算器34為移動窗口的每個位置產(chǎn)生這些元素。因此可以從這些元素確定這些功率的比，例如SINR。
正如本發(fā)明的背景技術(shù)所解釋的，必須平均SINR以便減少信道波動和信號衰落的影響。下面描述的本發(fā)明實施例具有該平均的三個方面。第一，對于不同的窗口位置平均用于信號和干擾加噪聲功率，對于每個窗口位置，在每個時隙產(chǎn)生相關(guān)矩陣Rxx和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量rxd的元素。第二，平均用于從相同終端接收的多個連續(xù)的時隙。第三，根據(jù)在消除信道波動和信號衰落的影響之后，兩條分集路徑的陰影影響高度相關(guān)結(jié)果對于不同分集路徑接收的功率是類似的，執(zhí)行確定兩個(或多個)分集路徑的平均。但是，或者平均的這些方面可以選擇使用。
可以理解可以以各種已知方式使用平均，例如指數(shù)的、加權(quán)的或未加權(quán)的平均，并且這些中的任何一個都可以用于提供希望的結(jié)果。這里假設(shè)對每個時隙的Rxx和rxd的M次確定、N個時隙、和兩條分集路徑，使用的是簡單的、未加權(quán)的平均。數(shù)目M依賴于窗口大小WL和如上所述連續(xù)窗口位置重疊的程度。例如，對于如上所述P＝WL/2的WL＝10的窗口大小M可以是27，或WL＝14的窗口大小M可以是20。數(shù)目N確定產(chǎn)生SINR的延時；例如相應(yīng)于2秒的周期N可以是100。由上標(biāo)kj表示第j個時隙的第k個加權(quán)計算的Rxx和rxd的元素，其中1≤j≤N和1≤k≤M，則從等式(19)和(20)，希望的信號的平均功率Sa由Sa=12NMΣj=1LΣk=1M(|rxdkj(1)|2+|rxdkj(2)|2)---(23)]]>給出，并且從等式(21)和(22)，干擾加噪聲的平均功率Ia由Ia=12NMΣj=1NΣk=1M(Rxxkj(1,1)+Rxxkj(2,2)-(|rxdkj(1)|2+|rxdkj(2)|2))---(24)]]>=12NMΣj=1NΣk=1M(Rxxkj(1,1)+Rxxkj(2,2))-Sa]]>給出。結(jié)果，確定的SINR由下面的等式(25)給出SINRest=SaIa=Σj=1NΣk=1M(|rxdkj(1)|2+|rxdkj(2)|2)Σj=1NΣk=1M(Rxxkj(1,1)+Rxxkj(2,2)-(|rxdkj(1)|2+|rxdkj(2)|2))]]>圖5說明根據(jù)上面的描述產(chǎn)生信號SINRest的SINR估計器28的一種形式。對于加權(quán)計算器34對每個加權(quán)的確定，由加權(quán)計算器34向圖5的布置提供矢量rxd的復(fù)數(shù)信號元素rxd(1)和rxd(2)和矩陣Rxx的實數(shù)信號元素Rxx(1，1)和Rxx(2，2)。由平方器60平方復(fù)數(shù)信號元素rxd(1)和rxd(2)以產(chǎn)生將在加法器62求和的實數(shù)信號，加法器62的輸出的每個k和j的值組成等式(23)括號中的和。實數(shù)信號元素Rxx(1，1)和Rxx(2，2)在加法器64中求和并減去加法器62的和，加法器64的輸出的每個k和j的值組成等式(24)第一行括號中表達式的內(nèi)容。表示為加法器的單元66和68分別對于平均周期內(nèi)的所有k和j值積分加法器62和64的NM個輸出，并在除法器70中單元68的輸出除以單元66的輸出以便根據(jù)等式(25)產(chǎn)生信號SINRest。
從上面的描述和圖5的布置中可以理解，除了定義用于產(chǎn)生SINR估計的平均周期以外在平均過程中并沒有涉及N和M的值。還可以理解這些值和執(zhí)行平均所用的j和k的值可以以希望的任何形式改變。
通過計算機模擬可以發(fā)現(xiàn)，在大多數(shù)情況主要是由于干擾而不是噪聲決定SINR，在大約1到2秒內(nèi)產(chǎn)生信號SINRest精確到平均SINR的大約0.5到1dB。對于已經(jīng)提供CCIC布置的分集組合接收機，SINR的確定需要相對較少的附加計算，并且它可以很容易地提供在相同的數(shù)字信號處理器中。相應(yīng)地，本發(fā)明可以方便地提供實用、實時、和相對精確的SINR的確定。
盡管上述的特定結(jié)構(gòu)只涉及兩條分集路徑，但可以看出它可以很容易地擴展到更多數(shù)目的分集路徑。
可以在權(quán)利要求所定義的本發(fā)明的范圍內(nèi)對所描述的實施例進行多種其它的改進、改變和自適應(yīng)。
權(quán)利要求
1.在通信系統(tǒng)中，分集路徑信號組合各個加權(quán)以便產(chǎn)生解調(diào)的組合信號，在包括組成基準(zhǔn)信號的已知符號的時隙中每個分集路徑信號包括時分復(fù)用符號，提供一種方法包括步驟確定分集路徑信號的相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量；和從相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量中確定信號對干擾加噪聲功率比(SINR)。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中從相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量中確定組合分集路徑信號以產(chǎn)生組合信號的加權(quán)。
3.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其中為時隙中多組已知符號的每一組執(zhí)行確定相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量和確定SINR的步驟，該方法還包括為時隙中的多組已知符號平均確定的SINR的步驟。
4.如權(quán)利要求1到3的任何一個所述的方法，其中根據(jù)各個相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量為時隙中窗口的多個位置產(chǎn)生組合了分集路徑信號的各個加權(quán)，該方法還包括為時隙中的多個窗口位置確定和平均SINR的步驟。
5.如權(quán)利要求1到4的任何一個所述的方法，其中還包括為多個時隙平均確定的SINR的步驟。
6.如權(quán)利要求1到5的任何一個所述的方法，其中為每條分集路徑確定SINR，該方法還包括為分集路徑平均確定的SINR的步驟。
7.如權(quán)利要求1到6的任何一個所述的方法，其中對于至少一個分集路徑，確定SINR的步驟包括通過平方基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量的元素確定信號功率、通過從表示信號、干擾、和噪聲功率總和的基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量的元素中減去確定的信號功率確定干擾加噪聲功率、和確定的信號功率除以確定的干擾加噪聲功率以便確定SINR。
8.一種在通信系統(tǒng)中確定SINR(信號對干擾加噪聲功率比)的方法，其中分集路徑信號組合各個加權(quán)，在時隙中每個分集路徑信號包括時分復(fù)用符號，包括步驟確定分集路徑信號的相關(guān)矩陣；確定基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量用作時隙中已知的基準(zhǔn)信號和/或確定的符號；從相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量的元素中為每條分集路徑確定SINR；和為分集路徑平均確定的SINR。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其中包括為多個時隙平均確定的SINR的步驟。
10.如權(quán)利要求8或9所述的方法，其中為時隙中窗口的多個位置確定相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量，該方法還包括為時隙中的多個窗口位置確定和平均SINR的步驟。
11.如權(quán)利要求8到10的任何一個所述的方法，其中基準(zhǔn)信號包括同步符號和/或CDVCC(編碼的數(shù)字認證彩色碼)符號。
12.一種通過至少兩條分集路徑接收信號的接收機，在包括組成基準(zhǔn)信號的已知符號的時隙中每個分集路徑信號包括時分復(fù)用符號，接收機包括存儲分集路徑信號的符號的緩存器；根據(jù)分集路徑信號的相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量，確定用于組合緩存器分集路徑信號的符號的加權(quán)的加權(quán)計算單元；安排根據(jù)加權(quán)計算單元確定的各個加權(quán)組合緩存器分集路徑信號的符號以產(chǎn)生組合信號的信號組合器；和響應(yīng)于相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量的元素用于確定至少一個分集路徑信號的SINR的SINR(信號對干擾加噪聲功率比)估計器。
13.如權(quán)利要求12所述的接收機，其中安排SINR估計器為每條分集路徑信號確定SINR并平均確定的SINR。
14.如權(quán)利要求12或13所述的接收機，其中安排SINR估計器為多個時隙平均確定的SINR。
15.如權(quán)利要求12到14的任何一個所述的接收機，其中由數(shù)字信號處理器的功能組成SINR估計器。
全文摘要
分集路徑信號以各加權(quán)組合以減少同信道干擾,在包括組成基準(zhǔn)信號的已知符號的時隙中每個分集路徑信號包括時分復(fù)用符號。從相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量中,將同步符號開始的滑動窗口和/或CDVCC(編碼的數(shù)字認證彩色碼)符號用作已知符號來確定加權(quán)。來自相關(guān)矩陣和基準(zhǔn)信號相關(guān)矢量的元素為每個窗口位置確定SINR(信號對干擾加噪聲功率比)。通過多個時隙,并為了分集路徑能在短時間內(nèi)提供精確的SINR確定,在整個時隙平均確定的SINR。SINR提供在蜂窩通信系統(tǒng)諸如越區(qū)切換、自適應(yīng)信道分配、動態(tài)功率控制、和網(wǎng)孔分層的過程有用的可靠信號質(zhì)量參數(shù)。
文檔編號H04L1/02GK1256828SQ97182249
公開日2000年6月14日 申請日期1997年10月15日 優(yōu)先權(quán)日1997年5月1日
發(fā)明者A·阿布－戴亞 申請人:北方電訊網(wǎng)絡(luò)有限公司