專利名稱：用于數(shù)字或模擬調(diào)制的雙模式無線電電話機(jī)設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及能夠在發(fā)送信號(hào)上附加信息的數(shù)字和模擬調(diào)制的無線電發(fā)送機(jī)，并特別涉及諸如使用頻率調(diào)制或正交調(diào)制的蜂窩電話機(jī)的個(gè)人便攜式通信裝置。
在1992年10月27日提交的美國專利系列號(hào)07/967,027中公開了具有數(shù)字信息傳輸模式和模擬傳輸模式二者的雙模式無線電話機(jī)，其整體在此援引以供參考。通過首先計(jì)算表示希望調(diào)制的信號(hào)矢量的同相(I)和正交(Q)信號(hào)并通過I和Q的D/A轉(zhuǎn)換器將I，Q信號(hào)施加到正交調(diào)制器上來采用數(shù)字或者模擬模式的調(diào)制。
授與Cahill的美國的專利號(hào)5,020,076公開了一種混合調(diào)制設(shè)備，它在數(shù)字調(diào)制模式施加I，Q調(diào)制到正交調(diào)制器，而在模擬調(diào)制模式施加模擬頻率調(diào)制波形到鎖相環(huán)以便產(chǎn)生一個(gè)信號(hào)，該信號(hào)然后徑自經(jīng)過以恒定I，Q信號(hào)偏置的I，Q調(diào)制器。
需要通過利用用于數(shù)字調(diào)制的數(shù)字信號(hào)處理器產(chǎn)生在Cahill方法中需要的模擬調(diào)制波形以便計(jì)算模擬調(diào)制波形的取樣數(shù)字取樣值，并隨后利用ID/A轉(zhuǎn)換器或Q轉(zhuǎn)換器或二者來轉(zhuǎn)換數(shù)字代表為需要的模擬調(diào)制波形。
還希望模擬調(diào)制實(shí)現(xiàn)避免通過永久偏移的I，Q調(diào)制器傳送調(diào)制信號(hào)的Cahill的技術(shù)，因?yàn)镃ahill方法可能有時(shí)導(dǎo)致模擬調(diào)制所不希望的數(shù)字調(diào)制頻率。
發(fā)明概要本發(fā)明是針對于發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，諸如能以兩種模式操作的無線電電話機(jī)。在第一模式中，發(fā)送機(jī)信號(hào)以數(shù)字信息調(diào)制。特別地，數(shù)字信號(hào)處理器計(jì)算具有實(shí)的或同相波形(I)和虛的或正交波形(Q)的取樣的數(shù)字代表。
在相應(yīng)的I和QD/A轉(zhuǎn)換器中數(shù)摸變換之后，正交調(diào)制器在中頻無線電頻率上壓縮I，Q信號(hào)。中頻頻率隨后利用無線電電話機(jī)接收機(jī)的本振信號(hào)上變換到希望的傳輸頻率。
在第二模式中，發(fā)射機(jī)信號(hào)以模擬信號(hào)調(diào)制。特別是，數(shù)字信號(hào)處理器通過計(jì)算模擬調(diào)制信號(hào)的取樣數(shù)字代表形成模擬信號(hào)。取樣的數(shù)字信號(hào)代表利用I或Q的D/A轉(zhuǎn)換器兩者之一轉(zhuǎn)換為模擬波形，并加到一個(gè)模擬調(diào)制器以便產(chǎn)生可以是第二中頻的模擬調(diào)制無線電信號(hào)。此第二中頻信號(hào)隨后借助于無線電電話機(jī)接收機(jī)的本振信號(hào)轉(zhuǎn)換為希望的傳輸頻率。
在優(yōu)選實(shí)施中，數(shù)字調(diào)制和模擬調(diào)制二者是只改變信號(hào)的相位角的恒定包絡(luò)調(diào)制。傳送希望的角度調(diào)制到希望的傳輸頻率的優(yōu)選方法是使用壓控震蕩器產(chǎn)生在希望的傳輸頻率上的信號(hào)并將此信號(hào)與來自接收機(jī)的本振信號(hào)混合以便產(chǎn)生中頻信號(hào)。此中頻信號(hào)與調(diào)制的或未調(diào)制的基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行相位比較以產(chǎn)生反饋信號(hào)來控制振蕩器跟隨希望的角度調(diào)制波形。反饋環(huán)路帶寬還根據(jù)所選的調(diào)制模式或者適于在基準(zhǔn)信號(hào)上跟隨數(shù)字調(diào)制或者不跟隨施加到壓控振蕩器的模擬調(diào)制。
附圖的簡要描述當(dāng)結(jié)合附圖閱讀以下優(yōu)選實(shí)施例的詳細(xì)說明時(shí)本發(fā)明將變得更容易理解，其中相同的標(biāo)號(hào)表示相同的單元，其中

圖1是表示根據(jù)本發(fā)明的雙模式無線電電話機(jī)示例的方框圖；圖2是表示適宜用于圖1的無線電電話機(jī)的正交調(diào)制器示例的方框圖；圖3是表示在圖1的無線電電話機(jī)中頻率分配方案示例的方框圖；圖4是表示適宜用于圖1的無線電電話機(jī)的上變換電路示例的方框圖；和圖5是適宜用于圖1的無線電電話機(jī)的另一正交調(diào)制器示例的方框圖。
優(yōu)選實(shí)施例的詳細(xì)說明參考圖1，表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的一個(gè)示例的雙模式無線電電話機(jī)。圖1的雙模式裝置適宜于當(dāng)在第一頻率波段操作時(shí)有選擇地產(chǎn)生模擬調(diào)制或當(dāng)以第二波段操作時(shí)產(chǎn)生數(shù)字調(diào)制。例如，第一頻段可以是遵循美國AMPS標(biāo)準(zhǔn)的模擬調(diào)制的800MHz蜂窩波段而第二頻段可以是最近由FCC批準(zhǔn)的1900MHz的“PCS”波段，它采用根據(jù)GSM標(biāo)準(zhǔn)的數(shù)字調(diào)制。
雙波段800/1900MHz天線10以兩個(gè)頻段操作。波段分離濾波器11分開用于加到800MHz AMPS波段的雙工濾波器和用于加到最好采用時(shí)分雙工的1900MHz波段的發(fā)送/接收(T/R)轉(zhuǎn)換器13的兩個(gè)波段信號(hào)。從雙工器12和T/R轉(zhuǎn)換器13輸出的信號(hào)施加到接收機(jī)前端14的輸入用于放大和下變換為合適的中頻或頻率。中頻信號(hào)在中頻處理器16中濾波和放大并可以在DSP17中進(jìn)行用于數(shù)字信號(hào)處理的數(shù)字化。合適的數(shù)字化方法是在美國專利5,048,059中描述的logpolar數(shù)字化技術(shù)，其整體在此援引以供參考。前端14包括一個(gè)或多個(gè)本地振蕩器以便提供用于下變換的混合頻率，并輸出用于發(fā)送機(jī)15的一個(gè)或多個(gè)本地振蕩信號(hào)。本地振蕩信號(hào)頻率由根據(jù)選擇信道頻率可程控的頻率合成器18控制。合成器最好根據(jù)在此合并作為整體援引的美國專利號(hào)5,095,288和5,180,993操作并從開機(jī)或者信道改變中提供最快鎖定能力以便實(shí)施在也在此援引的于1996年10月22號(hào)出版的美國專利號(hào)5,569,513(Harte，Dent，Croft，Solve)描述的守侯省電特征。合成器18還可包含耦合到用于控制發(fā)送中頻的發(fā)送器15的電路。
發(fā)送機(jī)15在模擬和數(shù)字頻率波段的發(fā)送功率輸出。這些輸出分別經(jīng)過雙工濾波器12或T/R轉(zhuǎn)換器13饋送給天線10。T/R轉(zhuǎn)換器13由DSP和控制處理器17控制以便允許以已知的時(shí)分雙工的交替方式或者發(fā)送或者接收TDMA信號(hào)脈沖串。發(fā)送機(jī)15還經(jīng)過I波形連接19a或Q波形連接19b發(fā)送從DSP17接收或者模擬或者數(shù)字的調(diào)制波形。
I波形調(diào)制連接19a最好經(jīng)過圖1標(biāo)注I的兩條線路提供平衡的I信號(hào)到發(fā)送器15。同樣，Q波形調(diào)制連接最好經(jīng)過Q和Q提供平衡的Q信號(hào)到發(fā)送器15。這些信號(hào)最好由諸如在美國專利530722(Dent，1994年9月14日提交的)描述的I、Q調(diào)制器產(chǎn)生，5530722專利是美國申請?zhí)?7/967,027的部分繼續(xù)申請，在此作為整體援引。專利號(hào)5530722公開了利用數(shù)字轉(zhuǎn)換器從數(shù)字地表示取樣的I/Q波形的二進(jìn)制字?jǐn)?shù)據(jù)流、和單比特樣值和全部的高比特率比特流中產(chǎn)生平衡的I/Q信號(hào)，其中希望的I或Q值是由一個(gè)數(shù)據(jù)流中的二進(jìn)制1’與0’的比率來表示。這就允許模擬波形和其反向由低通濾波器簡單地恢復(fù)，而不利用另外的D/A轉(zhuǎn)換器。
提供到發(fā)送機(jī)15的平衡模擬I、Q波形然后饋送給由I調(diào)制器15a和Q調(diào)制器16b構(gòu)成的正交調(diào)制器以便分別產(chǎn)生中頻發(fā)送頻率TXIF的cosine波形和sine波形。I、Q調(diào)制器最好在發(fā)送機(jī)15執(zhí)行，同時(shí)cos/sin TXIF信號(hào)發(fā)生器可以包含在發(fā)送機(jī)15或可選地在接收機(jī)16中，這將在后面參考圖3進(jìn)行詳細(xì)描述。
正如在申請系列號(hào)07/967,027中描述的，平衡I、Q波形代表以數(shù)字傳輸模式調(diào)制的數(shù)字信息調(diào)制，或者代表以模擬模式的模擬頻率調(diào)制。應(yīng)意識(shí)到模擬模式遵循美國AMPS標(biāo)準(zhǔn)或者實(shí)際的任何模擬FM蜂窩標(biāo)準(zhǔn)諸如英國ETACS或北歐NMT系統(tǒng)，所有這些采用壓縮-擴(kuò)展以便壓縮話音幅度變化到為減小的動(dòng)態(tài)范圍。
根據(jù)本發(fā)明，可以獲得采用來自DSP部分17調(diào)制線路19a和19b的另一模擬調(diào)制模式，其中此模擬調(diào)制不施加到I、Q調(diào)制器而是施加到分離的模擬調(diào)制器。圖1表示一個(gè)示例實(shí)施例，其中模擬調(diào)制器通過合成經(jīng)過模擬調(diào)制輸入線路15c提供的I、Q信號(hào)(這里是I信號(hào))之一與來自環(huán)路濾波器15d中合成器18的相位鎖定反饋信號(hào)來形成。使用I信號(hào)的選擇是任意的，因?yàn)镮信號(hào)或者Q信號(hào)之一或者二者或者全部應(yīng)該與相位鎖定反饋信號(hào)進(jìn)行組合以便獲得模擬頻率調(diào)制。頻率調(diào)制的選擇也是任意的并且幅度調(diào)制可交替使用。圖2更通俗地說明本發(fā)明的原理。
參考圖2，可以看到DSP17包括數(shù)字信號(hào)處理器邏輯20，它用于計(jì)算或者是數(shù)字調(diào)制波形的取樣值I、Q代表或者是模擬波形的取樣值代表。計(jì)算的結(jié)果施加到至少D/A轉(zhuǎn)換器21a和21b之一，最好通過轉(zhuǎn)換輸入為高比特率Δ-∑調(diào)制信號(hào)來操作然后在如前述參考的專利申請中公開的平衡低通濾波器22a和22b之一中低通濾波這些信號(hào)。D/A轉(zhuǎn)換的、平衡波形施加到平衡調(diào)制器27a和27b，它們分別以第一發(fā)送頻率或數(shù)字調(diào)制模式所希望的中頻TXIF(D)來調(diào)制余弦和正弦波形。數(shù)字調(diào)制模式可以是例如GSM模式，其中話音解碼器壓縮比特率并因此利用1900MHz PCS波段的時(shí)分雙工TDMA占據(jù)數(shù)字話音的傳輸波段；對于GSM模式，調(diào)制應(yīng)該是270-822千比特每秒。
如果數(shù)字調(diào)制的信號(hào)由正交調(diào)制器25首先以中頻發(fā)送頻率產(chǎn)生，那么它就利用上變換器上變換到希望的最終發(fā)送頻率。對于恒定幅度調(diào)制諸如GMSK，只有信號(hào)相位進(jìn)行調(diào)制并必須變換為輸出頻率，這可以由后面參考圖4描述的鎖相環(huán)來執(zhí)行。
圖2還表示由D/A轉(zhuǎn)換器21a和21b產(chǎn)生的I、Q信號(hào)可以經(jīng)過選擇/組合單元24提供到模擬調(diào)制器26以便產(chǎn)生以模擬調(diào)制希望的頻率TXIF(A)的模擬調(diào)制信號(hào)。TXIF(A)可以或者是希望的傳輸頻率或者是上變換到后面將參考圖4描述的希望的傳輸頻率的中頻發(fā)送頻率信號(hào)。選擇/組合單元24可以是在I、I、Q、Q信號(hào)之一和調(diào)制器26之間簡單地硬線連接，但還能夠組合在平衡到非平衡轉(zhuǎn)換器中的I和I(或Q、Q)信號(hào)，或者在原始代表和理想波形之間執(zhí)行由表示模擬調(diào)制波形的I信號(hào)和表示差錯(cuò)的Q信號(hào)的更加改進(jìn)的組合，以便獲得減小的量化噪聲。組合分離的I和Q信號(hào)以便產(chǎn)生希望的調(diào)制的另一個(gè)方法將是頻率合成器的雙點(diǎn)頻率調(diào)制，其中I和Q信號(hào)之一用于頻率調(diào)制壓控振蕩器(VCO)而其他信號(hào)注入到控制VCO，以反作用環(huán)路趨勢的合成器環(huán)路以便校準(zhǔn)VCO的第一信號(hào)調(diào)制。利用I和Q信號(hào)產(chǎn)生模擬調(diào)制信號(hào)的另以方法將包括頻率調(diào)制具有I和Q波形之一的信號(hào)而利用其他確定傳輸幅度。
選擇一個(gè)或多個(gè)I、Q信號(hào)或者利用它們的組合實(shí)現(xiàn)模擬調(diào)制同時(shí)旁路正交調(diào)制器25的以上方法中的任何一個(gè)可以在本發(fā)明中實(shí)現(xiàn)。
現(xiàn)在參考圖3，表示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的雙波段、雙模式裝置的示例頻率計(jì)劃。為了進(jìn)一步強(qiáng)調(diào)本發(fā)明，在兩個(gè)波段中盡可能多地重用了一些部件以便獲得最經(jīng)濟(jì)的設(shè)計(jì)。特別是，希望采用用于兩個(gè)模式的雙頻率天線(圖1的10)、合成器18、IF放大器16等。
采用合成器18來提供兩個(gè)第一本地振蕩頻率并幫助產(chǎn)生發(fā)送頻率的一個(gè)問題是雙工間隔(發(fā)送接收頻率對之間的頻率差)在數(shù)字和模擬模式中或者在相對于1900MHz PCS波段的800MHz蜂窩波段中不相同。合成器18產(chǎn)生例如高于接收信道頻率Frx所需的中頻IF1的本地振蕩器頻率(L01)。當(dāng)在相同波段(800MHz或1900MHz)操作時(shí)為了利用相同的L01值產(chǎn)生發(fā)送頻率，裝置必須包括偏移L01TXIF(A或D)數(shù)量的裝置以便產(chǎn)生所需的發(fā)送信道頻率Ftx。可以容易地看到Ftx＝L01－TXIFFrx＝L01－IF1其中雙工間隔＝Frx－Ftx＝TXIF－IF1或者TXIF＝IF1＋雙工間隔。
如果大體上相同頻率IF1要用在兩個(gè)模式中，但雙工間隔不同，那么一個(gè)模式中的TXIF(A)將不與另一個(gè)模式中的TXIF(D)相同。這妨礙了用于兩個(gè)模式調(diào)制的相同I、Q調(diào)制器的使用，因?yàn)榭赡茈y以產(chǎn)生在TXIF(A)和TXIF(D)很好執(zhí)行的I、Q調(diào)制器。實(shí)際的雙工間隔是在800MHz為45MHz而在1900MHz為80MHz。因此如果使用相同的IF1的話，TXIF(A)和TXIF(D)將相差大約80－45＝35MHz。通過替代允許的不同IF1s，這當(dāng)然可能構(gòu)成在兩個(gè)波段和模式使用相同TXIF的設(shè)計(jì)。然而，這妨礙在接收路徑中使用公共部件并增加了成本和復(fù)雜性。優(yōu)選安排使用相同的或在兩個(gè)模式中接近相同的IF1值，因此此允許TXIF(A)和TXIF(D)分離地適合產(chǎn)生希望的雙工間隔。借助于本發(fā)明是很方便的，它提供了經(jīng)濟(jì)的方式來利用與數(shù)字調(diào)制的正交調(diào)制器25采用的TXIF(D)不同的TXIF(A)執(zhí)行模擬調(diào)制。
圖3表示根據(jù)13MHz基準(zhǔn)振蕩器的優(yōu)選頻率方案。13MHz是用于導(dǎo)出GSM比特率(13MHz/48)和在1900MHz波段中的GSM信道間隔(13MHz/65)的基礎(chǔ)。在800MHz波段中為了獲得30KHz的信道步長，合成器18需要30KHz倍數(shù)的基準(zhǔn)頻率，并最好是8X30KHz的倍數(shù)以便利用合并在美國專利5,180,993中的N分?jǐn)?shù)技術(shù)提供快速信道改變時(shí)間和低相位噪聲。既不是30KHz也不是240KHz分頻為13MHz，但此問題通過在乘法器31中將自基準(zhǔn)振蕩器30的頻率乘以6來解決以便得到78MHz，即325乘以240MHz。78MHz也是方便的第二本地振蕩器頻率用于在第二混頻器33中以選擇的72MHz第一中頻混合為6MHz的第二中頻。此6MHz第二中頻然后在第二IF34中被放大和濾波以便產(chǎn)生用于在DSP17中基站數(shù)字化和處理的輸出。等于6MHz的第二中頻濾波器的選擇允許使用在此頻率可得到的現(xiàn)存現(xiàn)用的濾波器，但將意識(shí)到也可選擇其它合適的頻率。
在時(shí)分雙工TDMA數(shù)字模式(1900MHz的GSM)中，雙工間隔是80MHz，這要求TXIF(D)等于IF1(＝72MHz)加80MHz，或152MHz。通過進(jìn)一步2倍頻第二本地振蕩器信號(hào)L02從78MHz到156MHz，可以獲得可用的TXIF(D)。因?yàn)榘l(fā)送和接收不同時(shí)發(fā)生則能夠容納152MHz和156MHz之間的不一致。因此，通過利用轉(zhuǎn)換合成器18，L01的值可以在接收和發(fā)送之間改變4MHz。為方便于此，在數(shù)字模式中合成器18使用的相位比較器參考頻率是1MHz，由在基準(zhǔn)分頻器40中以78分頻78MHz的信號(hào)而導(dǎo)出。N分?jǐn)?shù)合成器電路41然后進(jìn)一步插入5分?jǐn)?shù)以便獲得GSM所需的200KHz步長。在模擬模式中，首先在基準(zhǔn)分頻器40中以325分頻78MHz來獲得30KHz步長，然后利用N分?jǐn)?shù)合成器41插入分?jǐn)?shù)8。合成器8利用從DSP17控制處理器發(fā)出的控制信號(hào)對這些不同的模式和信道頻率進(jìn)行適當(dāng)?shù)木幊獭?br> 用于產(chǎn)生78MHz和156MHz的頻率乘法器可以采用鎖相環(huán)，它6或12分頻以希望頻率運(yùn)行的振蕩器以便產(chǎn)生13MHz信號(hào)，與來自振蕩器30的13MHz信號(hào)相比以便產(chǎn)生反饋控制信號(hào)來控制振蕩器到希望的倍數(shù)。例如，可以以這種方式產(chǎn)生156MHz的信號(hào)，78MHz的信號(hào)可以從12分頻環(huán)路輸出的2分頻中導(dǎo)出。
156MHz信號(hào)由I、Q調(diào)制器25以數(shù)字模式的數(shù)字信息進(jìn)行調(diào)制，它包括正交網(wǎng)絡(luò)28以便產(chǎn)生cosine和sine波形。以TXIF(D)(＝156MHz)的調(diào)制信號(hào)于是以應(yīng)用于恒定包絡(luò)調(diào)制的相同方式上變換到希望的1900MHz波段壓控振蕩器54以希望的輸出頻率操作以便驅(qū)動(dòng)發(fā)送功率放大器55。來自振蕩器54的輸出信號(hào)與上述在發(fā)送脈沖串期間已經(jīng)躲過4MHz的接收本地振蕩器信號(hào)L01混頻。在濾波器51中低通濾波之后的所得信號(hào)是TXIF(D)并在比較器50中與來自正交調(diào)制器25的TXIF(D)的I、Q調(diào)制信號(hào)進(jìn)行相位比較。比較器50產(chǎn)生相位差錯(cuò)信號(hào)，在利用濾波器53中的積分器進(jìn)行低通濾波之后產(chǎn)生耦合到VCO54的控制信號(hào)，它控制其相位跟隨由調(diào)制器25的TXIF(D)上的調(diào)制。以這種方式，相位調(diào)制轉(zhuǎn)換到發(fā)送頻率。
然而在模擬模式中，IF1選擇為72.06MHz。此模擬模式的中頻選擇與數(shù)字模式的選擇相同；但是可能已經(jīng)選擇了72MHz或者71.94MHz的相同中頻。在模擬和數(shù)字模式之間如6MHz IF的小差別不損害相同的6MhzIF放大器34的使用，因?yàn)槠錇V波帶寬足夠?qū)捯园?.94MHz以及6MHz或6.06MHz。
在800MHz波段的45MHz的雙工間隔導(dǎo)致TXIF(A)等于72.06＋45＝117.06MHz。這是60KHz的倍數(shù)(X1951)并能利用輔助合成器43、和共享基準(zhǔn)分頻器40的主合成器41來容易地產(chǎn)生。輔助合成器可以進(jìn)一步4分頻40KHz以便獲得希望的60KHz的基準(zhǔn)信號(hào)，以此頻率與以1951分頻的信號(hào)TXIF(A)進(jìn)行相位比較。工作在800MHz蜂窩頻率的所要求的發(fā)射頻率上的振蕩器64驅(qū)動(dòng)功放65并又與混頻器62相連，在那里與用于接收800MHz的適當(dāng)?shù)念l率的接收本機(jī)振蕩器L01的信號(hào)相混頻?；祛l后17.06MHz的信號(hào)經(jīng)低通濾波后加到輔助綜合器43，在那里被1951次分頻為60KHz并與60KHz的基準(zhǔn)信號(hào)比相產(chǎn)生一相位誤差信號(hào)。相位誤差信號(hào)在環(huán)路濾波器63中被濾波和積分后加到所選的I或Q或組合的信號(hào)，即所需的模擬頻率調(diào)制波形以給振蕩器64產(chǎn)生一控制信號(hào)?？刂菩盘?hào)將振蕩器64限制到所需的發(fā)送信道頻率并用所需的調(diào)頻波調(diào)制振蕩器64。
應(yīng)注意在圖3中說明分離的混頻器52、62、低通濾波器51、61和功率放大器55、65，任何或每對可以進(jìn)行組合以便減小復(fù)雜性。例如，混頻器52和62可以是相同的混頻器，來選擇是根據(jù)哪個(gè)振蕩器54、64能夠驅(qū)動(dòng)它。如果模擬模式的IF1值已經(jīng)選擇為72MHz，那么TXIF(A)的值應(yīng)是117MHz，它是1950 X60KHz或975 X120KHz。這將允許在輔助合成器中選擇120KHz相位比較頻率?；蛘?，117MHz是9倍于13MHz的基準(zhǔn)晶體頻率，它能利用156MHz TXIF(D)的相同技術(shù)產(chǎn)生。如果正交調(diào)制器以所用的117MHz和156MHz操作，連同以模擬模式的I、Q調(diào)制，這將是個(gè)好的選擇。但是產(chǎn)生寬帶I、Q調(diào)制器較難并且成本高，因此本發(fā)明的說明實(shí)施例教導(dǎo)利用一個(gè)或多個(gè)I、QD/A轉(zhuǎn)換信號(hào)為施加到輔助合成器環(huán)路的常規(guī)模擬調(diào)制信號(hào)。當(dāng)合成環(huán)路用于控制相位或頻率調(diào)制信號(hào)時(shí)，希望在環(huán)路中有大的分頻系數(shù)(1950)以便減小達(dá)到在60或120KHz的相位比較器的調(diào)制量。這是因?yàn)橛捎谡{(diào)制的大相位差錯(cuò)信號(hào)能夠?qū)е抡{(diào)制頻率相應(yīng)的失真或由于相位檢測器的非線性失真的非線性失真。
因此，圖3的示例頻率方案包括IF1的值和用于模擬調(diào)制模式的TXIF(A)的可選范圍。IF1的選擇，在模擬模式中為72.05或71.94MHz，在數(shù)字模式中也可用。根據(jù)數(shù)字GSM標(biāo)準(zhǔn)，蜂窩網(wǎng)絡(luò)輻射稱頻率校準(zhǔn)脈沖串或頻率校準(zhǔn)信道(FCH)為部分廣播控制信道(BCCH)的特殊信號(hào)。此FDH是未調(diào)制的TDMA脈沖串。更精確地，此脈沖串是所有1’或所有0’的碼型調(diào)制，由于高斯最小頻移鍵控(GSMK)的特性，它產(chǎn)生1/4比特率偏移的CW載波。由于比特率是13MHz/48(270.833KB/s)，那么頻率就偏移+67.708KHz。如果接收本地振蕩器頻率L01大于接收頻率Frx那么該頻率就轉(zhuǎn)換到具有符號(hào)改變的第一中頻。FCH脈沖串可以利用諸如圖3的濾波器38的窄帶波段濾波器集中在偏移頻率上就容易地檢測到。由于選擇濾波器38的帶寬接近模擬模式的±15KHz，那么就接近正確的帶寬以便在數(shù)字模式中檢測FCH脈沖串，而不管濾波器的選擇集中在具有72.067708MHz的FCH頻率或者集中在具有71.932292MHz的FCH頻率。+7.708KHz的差錯(cuò)在濾波器的±15KHz帶寬之內(nèi)并如此通過DSP17用于檢測。DSP17可以數(shù)字地校準(zhǔn)7.708KHz的差錯(cuò)并能在檢測之前進(jìn)一步減小帶寬。檢測能夠通過監(jiān)視窄帶濾波器輸出的信號(hào)能量來執(zhí)行以便確定與FCH脈沖串間隔之外的能量相比是否以預(yù)定的FCH脈沖串間隔重復(fù)率增加。所有可能的間隔定時(shí)都能檢查。在窄帶能量中表示最大增加的定時(shí)被用于建立原始TDMA網(wǎng)絡(luò)定時(shí)，并隨后在BCCH信號(hào)中搜索其它信號(hào)和信息內(nèi)容。
圖4表示在800MHz或1900MHz波段中從裝配能夠頻發(fā)送頻率TXIF(A)或TXIF(D)到最終發(fā)送頻率Ftx的上變換處理細(xì)節(jié)。
由平衡I調(diào)制器27a和Q調(diào)制器27b組成的正交調(diào)制器25(圖2)由來自正交VCO84的余弦和正弦輸出通過緩沖器86、87驅(qū)動(dòng)。通過緩沖器85的緩沖輸出也被耦合以便由電路81、83進(jìn)行12分頻，電路81、83具有以通過緩沖器82到IF放大器16耦合的78MHz以2分頻的中頻。這個(gè)78MHz的輸出被用在IF放大器16中的第二下變換混頻器中，最好為圖象注入類型。圖象注入混頻器也要求以78MHz的余弦和正弦注入波形，并能夠通過產(chǎn)生延遲作為緩沖器82的非延遲輸出的156MHz的半個(gè)周期的78MHz的2分頻輸出容易地從156MHz信號(hào)中導(dǎo)出。用于此實(shí)施例的另外的部件未在圖4中表示，但對本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，適宜的部件是顯而易見的。
78MHz經(jīng)過6分頻電路81輸出13MHz，與基準(zhǔn)晶體振蕩頻率相同，在具有兩極鏡像電流輸出的相位比較器80中與所述的13MHz進(jìn)行比較。以電流正比于相位差錯(cuò)的形式產(chǎn)生由比較器80輸出的相位差錯(cuò)信號(hào)，該差錯(cuò)信號(hào)能被低通濾波并利用純無環(huán)路濾波器元件88積分。該濾波和積分的差錯(cuò)信號(hào)被反饋以便控制QVCO84到希望的156MHz頻率。環(huán)路最好是具有能夠迅速加電和去電的快速鎖定時(shí)間的第二指令伺服電路以便通過只在TDMA接收時(shí)隙和數(shù)字發(fā)送時(shí)隙或者在模擬接收周期啟動(dòng)整個(gè)QVCO和其控制環(huán)路來減小電池消耗。利用已知的電池省電技術(shù)在模擬控制信道接收期間裝置在守侯中收聽的占空系數(shù)可以為最小。
調(diào)制器27a、27b的輸出通過低通濾波器51進(jìn)行合并并施加到相位檢測器50，其中通過在混頻器52、62中的接收本地振蕩器中下變換，GMSK調(diào)制的信號(hào)與從發(fā)送功率放大器55中導(dǎo)出的信號(hào)進(jìn)行比較。圖4說明組合公共于兩個(gè)頻率波段的某個(gè)部分的先前所提的發(fā)明特征?；祛l器52、62已經(jīng)組合成具有由輸入緩沖器521、621的使能輸入選擇的信號(hào)源。當(dāng)要求在1900MHz波段傳輸時(shí)，緩沖器521由來自DSP17的信號(hào)EN1900使能以便允許耦合器552采用的1900MHz發(fā)送信號(hào)的樣值傳送到混頻器522。或者，信號(hào)EN800被啟動(dòng)以便傳送800MHz信號(hào)的樣值到混頻器522。在這個(gè)源，選擇來自雙波段前端14的本地振蕩器以便發(fā)送適當(dāng)?shù)男盘?hào)到選擇的波段以便轉(zhuǎn)換所選的發(fā)送信號(hào)頻率為希望的發(fā)送IF TXIF(A)至TXIF(D)。轉(zhuǎn)換的信號(hào)輸出在組合的濾波器51、61中被低通濾波并由雙輸出緩沖器81饋送到包含分頻器90、基準(zhǔn)分頻器91和相位檢測器92的相位檢測器50和輔助合成電路43二者。
當(dāng)選擇1900MHZ發(fā)送操作時(shí)，正交調(diào)制器25和相位檢測器50就加電。相位檢測器50比較在156MHZ的調(diào)制信號(hào)TXIF(D)的相位與緩沖器89的輸出以便產(chǎn)生正比于相位差錯(cuò)的電流信號(hào)。電流被濾波并利用無源濾波器單元53積分。可選地，可以通過在DSP/控制處理器17內(nèi)的查找表、對比信道頻率的TDMA脈沖串傳輸末端上記錄環(huán)路濾波器電容531的先前電壓就可以最小化自加電的相位鎖定時(shí)間。
預(yù)先數(shù)字化和存儲(chǔ)的電壓值然后被重呼、D/A變換和施加到主積分器電容531以便就在相同的前頻率上傳輸TDMA脈沖串之前預(yù)充電此電容到接近此正確電壓，因此減小重鎖時(shí)間。當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，由環(huán)路濾波器53提供的閉合環(huán)路帶寬最好足夠?qū)捠沟冒l(fā)送信號(hào)的相位受控以便跟隨來自正交調(diào)制器25的GMSK信號(hào)的相位。
當(dāng)選擇800MHZ波段傳輸時(shí)，自緩沖器89的輸出被1951程序分頻器90分頻并與60KHZ基準(zhǔn)頻率進(jìn)行比較，所說的60KHZ是通過進(jìn)一步分頻分頻器40輸出的240KHZ，由分頻器91進(jìn)行四分頻而得到的。兩個(gè)60KHZ信號(hào)在相位檢測器92的比較產(chǎn)生一個(gè)差錯(cuò)電流信號(hào)，其平均值正比于相位差錯(cuò)，能夠被低通濾波并利用無源環(huán)路濾波器63積分以便獲得800MHZ的控制信號(hào)發(fā)送到VCO64。無源濾波器63包括設(shè)計(jì)濾波來自DSP17的平衡的I信號(hào)I’、I’元件634、635、633、632和631以便產(chǎn)生來自調(diào)制器27a的平衡的I，I驅(qū)動(dòng)信號(hào)以及具有不同濾波器特性的濾波器公共模式分量I’、I用于經(jīng)過電容634、635注入環(huán)路。此濾波器安排說明可選的利用I和I二者以便產(chǎn)生模擬調(diào)制。在這種情況下，來自DSP17的信號(hào)I’和I’不是補(bǔ)償信號(hào)，而是被選為相同的或者具有表示希望的模擬調(diào)制的和或平均值。鎖相環(huán)濾波器將傳送調(diào)制信號(hào)到進(jìn)行相位或頻率調(diào)制的VCO64。來自相位檢測器92的反饋信號(hào)將趨向于反作用此調(diào)制，但這個(gè)趨勢被分頻器90所減小。否則，在最低調(diào)制頻率的調(diào)制將部分地反作用，也許在DSP17的D/A變換之前有必要升高該低的調(diào)制頻率。設(shè)計(jì)與DSP17中的數(shù)字域中的其它濾波操結(jié)合的這樣一個(gè)升壓以便為獲得在模擬FM模式中希望的全部頻率響應(yīng)，包括預(yù)加重。
在PA65的實(shí)施中，震蕩器64和混頻器62構(gòu)造為使用GalliumArsenide(GaAs)積分電路的單獨(dú)單元，同時(shí)55、54和52形成第二GaAs電路。兩個(gè)GaAs電路也可以組合成一個(gè)雙模式GaAs積分電路。
在數(shù)字模式中，環(huán)路濾波器53最好設(shè)計(jì)為獲得足夠?qū)挼拈]合環(huán)路傳送功能以便跟隨數(shù)字調(diào)制。在模擬模式中，環(huán)路濾波器63最好窄，使得阻止環(huán)路試圖校正壓縮的模擬調(diào)制。特別地，通過滿足環(huán)路積分濾波器53、63的特征，希望的模擬調(diào)制以輸出頻率被傳送到振蕩器同時(shí)抑制其它頻率的噪聲并特別在接收頻率波段。第一環(huán)路濾波器特性采用AMPS調(diào)制，它希望調(diào)制分量達(dá)到約10KHz，而第二環(huán)路濾波器采用GSM270.833KB/S GMSK波形，它希望分量達(dá)到150KHz。GSM情況的較寬環(huán)路濾波器特征允許在TDMA脈沖串的開始獲得相位鎖定使得能夠在電路之后的幾個(gè)十微妙內(nèi)VCO準(zhǔn)確地跟蹤希望的角度波形。鎖相電路因此可以去電以便在TDMA幀的接收部分期間節(jié)省電源并就在幀的發(fā)送部分加電。
本發(fā)明可以包括利用模/數(shù)轉(zhuǎn)換器來測量在脈沖串末端的環(huán)路濾波器積分器電壓并相對于信道頻率的微處理器中數(shù)字地記錄該數(shù)。當(dāng)后來選擇相同的信道頻率時(shí)，此電壓值被再用并施加到D/A轉(zhuǎn)換器以便預(yù)充電環(huán)路積分器，例如在TDMA幀的接收或空閑部分。就在幀發(fā)送部分之前，連接到環(huán)路積分器電容的D/A為開放電路(三態(tài))并且相位差錯(cuò)電流用于在閉合環(huán)路控制下微調(diào)振蕩器控制電壓。傳輸之后，微調(diào)電壓可以讀出以便在存儲(chǔ)器中重寫先前的值以便提供連續(xù)的再校準(zhǔn)。此特征可以用于獲得快速鎖相，也可以通過記錄每次以任何頻率操作發(fā)送機(jī)時(shí)相對于頻率的環(huán)路電壓來用于模擬FM模式。
圖5所示公開合并前述Cahill的另一實(shí)施例。這個(gè)情況下的控制處理器/DSP17產(chǎn)生I’、I’和Q’和Q’信號(hào)，這些信號(hào)利用混合的濾波器63a濾波以便獲得第一平衡的、濾波的信號(hào)I和I來驅(qū)動(dòng)調(diào)制器27a、第二平衡濾波的信號(hào)Q，Q來驅(qū)動(dòng)調(diào)制器27b以及公共模式濾波信號(hào)I’以便注入到組合的環(huán)路濾波器53、63。在數(shù)字模式中，通過導(dǎo)致I’和I’產(chǎn)生為補(bǔ)償信號(hào)來抑制公共模式信號(hào)。在模擬模式中，通過產(chǎn)生非反向信號(hào)I’和I’來抑制平衡模式信號(hào)。這就導(dǎo)致在調(diào)制器27a不具有正常輸出。在模擬模式的輸出通過在其最大補(bǔ)償電平上提供常數(shù)信號(hào)而導(dǎo)致以便允許在117MHz的QVCO信號(hào)在QVCO環(huán)路接收來自公共模式I’I’信號(hào)的模擬調(diào)制注入的同時(shí)通過Q調(diào)制其27b。此外，根據(jù)是選擇數(shù)字或模擬調(diào)制模式來編程基準(zhǔn)分頻器40和輔助分頻器43為不同的值。
通過編程DSP17以便大致同時(shí)產(chǎn)生模擬和I、Q調(diào)制就能夠獲得優(yōu)于Cahill的改進(jìn)。在此模式中，所希望的模擬調(diào)制的高頻分量在I’和I’信號(hào)的公共模式部分和調(diào)制頻率QVCO環(huán)路內(nèi)的相位角度上產(chǎn)生。通過產(chǎn)生將分別正比于所需低頻相位調(diào)制信號(hào)的余弦和正弦的I’、I’和Q’、Q’信號(hào)的平衡部分，就在環(huán)路外應(yīng)用，否則會(huì)被環(huán)路的反饋動(dòng)作反作用的所需角度調(diào)制的低頻分量。以這種方式，能夠獲得下至零的相位調(diào)制?？蛇x地Q和Q’也可以饋送到環(huán)路濾波器(53，63)并且Q和Q’的公共模式部分能與I’、I’的公共模式部分一起使用以便提供頻率調(diào)制VCO84的增強(qiáng)的準(zhǔn)確性。通常，I信號(hào)可以產(chǎn)生為表示所需平衡(奇數(shù)模式)和非平衡(偶數(shù)模式)波形的和之半的Δ調(diào)制，而I’是表示差之半的Δ調(diào)制。同樣Q和Q’表示所需的偶數(shù)和奇數(shù)波形的和之半和差之半。
分頻比的選擇已經(jīng)在前面進(jìn)行了論述。在數(shù)字模式中選擇低分頻比6和12分別導(dǎo)致用于控制QVCO84的頻率到156MHz的高環(huán)路帶寬。在模擬模式高分頻比1300和1951的選擇導(dǎo)致用于控制QVCO84到17.06MHz的低環(huán)路帶寬。借助于適當(dāng)?shù)剡x擇分頻比和根據(jù)已知技術(shù)設(shè)計(jì)環(huán)路濾波器53、63，那么在相同的頻率波段需要模擬和數(shù)字調(diào)制的情況下例如為實(shí)現(xiàn)申請系列號(hào)07/967,027的雙模式電話機(jī)，即使以相同的中頻發(fā)送頻率(例如，117MHz)也可以產(chǎn)生不同的環(huán)路帶寬。在那種情況下，數(shù)字模式中的調(diào)制不是純相位調(diào)制，而是也包括幅度調(diào)制，所以上變換器100線性地上變換到最終發(fā)送頻率，并且放大器551是個(gè)線性PA。
實(shí)現(xiàn)GSM和AMPS中使用的恒定幅度調(diào)制所需的功率放大器比用于D-AMPS中的可變幅度調(diào)制更容易，因此從發(fā)送機(jī)的觀點(diǎn)看最好組合GSM和AMPS標(biāo)準(zhǔn)為雙模式電話機(jī)。另一方面，AMPS和GSM使用不同的信道帶寬和分別30KHz和200KHz的間隔。從接收機(jī)觀點(diǎn)看，根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)，在兩個(gè)模式中最好使用相同的帶寬。在此公開的雙模式電話機(jī)的發(fā)明結(jié)構(gòu)經(jīng)濟(jì)地取得低成本、雙波段或單波段、發(fā)送機(jī)的數(shù)字和模擬調(diào)制同時(shí)包含用于分別接收GSM、AMPS或D-AMPS的寬波段和窄波段濾波器。
本發(fā)明的另一方面提供諸如數(shù)字蜂窩電話機(jī)或個(gè)人無線通信機(jī)的無線電發(fā)送機(jī)-接收機(jī)的方便的結(jié)構(gòu)，它利用非整體相關(guān)的帶寬或比特率根據(jù)兩個(gè)不同的標(biāo)準(zhǔn)操作。
在說明實(shí)施中，GSM和AMPS信號(hào)的無線電接收機(jī)包括以39MHz頻率的基準(zhǔn)時(shí)鐘，它以144分頻以便產(chǎn)生270.833KS/S的第一取樣率，或另外以150分頻以便產(chǎn)生260KS/S的第二取樣率。當(dāng)接收GSM(數(shù)字)信號(hào)時(shí)，接收信號(hào)利用第一取樣率的任何適當(dāng)?shù)姆绞?Cartesian或Logpolar)，進(jìn)行數(shù)字化，并且當(dāng)接收AMPS(模擬)無線電信號(hào)時(shí)接收信號(hào)利用第二取樣率進(jìn)行數(shù)字化。以第二速率取樣的模擬信號(hào)數(shù)據(jù)流然后被數(shù)字濾波以便將接收機(jī)傳送帶寬變窄到適于AMPS模式的值，并且同時(shí)通過下取樣到80KHz減小取樣率，從而是用于AMPS的10KB/S的信令速率的方便倍數(shù)和用于處理取樣的和數(shù)字化的(PCM)話音的標(biāo)準(zhǔn)8KS/S話音處理速率的方便倍數(shù)。
當(dāng)輸出取樣率是輸入取樣率的整因數(shù)時(shí)在數(shù)字濾波器中的下取樣是眾所周知的。在上述說明的某個(gè)應(yīng)用中，能夠希望產(chǎn)生不是輸入速率整因數(shù)的輸出取樣率，即80∶260或4∶13。本發(fā)明提供在數(shù)字下取樣濾波器中通常計(jì)算用于M輸入樣值的N個(gè)輸出樣值的一個(gè)方式。
根據(jù)說明實(shí)施例，本發(fā)明的方法是利用諸如每個(gè)具有適宜的相關(guān)組濾波系數(shù)FIR濾波器來計(jì)算每M個(gè)輸入樣值的一個(gè)輸出樣值。選擇這些系數(shù)使得由相繼濾波器計(jì)算的輸出樣值表示在M個(gè)輸入樣值的每個(gè)周期間等間距的N個(gè)相繼時(shí)間間隔的濾波信號(hào)值。在一個(gè)示例應(yīng)用中，260KS/S輸入樣值率施加到四個(gè)濾波器，每個(gè)產(chǎn)生以20KHz速率的一個(gè)輸出樣值。四個(gè)20KHz的數(shù)據(jù)流然后可以復(fù)用以便產(chǎn)生一個(gè)80KS/S的數(shù)據(jù)流，它被進(jìn)一步處理以便提取10KB/SManchester代碼和頻率調(diào)制的信令數(shù)據(jù)或8KS/S PCM話音，該話音然后利用PCM CODEC電路產(chǎn)生饋送到耳機(jī)的模擬話音波形。
對本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，上述示意實(shí)施例的許多變形將容易顯而易見，而不脫離隨后權(quán)利要求和其等效物限定的精神和范疇。
權(quán)利要求
1.一種無線電發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，用于有選擇地發(fā)送以數(shù)字模式的數(shù)字調(diào)制信號(hào)或以模擬模式的模擬調(diào)制信號(hào)，包括數(shù)字信號(hào)處理裝置，具有用于接收信息信號(hào)的一個(gè)輸入端；用于提供同相I的一個(gè)第一輸出和用于提供正交調(diào)制信號(hào)Q的一個(gè)第二輸出；正交調(diào)制裝置，耦合到該第一和第二輸出用于以數(shù)字模式數(shù)字地調(diào)制一個(gè)載波頻率以便產(chǎn)生數(shù)字調(diào)制的信號(hào)；和模擬調(diào)制裝置，耦合到該第一和第二輸出，用于以模擬模式產(chǎn)生載頻的模擬調(diào)制以便產(chǎn)生一個(gè)模擬調(diào)制信號(hào)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中數(shù)字信號(hào)處理裝置包括用于計(jì)算信息信號(hào)的取樣數(shù)值代表的邏輯電路；用于將取樣數(shù)值代表轉(zhuǎn)換為同相調(diào)制信號(hào)I和正交調(diào)制信號(hào)Q的D/A轉(zhuǎn)換裝置。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中數(shù)字調(diào)制信號(hào)是以第一頻率，模擬調(diào)制信號(hào)是以第二頻率，并且發(fā)送機(jī)還包括用于轉(zhuǎn)換該數(shù)字調(diào)制信號(hào)為第三頻率和轉(zhuǎn)換該模擬調(diào)制信號(hào)為第四頻率的上變換裝置。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中上變換裝置包括分別控制數(shù)字和模擬壓控振蕩器的數(shù)字和模擬環(huán)路綜合濾波器以便轉(zhuǎn)換數(shù)字調(diào)制信號(hào)為第三頻率以及模擬調(diào)制信號(hào)為第四頻率，同時(shí)抑制其他頻率噪聲。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中數(shù)字環(huán)路綜合濾波器比模擬環(huán)路綜合濾波器有更寬的傳遞函數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中發(fā)送機(jī)在數(shù)字模式中根據(jù)GSM標(biāo)準(zhǔn)操作，在模擬模式中根據(jù)AMPS標(biāo)準(zhǔn)操作。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中數(shù)字信號(hào)處理裝置基本同時(shí)產(chǎn)生同相調(diào)制信號(hào)I和正交調(diào)制信號(hào)Q。
8.根據(jù)權(quán)利要求4所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中上變換裝置還包括一種裝置，該裝置用于測量和存儲(chǔ)環(huán)路濾波器積分器電壓和在每個(gè)接收的傳輸脈沖串之后的相應(yīng)的頻率，并用于利用在發(fā)送相應(yīng)頻率之前預(yù)先存儲(chǔ)的環(huán)路濾波器積分器電壓預(yù)充電環(huán)路綜合濾波器之一。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，還包括用于接收數(shù)字調(diào)制信號(hào)或模擬調(diào)制信號(hào)的一個(gè)接收機(jī)部分，該接收機(jī)部分包括用于數(shù)字化以第一取樣率取樣接收的數(shù)字調(diào)制信號(hào)和數(shù)字化以第二取樣率取樣接收的模擬調(diào)制信號(hào)的數(shù)字化裝置，和用于變窄數(shù)字化的模擬信號(hào)的帶寬和減小第二取樣率為輸出取樣率的一個(gè)或多個(gè)數(shù)字濾波器。
10.根據(jù)權(quán)利要求8所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中輸出取樣率不是第二取樣率的整因數(shù)。
11.根據(jù)權(quán)利要求9所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中有N個(gè)數(shù)字濾波器，每個(gè)具有用于計(jì)算每M個(gè)輸入樣值的一個(gè)輸出樣值的相關(guān)組濾波器系數(shù)。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中選擇濾波器系數(shù)使得由連續(xù)濾波器計(jì)算的一個(gè)輸出樣值代表在M個(gè)輸入樣值每個(gè)周期等間距的N個(gè)連續(xù)時(shí)間間隔處的濾波的信號(hào)值。
13.用于有選擇地發(fā)送帶寬壓縮的數(shù)字話音信號(hào)或幅度壓縮的模擬話音信號(hào)的無線電發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，包括模-數(shù)變換裝置，具有用于接收模擬話音信號(hào)的輸入和用于產(chǎn)生表示模擬話音信號(hào)的數(shù)字樣值的樣值數(shù)據(jù)流的輸出；數(shù)字信號(hào)處理裝置，具有用于接收該樣值數(shù)據(jù)流的輸入和用于提供同相調(diào)制信號(hào)I和正交調(diào)制信號(hào)Q的一個(gè)或多個(gè)輸出，該數(shù)字信號(hào)處理裝置轉(zhuǎn)換樣值數(shù)據(jù)流為帶寬壓縮的和編碼數(shù)字話音信號(hào)以及在表示模擬話音信號(hào)的幅度擴(kuò)展壓縮方案的至少一個(gè)或多個(gè)輸出上表示帶寬壓縮的數(shù)字話音信號(hào)或數(shù)值流的數(shù)字矢量調(diào)制I和Q取樣數(shù)據(jù)流。數(shù)字/模擬變換裝置，用于變換I和Q樣值數(shù)據(jù)流為相應(yīng)的I和Q模擬調(diào)制波形；正交調(diào)制器裝置，耦合到數(shù)字/模擬變換裝置，用于矢量調(diào)制具有I和Q的調(diào)制波形以便發(fā)送帶寬壓縮的數(shù)字話音信號(hào)；和模擬調(diào)制裝置，耦合到數(shù)字/模擬變換裝置，用于利用I或Q模擬調(diào)制波形的至少之一產(chǎn)生載頻的模擬調(diào)制以便發(fā)送幅度壓縮的模擬話音信號(hào)。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中帶寬壓縮的數(shù)字話音信號(hào)為第一頻率，幅度壓縮的模擬話音信號(hào)為第二頻率，并且發(fā)送機(jī)還包括用于轉(zhuǎn)換該數(shù)字調(diào)制信號(hào)為第三頻率和轉(zhuǎn)換該模擬調(diào)制信號(hào)為第四頻率的上變換裝置。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中上變換裝置包括分別控制數(shù)字和模擬壓控振蕩器的數(shù)字和模擬環(huán)路綜合濾波器以便轉(zhuǎn)換數(shù)字話音信號(hào)為第三頻率以及模擬話音信號(hào)為第四頻率，同時(shí)抑制其他頻率噪聲。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中數(shù)字環(huán)路綜合濾波器比模擬環(huán)路綜合濾波器有更寬的傳遞函數(shù)。
17.根據(jù)權(quán)利要求15所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中上變換裝置還包括一種裝置，該裝置用于測量和存儲(chǔ)環(huán)路濾波器積分器電壓和在每個(gè)接收的傳輸脈沖串之后的相應(yīng)的頻率，并用于利用在發(fā)送相應(yīng)頻率之前預(yù)先存儲(chǔ)的環(huán)路濾波器積分器電壓預(yù)充電環(huán)路綜合濾波器之一。
18.根據(jù)權(quán)利要求13所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中發(fā)送機(jī)根據(jù)GSM標(biāo)準(zhǔn)操作以發(fā)送數(shù)字話音信號(hào)，和根據(jù)AMPS標(biāo)準(zhǔn)操作以發(fā)送模擬話音信號(hào)。
19.根據(jù)權(quán)利要求13所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中數(shù)字信號(hào)處理裝置基本同時(shí)產(chǎn)生同相調(diào)制信號(hào)I和正交調(diào)制信號(hào)Q。
20.根據(jù)權(quán)利要求13所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，還包括用于接收數(shù)字調(diào)制信號(hào)或模擬調(diào)制信號(hào)的一個(gè)接收機(jī)部分，該接收機(jī)部分包括用于數(shù)字化以第一取樣率取樣接收的數(shù)字調(diào)制信號(hào)和數(shù)字化以第二取樣率取樣接收的模擬調(diào)制信號(hào)的數(shù)字化裝置，和用于變窄數(shù)字化的模擬信號(hào)的帶寬和減小第二取樣率為輸出取樣率的一個(gè)或多個(gè)數(shù)字濾波器。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中輸出取樣率不是第二取樣率的整因數(shù)。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中有N個(gè)數(shù)字濾波器，每個(gè)具有用于計(jì)算每M個(gè)輸入樣值的一個(gè)輸出樣值的相關(guān)組濾波器系數(shù)。
23.根據(jù)權(quán)利要求22所述的發(fā)送機(jī)/接收機(jī)，其中選擇濾波器系數(shù)使得由連續(xù)濾波器計(jì)算的一個(gè)輸出樣值代表在M個(gè)輸入樣值每個(gè)周期等間距的N個(gè)連續(xù)時(shí)間間隔處的濾波的信號(hào)值。
24.用于可選地調(diào)制具有模擬信號(hào)或數(shù)字信號(hào)的載波信號(hào)的一種裝置，包括數(shù)字信號(hào)處理裝置，用于產(chǎn)生第一對delta-調(diào)制比特流，它表示或者數(shù)字調(diào)制信號(hào)的平衡同相分量或者模擬頻率調(diào)制信號(hào)的非平衡高頻分量加同相平衡低頻分量，和第二對delta-調(diào)制比特流，它表示或者數(shù)字調(diào)制信號(hào)的平衡正交分量或者模擬調(diào)制波形的平衡正交低頻分量；正交調(diào)制器裝置，響應(yīng)平衡的同相和正交信號(hào)，用于正交調(diào)制載波信號(hào)；和頻率調(diào)制裝置，響應(yīng)非平衡高頻分量，用于頻率調(diào)制載波信號(hào)，其中載波信號(hào)或者是利用數(shù)字調(diào)制信號(hào)或頻率進(jìn)行正交調(diào)制或者是利用模擬調(diào)制信號(hào)的低頻和高頻二者進(jìn)行相位調(diào)制。
25.權(quán)利要求24所述的裝置，其中數(shù)字信號(hào)出來裝置基本同時(shí)產(chǎn)生同相和正交信號(hào)。
全文摘要
雙模式無線電電話機(jī)能夠在模擬或數(shù)字模式操作。根據(jù)說明實(shí)施例，數(shù)字信號(hào)處理器接收將以數(shù)字或模擬模式發(fā)送的話音信號(hào)并產(chǎn)生同相(I)和正交(Q)調(diào)制信號(hào)。I和Q信號(hào)提供到用于產(chǎn)生數(shù)字調(diào)制信號(hào)的正交調(diào)制器和提供到用于產(chǎn)生模擬調(diào)制信號(hào)的模擬調(diào)制器。
文檔編號(hào)H04B1/40GK1240069SQ97180543
公開日1999年12月29日 申請日期1997年10月7日 優(yōu)先權(quán)日1996年10月11日
發(fā)明者P·W·登特 申請人:艾利森公司