專利名稱：：頻譜擴散通信方式的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及可以提高傳送速率的頻譜擴散通信方式。所謂頻譜擴散通信方式，是通過在發(fā)送數(shù)據(jù)上乘PN等符號，使得該頻譜在頻率軸上擴散，傳送經(jīng)頻譜擴散后的發(fā)送數(shù)據(jù)的方式。這種頻譜擴散通信方式，在發(fā)送數(shù)據(jù)的頻譜被擴散而接近于白噪聲的同時，有很多種擴散符號，由于擴散符號之間的相關(guān)被抑制的很小，因而在具有優(yōu)異的通信保密性的同時，還具有高的頻率效率和耐噪聲等的特征。在此，對于未來的移動體通信、無線LAN等來說，是有希望實現(xiàn)的通信方式。使用了QPSK調(diào)制的頻譜擴散(以下記為SS)通信方式的信號發(fā)送一側(cè)的概要如圖28所示。在圖28中，102、105是BPSK調(diào)制器，107是產(chǎn)生PN符號系列的PN符號發(fā)生器(PN.G)，108是使載波的相位只移動π/2相位的移相器。在此圖所示的信號發(fā)送部分中，在數(shù)據(jù)生成部(DATA1)100中生成的數(shù)據(jù)在加法器101中與在PN.G107中產(chǎn)生的PN符號相加算。另外，在數(shù)據(jù)生成部(DATA2)103中生成的數(shù)據(jù)，在加法器104中與在PN.G107中產(chǎn)生的PN符號相加。這種情況下，在數(shù)據(jù)的1位上分配PN符號的一周期，在加法器101以及104中，進行例如數(shù)據(jù)為“0”時將PN符號原樣輸出，數(shù)據(jù)為“1”時使PN符號反相輸出的排他性邏輯和的運算。加法器101的輸出被輸入到BPSK調(diào)制器102，對由載波振蕩器109產(chǎn)生的載波進行BPSK調(diào)制；而加法器104輸出被輸入到BPSK調(diào)制器105，對由移相器108移動π/2相位的、由載波振蕩器109發(fā)生的載波進行BPSK調(diào)制。由此，BPSK調(diào)制器102可以得到QPSK調(diào)制輸出的同相成分(以下記為I成分)。從BPSK調(diào)制器105可以得到QPSK調(diào)制輸出的正交成分(以下記為Q成分)。而通過在加法器106中將該2個BPSK調(diào)制輸出相加，就成為了QPSK調(diào)制波。此QPSK調(diào)制波從天線110發(fā)送出去。因而，經(jīng)頻譜擴散后的QPSK多重信號就從信號發(fā)送部分發(fā)送出去。雖然信號接收一側(cè)的構(gòu)成沒有示出，但是在接收到頻譜擴散后的多重信號并分離為I成分和Q成分后，通過使用在各自成分中與發(fā)送一側(cè)的PN符號同樣的PN符號取得與接收信號的相關(guān)，就可以解調(diào)數(shù)據(jù)。此時，用反轉(zhuǎn)后的PN符號發(fā)送的數(shù)據(jù)可以得到負相關(guān)輸出，而未反轉(zhuǎn)以原PN符號發(fā)送的數(shù)據(jù)可以得到正相關(guān)輸出。以往的頻譜擴散通信方式，如前所述，在具有優(yōu)異的通信保密性的同時，還具有高的頻率效率、抗干擾性等的特征，但是，由于對發(fā)送數(shù)據(jù)1位分配了1周期的PN符號，因而具有數(shù)據(jù)傳送容量小的缺點。另外，由于頻譜擴散，發(fā)送數(shù)據(jù)的頻帶極寬，因而還存在頻率利用效率降低的缺點。本發(fā)明的目的在于提供一種可以提高數(shù)據(jù)傳送容量，提高通信速度的頻譜擴散通信方式。為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的第1方面所述的頻譜擴散通信方式由第1、第2成分相互的相位差表現(xiàn)發(fā)送數(shù)據(jù)。本發(fā)明第2方面所述的頻譜擴散通信方式，是將第1PN符號系列自身作為第1成分發(fā)送，將加算在第2PN符號系列上賦與相位差的0個一多個PN符號系列作為第2成分發(fā)送，由與第1PN符號系列的各周期對應(yīng)的第2PN符號的個數(shù)定義發(fā)送信息。另外，在本發(fā)明的第3方面所述的頻譜擴散通信方式中，將第1PN符號系列和與該第1PN符號周期相等的第2符號系列多重化后傳送，上述第2符號系列由賦與了相應(yīng)偏移的規(guī)定個數(shù)的基本PN符號系列相加而成，通過與上述第1PN符號系列的基準相位相對的上述規(guī)定個數(shù)的基本PN符號系列的各相位偏移系列的組合定義發(fā)送信息。在上述頻譜擴散通信方式中，對應(yīng)于發(fā)送信息的規(guī)定位的內(nèi)容控制上述第1PN符號系列的極性。對應(yīng)于發(fā)送信息的多個規(guī)定位的內(nèi)容控制構(gòu)成上述第2符號系列的各基本PN符號系列的極性。進而，第1PN符號系列和第2符號系列由單一的PN符號發(fā)生裝置產(chǎn)生。再有，第1PN符號系列和第2符號系列也可以由頻率各不相同的載波傳送。在如上述那樣的頻譜擴散通信方式中，由多重化的一方發(fā)送賦與基準相位的第1PN符號系列，由另一方發(fā)送由賦與了相位偏移的多個PN符號系列相加而成的第2符號系列。于是，由上述第2符號系列中相位偏移的組合，就可以定義信息，與此同時可以由多個PN符號系列的極性定義信息。因而，由于在一周期的PN符號系列上可以定義更多的信息，所以可以實現(xiàn)很高的信息傳送速度。圖1是使用本發(fā)明方式的第1實施例中信號發(fā)送裝置的方框圖。圖2是為圖1裝置進行發(fā)送數(shù)據(jù)的轉(zhuǎn)換的電路的方框圖。圖3是使用同一方式的第1實施例中的信號接收裝置的方框圖。圖4是將圖3裝置的輸出轉(zhuǎn)換成串行數(shù)據(jù)的裝置的方框圖。圖5是接收Q成分用的進行匹配濾波器的PN符號控制的電路的方框圖。圖6是信號接收裝置的時間圖。圖7是使用本發(fā)明的第2實施例中的信號發(fā)送裝置的方框圖。圖8為圖7的裝置進行發(fā)送數(shù)據(jù)的變換的電路的方框圖。圖9是圖7加法電路的電路圖。圖10是本發(fā)明的第2實施例中使用的信號接收裝置的方框圖。圖11是將圖9裝置的輸出轉(zhuǎn)換成串行數(shù)據(jù)的裝置的方框圖。圖12是Q成分信號接收用的進行匹配濾波器的PN符號控制的電路的方框圖。圖13是信號接收裝置的時間圖。圖14是本發(fā)明的頻譜擴散通信方式的第3實施例中的信號發(fā)送部分的構(gòu)成例的方框圖。圖15是本發(fā)明的頻譜擴散通信方式的第3實施例中的信號接收部分的構(gòu)成例的方框圖。圖16是本發(fā)明的頻譜擴散通信方式的第4實施例中的信號發(fā)送部分的構(gòu)成例的方框圖。圖17是本發(fā)明的第4實施例的信號發(fā)送部分中的生成控制信號的構(gòu)成的方框圖。圖18是本發(fā)明的第4實施例的信號發(fā)送部分中的加法電路構(gòu)成的方框圖。圖19是本發(fā)明第4實施例的信號接收部分中的將譯碼數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成串行數(shù)據(jù)的構(gòu)成的方框圖。圖20是本發(fā)明的頻譜擴散通信方式的第4實施例中的信號接收部的構(gòu)成例的方框圖。圖21是本發(fā)明的第4實施例的信號接收部中的匹配濾波器的構(gòu)成的方框圖。圖22是本發(fā)明的第4實施例的信號接收部分的時間圖。圖23是本發(fā)明第4實施例的信號接收部的更詳細的時間圖的一例。圖24是與芯片數(shù)和Q成分峰值對應(yīng)的信息速率比的關(guān)系的圖表。圖25是設(shè)Q成分峰值數(shù)為4情況下的信息速率比關(guān)系的圖表。圖26是本發(fā)明的頻譜擴散通信方式的第5實施例的信號發(fā)送部分的控制信號生成部的構(gòu)成例的方框圖。圖27是將本發(fā)明的頻譜擴散通信方式的第5實施例的信號接收部分的解調(diào)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成串行數(shù)據(jù)的構(gòu)成例的方框圖。圖28是表示以往的頻譜擴散通信方式的構(gòu)成的方框圖。以下，根據(jù)涉及本發(fā)明的頻譜擴散通信方式的第1個實施例(QPSK信號發(fā)送)。在圖1中，用于頻譜擴散的PN符號存儲于移位寄存器REG1，將PN符號自身或其反轉(zhuǎn)信號作為I成分(QPSK的同相成分)從該移位寄存器的最后段發(fā)送。因而，I成分傳送1位信息。另外，移位寄存器REG1的各段與門G1-Gn連接，這些門由控制信號CTRL控制開關(guān)。CTRL打開門G1-Gn的某1個，使存儲于移位寄存器中的PN符號(在圖1中將PN1存儲于最后段，向著第1段順序存儲PN2、…、PNn)的某一個通過。門G1與移位寄存器的最終段連接，G2-Gn順序與其前面的段連接。即，若打開門Gk，則第K段的PN符號(在圖1中是PNk)從最終段通過門電路。通過門的PN符號通過OR1電路，再由NOT門適宜地反轉(zhuǎn)后作為Q成分(QPSK的直交成分)發(fā)送。即，Q成分是PN符號或是其反轉(zhuǎn)，對于I成分具有相位差的本方式是將該相位差以及I、Q的反轉(zhuǎn)、非反轉(zhuǎn)作為信息傳送的，如圖2所示，應(yīng)發(fā)送的串行數(shù)據(jù)與規(guī)定的時鐘脈沖CLKd同步地由串行/并行轉(zhuǎn)換電路S/P2轉(zhuǎn)換成m位(m是不超過log2(4n)的最大整數(shù))的并行數(shù)據(jù)DP1-DPm。DP1-DPm-2被輸入譯碼器DEC2，在該譯碼器中生成上述控制信號CTRL。當將2進制數(shù)DP1-DPm-2表示的數(shù)值設(shè)置為P時，設(shè)定CTRL使得只打開上述門G1-Gn中的Gp。另外，DPm決定是否將與Q成分對應(yīng)的由NOT門(NOT1)產(chǎn)生的反轉(zhuǎn)信號設(shè)置成有效，DPm-1決定是否將與I成分對應(yīng)的由NOT門(NOT2)產(chǎn)生的反轉(zhuǎn)信號設(shè)置成有效。NOT1的輸入信號以及輸出信號被輸入多路轉(zhuǎn)換器MUX1，NOT2的輸入信號以及輸出信號被輸入至多路轉(zhuǎn)換器MUX2。DPm被設(shè)置成MUX1的控制信號，DPm-1被設(shè)置成MUX2的控制信號。DPm、DPm-1選擇反轉(zhuǎn)以前或反轉(zhuǎn)后的信號，例如，DPm、DPm-1為“1”時選擇反轉(zhuǎn)，DPm、DPm-1為“0”時選擇非反轉(zhuǎn)信號。圖3是本實施例所用的信號接收裝置，設(shè)置有用于接收I成分的匹配濾波器MF1、接收Q成分的匹配濾波器MF2、MF3。在匹配濾波器MF1中PN1-PNn被作為乘數(shù)設(shè)定，當I成分的PN符號和MF1的乘數(shù)匹配時，MF1生成正或負的峰值。MF1的輸出輸入峰值檢測電路是TH1、TH2，在TH1中檢測出正(非反轉(zhuǎn))的峰值。在TH2中檢測出負(反轉(zhuǎn))的峰值。TH1、TH2的輸出輸入到OR電路OR31，當某一方檢測出峰值時，輸出觸發(fā)信號TG1。還將TH1、TH2的輸出輸入判定電路J31，當TH1未檢出峰值，TH2檢測出峰值時，J31生成高是平的輸出J01，其它情況下，J01變?yōu)榈碗娖?。該J01與圖2的DPm-1對應(yīng)。MF2、F3選擇其一輸入數(shù)據(jù)，與MF1同時輸入了Q成分的匹配濾液器(MF2或MF3)在TG1輸出時刻停止Q成分輸入，開始向其它的匹配濾波器(MF3或MF2)輸入Q成分。然后，在停止輸入Q成分的匹配濾波器中使PN符號循環(huán)，求由Q成分產(chǎn)生的至峰值發(fā)生前的相位差。在MF1中輸入賦與數(shù)據(jù)取入時刻的主時鐘脈沖CLKm，在MF2、MF3中選擇其一輸入副時鐘脈沖CLKs。在圖4中，TG1被輸入觸發(fā)電路FF41的時鐘脈沖輸入端(CK)，這時與FF41的數(shù)據(jù)輸入(D)連接的高電平(用High表示)，作為高電平信號從FF41的非反轉(zhuǎn)輸出端(Q)輸出，它作為控制信號CTRL2使用。CTRL2被輸入計數(shù)器(用COUNTER表示)的芯片使能輸入端(CE)，可以從TG1生成的時刻開始計數(shù)器工作。在計數(shù)器中輸入上述主時鐘脈沖CLKm，在TG1生成后，計數(shù)器對CLKm計數(shù)。如圖3所示，主時鐘脈沖CLKm被輸入選擇MF2、MF3的多路轉(zhuǎn)換器MOX3，作MUX3的輸出生成CLKs。CLKs由MUX3導入MF2或MF3，只有輸入3CLKs的匹配濾波器取入Q成分的數(shù)據(jù)。MUX3由控制信號CTRL3切換控制，CTRL3由2級觸發(fā)電路FF31、FF32在TG1每次輸入時反轉(zhuǎn)。FF31在其時鐘脈沖輸入端(CK)輸入TG1，在其數(shù)據(jù)輸入端輸入FF32的反轉(zhuǎn)輸出(Q)。FF32在其數(shù)據(jù)輸入端(D)輸入FF31的反轉(zhuǎn)輸出(Q)，在其時鐘脈沖輸入端(CK)輸入TG1。因而，F(xiàn)F32的輸出在每輸入TG1時，交替地變?yōu)楦唠娖?、低電平狀態(tài)。在某一時刻輸出TG1，如果此前向MF2輸入CLKs，則MUX3被切換，以使得向MF3提供CLKs。此后，在MF2中進行PN符號的循環(huán)。另一方面，選擇器SEL3在TG1輸出時刻切換至MF2。此切換控制由CTRL3進行。SEL3的輸出被輸入峰值檢測電路TH3、TH4所檢測，在TH3中檢測出正的峰值(非反轉(zhuǎn))，在TH4中檢測出負(反轉(zhuǎn))的峰值。TH3、TH4的輸出被輸入OR電路OR32，當某一方檢測出峰值時，輸出觸發(fā)信號。TH3、TH4的輸出還輸入到判定電路J32，當TH3未檢測出峰值而TH4檢測出峰值時，J32生成高電平的輸出J02，其它情況下，J02成為低電平。該J02與圖2的DPm對應(yīng)。如前所述，從TG1生成后至TG2生成前的期間，與DP1-DPm-1的數(shù)值對應(yīng)，COUNTER在上述TG1時開始計數(shù)，由于TG2的輸入而停止計數(shù)。TG2被輸入FF41的復位輸入端(RS)，進而通過作為延遲元件的緩沖器B1、B2輸入到COUNTER的復位輸入端(RS)，因而，COUNTER在確切地計錄在TG2之前的CLKm個數(shù)后，回到初始狀態(tài)。COUNTER的輸出被輸入譯碼器(用DECODER表示)，在此，被轉(zhuǎn)換成與TG1、TG2之間對應(yīng)的2進制數(shù)，即DP1-DPm-2。轉(zhuǎn)換后的數(shù)值與上述J01、J02一同輸入寄存器REG4，REG4與上述TG2同步地取入這些數(shù)值。取入的數(shù)值保持到下個TG1的輸出時刻，當TG1輸出時，被轉(zhuǎn)送至移位寄存器SREG4。SREG4是附有數(shù)據(jù)取入功能的移位寄存器，在取入控制輸入端(LOAD)輸入TG1。在SREG4中不停地輸入上述CLKd，上述發(fā)送信號DS被當作SREG4的串行輸出輸出。因而，發(fā)送的信號被調(diào)制。如圖5所示，從移位寄存器REG5向匹配濾波器MF2(在圖3中省略了外圍電路)提供PN1-PNn，從TG1生成的時刻開始，使移位寄存器的數(shù)據(jù)循環(huán)。TG1被輸入遞減計數(shù)器(用D-COUNTER表示)的數(shù)據(jù)取入控制輸入端(LOAD)，PN符號的個數(shù)n被取入。遞減計數(shù)器(D-COUNTER)的二進制輸出(f位f是不使log2n下降的最小整數(shù))由門OR5協(xié)調(diào)后輸入門AND5，CLKm輸入AND5。因而，AND5在遞減計數(shù)器(D-COUNTER)的計數(shù)值在1以上時打開，CLKm輸入REG5。在TG1輸出后，如果向遞減計數(shù)器(D-DOUNTER)輸入幾個CLKm，則遞減計數(shù)器的計數(shù)值變?yōu)椤?”，門AND5關(guān)閉。因而，PN符號循環(huán)一回，返回到最初的狀態(tài)，準備下次匹配濾波器的處理。在此過程中，在TG發(fā)生時刻，由計數(shù)器(COUNTER)算出TG1、TG2之間的相位差。由于進行著PN符號循環(huán)的匹配濾波器不能進行新的Q成分的取入，因而如前所述停止提供CLKs，而向其它的匹配濾波器(MF2或MF3)提供CLKs。因為MF3和MF2的構(gòu)成相同，所以省略說明。圖6是例舉主時鐘脈沖CLKm、TG1、MF2的數(shù)據(jù)取入(用MF2表示)、在MF2中的PN符號循環(huán)(用PN(MF2)表示)、MF3的數(shù)據(jù)取入(用MF3表示)、在MF3中的PN符號循環(huán)(用PN(MF)表示)、TG2的定時的時間圖，在TG1生成時刻，數(shù)據(jù)取入交替地切換于PN2、MF3間，與此同時，還切換PN符號的循環(huán)。如上所述，如果將應(yīng)發(fā)送的信息換成I成分、Q成分的相位差和峰值的反轉(zhuǎn)、非反轉(zhuǎn)，則擴散率為n情況下的信息速度Rn成為(1)式。Rn=log2(4n)n·Tc----(1)]]>其中，Tc是芯片時間。另一方面，由以往的幾芯片(1信息符號)，I通道、Q通道各傳送1位信息的情況下的信息速度Rq是式(2)。Rq=2n·Tc----(2)]]>兩者的比為式(3)。RnRq=log2(4n)2----(3)]]>對應(yīng)于式(3)將數(shù)值代入n的結(jié)果如表1所示，可知信息量提高為以往的數(shù)倍。換句話說通信速度增大。表1<tablesid="table1"num="001"><tablewidth="777">nRn/Rq102.5503.51284.52565.05125.5</table></tables>下面說明使用涉及本發(fā)明的頻譜擴散通信方式的同一載波傳送的2實施例。在此，第1、第2成分是分別相互直交的同相成分(I成分)和直交成分(Q成分)。在圖7中，用于頻譜擴散的PN符號存儲于移位寄存器REG1，從移位寄存器的最后段，將PN符號自身或其反轉(zhuǎn)信號作為I成分用BPSK(2相移位發(fā)送信號調(diào)制)調(diào)制后通過載波(cos2πft)發(fā)送。因而，I成分傳送1位的信息。另外，移位寄存器REG1的各級與門G1-Gn連接，這些門由控制信號CTRL開關(guān)控制。CTRL打開門G1-Gn的0個-多個，使存儲于移位寄存器中的PN符號(在圖7中，最后段存儲PN1、向著第1段順序存儲PN2、…、PNn)的0個-多個通過。門G1與移位寄存器的最后段連接，G2-Gn順序與其前段的段連接。即，若門Gk打開，則第k段的PN符號(在圖7中是PNk)從最后段通過門。通過門的PN符號在加法電路ADD1中進行加算，然后作為Q成分發(fā)送。即，Q成分是無信號、1個PN符號系列、或多個PN符號系列的疊加，本實施例將在該Q成分中的PN符號系列的個數(shù)作為信息發(fā)送。如圖8所示，應(yīng)發(fā)送的串行數(shù)據(jù)與規(guī)定的時鐘脈沖CLKd同步地由串行/并行轉(zhuǎn)換電路S/P2轉(zhuǎn)換成m位并行數(shù)據(jù)DP1-DPm。DP1-DPm被輸入譯碼器DEC2，在該譯碼器中生成上述控制信號CTRL。當假設(shè)用2進制數(shù)DP1-DPm表現(xiàn)的數(shù)值為P時，設(shè)定CTRL使上述門G1-Gn中的P個門打開。在REG1的最終段上還連接有反轉(zhuǎn)電路NOT，該反轉(zhuǎn)電路的輸入輸出輸入至多路轉(zhuǎn)換器MUX。上述DPm被設(shè)置成MUX的控制信號，MUX在DPm為“1”時輸出NOT輸出(反轉(zhuǎn))，在“0”時輸出NOT的輸入(非反轉(zhuǎn))。在圖9中，加法電路ADD1將來自G1-Gn的輸出作為輸入電壓Vin31-Vin3n，這些輸入電壓由以電容C31-C3n構(gòu)成的容量總和CP3進行統(tǒng)合。CP3的輸出被輸入由3段MOS倒相器I31、I32、I33構(gòu)成的反轉(zhuǎn)放大電6路，I33的輸出通過反饋電容CF3的反饋至I31的輸入。反轉(zhuǎn)放大電路由于在具有充分高的開環(huán)增益的同時形成反饋回路，因而，從I33輸出具有高線性特性的用式(4)表示的輸出Vout3。在此，G1-Gn的“0”和“1”構(gòu)成的輸出系列被作為“-1”和“+1”系列進行加法運算。即，“1”+“1”＝2，“1”+“0”＝0，“0”+“0”＝-2。輸出Vout3是模擬信號，成為基帶的Q成分。此信號也可以取3以上的值，用振幅調(diào)制搭于載波(Sin2πft)上，就可以送于信道。Vout=Vdd-Σi=1nVin3i·C3iCF3--(4)]]>這里，如果設(shè)定式(5)，C31=C32=···=C3n=CF3n---(5)]]>則式(4)改寫為式(6)。Vout3=Vdd-1nΣi=1nVin3i---(6)]]>即，加法電路輸出與Vin31-Vin3n的加算結(jié)果對應(yīng)的電壓。此輸出被進行適當?shù)姆崔D(zhuǎn)、計數(shù)等處理后發(fā)送。進而，如果在信號發(fā)送系統(tǒng)中數(shù)字處理有利，則也可以用公知的數(shù)字電路構(gòu)成上述加法電路，生成數(shù)字輸出。圖10是本方式所使用的信號接收裝置，設(shè)置有接收I成分用的匹配濾波器MF1、接收Q成分用的匹配濾波器MF2、MF3。在匹配濾波器MF1中設(shè)PN1-PNn為乘數(shù)，當I成分的PN符號和MF1的乘數(shù)同步時，MF1產(chǎn)生峰值。該峰值由峰值檢測電路TH1檢測出，然后產(chǎn)生觸發(fā)信號TG1。MF1的輸出被輸入解調(diào)電路DEM，在DEM中判定峰值的正負。此判定信號是上述DPm，當負的峰值檢出時，輸出Dpm＝1，當正的峰值檢出時，輸出DPm＝0。MF2、MF3被擇一輸入數(shù)據(jù)，與MF1同時輸入Q成分的匹配濾波器(MF2或MF3)在TG1輸出時刻停止Q成分輸入，開始向另一匹配濾波器(MF3或MF2)輸入Q成分。并且，在停止Q成分輸入的匹配濾波器中，使自匹配用的PN符號系列循環(huán)，求得在Q成分中的峰值。這里，由于在停止了Q成分輸入的匹配濾波器中使同一PN符號循環(huán)移位使用，所以，相位匹配后的系列順序出現(xiàn)峰值。假如送出了r個PN符號系列(系列長N)，那么當使匹配濾波器中的系列循環(huán)N次時，就必然出現(xiàn)r個峰值。在每一個峰值出現(xiàn)一個TG2。此時，由于通過信道攙進雜音的Q成分多，所以，噪聲容限將劣化，但是，由于原本是由加算PN符號系列得到的信號，因而，在檢測出各個PN符號系列時可以在某種程度上消除噪聲。在MF1上輸入賦與數(shù)據(jù)取入時刻的主時鐘脈沖CLKm，在MF2、MF3中擇一輸入副時鐘脈沖CLKs。在圖11中，TG1被輸入計數(shù)器(用COUNTER表示)的復位輸入端(RS)，從TG1生成的時刻開始計數(shù)器進行新的計數(shù)。在計數(shù)器的時鐘脈沖輸入端(CK)上，輸入MF3生成峰值是產(chǎn)生的觸發(fā)信號TG2，TG1生成后，計數(shù)器計數(shù)TG2。如圖10所示，主時鐘脈沖CLKm被輸入選擇MF2、MF3的多路轉(zhuǎn)換器MUX4，作為MUX4的輸出生成CLK。CLK由MUX4導入MF2或MF3，只有輸入了CLKs的匹配濾波器取入Q成分數(shù)據(jù)。由控制信號CTRL3切換控制MUX4，CTRL3在每輸入TG1時，由2級觸發(fā)電路FF41、FF42反轉(zhuǎn)。FF41在其時鐘脈沖輸入端(CK)上輸入TG1，在其數(shù)據(jù)輸入端(D)上輸入FF42的反轉(zhuǎn)輸出(Q)。FF42在其數(shù)據(jù)輸入端(D)上輸入FF41的反轉(zhuǎn)輸出(Q)，在其時鐘脈沖輸入端(CK)上輸入TG1。因而，F(xiàn)F42的輸出，在TG1每次輸入時交替變?yōu)楦唠娖?、低電平狀態(tài)。假設(shè)在某時刻TG1輸出，在此前向MF2輸入了CLKs，則切換MUX4以使得向MF3提供CLKs。此后，在MF2中進行PN符號的循環(huán)。另一方面，選擇器SFL4在TG1輸出時刻切換至MF2。該切換控制由CTRL3進行。SEL4的輸出被輸入至峰值檢出電路TH2，當TH2檢測出峰值時，輸出觸發(fā)信號TG2。如前所述，TG1生成后的TG2的個數(shù)與DP1-DPm-1的數(shù)值對應(yīng)，計數(shù)器在上述TG1點開始計數(shù)，在TG2每次輸入時計數(shù)結(jié)束。計數(shù)器的輸出被輸入譯碼器(用DECODER表示)，在這里被轉(zhuǎn)換成與TG2的個數(shù)對應(yīng)的2進制數(shù)值，即DP1-DPm-1。轉(zhuǎn)換后的數(shù)值輸入移位寄存器SREG5，SREG5與TG1同步地取入這些數(shù)值。在SREG5中輸入上述時鐘脈沖CLKd，取入的數(shù)據(jù)作為SREG5的串行輸出被輸出。此串行輸出是上述發(fā)送信號DS。因而，發(fā)送出的信號被解調(diào)。如圖12所示，從移位寄存器REG6向匹配濾波器MF2提供PN1-PNn，從TG1生成時刻開始移位寄存器的數(shù)據(jù)循環(huán)。TG1被輸入遞減遞減計數(shù)器(用D-COUNTER表示)的數(shù)據(jù)取入控制輸入端(LOAD)，取入PN符號的個數(shù)n。遞減計數(shù)器的二進制輸出(設(shè)f位)由門OR6協(xié)調(diào)后被輸入“門”AND6，CLKm還輸入AND6。因而，AND6在遞減計數(shù)器的計數(shù)值為1以上時打開，CLKm通過AND6。上述位數(shù)f成為與數(shù)n對應(yīng)的下式(7)的值。log2n≤f/log2n+1(7)如果在TG1輸出后向下計數(shù)器輸入n個CLKm，則向下計數(shù)器的計數(shù)值變?yōu)椤?”，門AND6關(guān)閉。因而，PN符號循環(huán)1次，返回初始狀態(tài)，準備下次匹配濾波器的處理。在此過程中，TG2的個數(shù)由計數(shù)器計數(shù)。另外，由于正在進行PN符號的循環(huán)的匹配濾波器不能進行新的Q成分的取入，所以如前所述停止提供CLKs，而向其它的匹配濾波器(MF2或MF3)提供CLKs。由于MF3與MF2的構(gòu)成相同，因而省略說明。圖12是例舉主時鐘脈沖CLKm、TG1、MF2的數(shù)據(jù)取入(用MF2表示)、在MF2中的PN符號的循環(huán)(用PN(MF2)表示)、MF3的數(shù)據(jù)取入(用MF3表示)、在MF3中的PN符號循環(huán)(用PN(MF3)表示)、TG2的時間的時序圖，由圖中可知，在TG1生成時刻，數(shù)據(jù)取入在MF2、MF3之間交替切換，同時也進行PN符號的循環(huán)的切換。如上所述，當將應(yīng)發(fā)送的信息轉(zhuǎn)換成“I成分、Q成分的相位差”、“I成分的反轉(zhuǎn)、非反轉(zhuǎn)”時，n芯片的情況下的信息速度Rn在將芯片幅寬設(shè)為Tc時成為式(8)。Rn=log22nn·Tc---(8)]]>另一方面，根據(jù)作為傳送正交2成分的現(xiàn)有例子的QPSK的n芯片在I信道、Q信道各自傳送1位信息的情況下的信息速度Rq是式(9)Rq=2n·Tc---(9)]]>兩者之比成為式(10)。RnRq=log22n2---(10)]]>對于式(9)將數(shù)值代入n的結(jié)果如表所示，可知信息量提高至以往的數(shù)倍。換言之可以增大通信速度圖14是本發(fā)明的頻譜擴散(SS)通信方式中的信號發(fā)送部分的第3實施例的構(gòu)成。本發(fā)明的SS通信方式利用了QAM調(diào)制，圖14中展示了至QAM調(diào)制前的基帶調(diào)制的構(gòu)成。在圖14中，1、2是擁有反饋回路的移位寄存器，在時鐘脈沖CLKm的每一定時使存儲著的PN符號系列移位，循環(huán)于位寄存器內(nèi)部。而循環(huán)于移位寄存器1內(nèi)的PN符號系列和循環(huán)于移位寄存器2內(nèi)的PN符號系列可以相同，也可以設(shè)置成不同的符號系列，但是PN符號系列的芯片數(shù)即PN符號系列的周期長度要設(shè)置成一樣。由此移位寄存器1輸出的PN符號系列，在進行QAM調(diào)制的情況下成為I成分的輸入數(shù)據(jù)。移位寄存器2的各段的輸出PN1-PNn分別被輸入多路調(diào)制器(MUX)3。此輸出PN1-PNn分別是PN符號系列，由于賦與了相位偏移，因而相關(guān)非常小。進而，在MUX3中輸入(M-R)位的輸入數(shù)據(jù)，與此(M-R)位的輸入數(shù)據(jù)的信息相對應(yīng)地對輸入的PN符號系列PN1-PNn進行2個以上的組合，而后從MUX3輸出。此PN符號系列的輸出數(shù)是R。接著，從MUX3輸出的R個PN符號系列被輸入開關(guān)4。R位的輸入數(shù)據(jù)被輸入到開關(guān)4，與該R位的輸入數(shù)據(jù)的各位相對應(yīng)地控制從MUX3提供的R個PN符號系列的極性。例如，在“0”位時不反轉(zhuǎn)地輸出PN符號系列，在“1”位時反轉(zhuǎn)PN符號系列輸出。如此控制的R個PN符號系列，在加法電路5中經(jīng)全部的PN符號系列相加后輸出。此相加輸出在進行QAM調(diào)制的情況下變?yōu)镼成分的輸入數(shù)據(jù)。進而，在信號發(fā)送部中應(yīng)發(fā)送的輸入數(shù)據(jù)，作為串行數(shù)據(jù)被輸入串行/并行轉(zhuǎn)換器(S/P)6，在數(shù)據(jù)時鐘脈沖CLKd的定時下，每個數(shù)據(jù)塊被轉(zhuǎn)換成M位幅寬的并行數(shù)據(jù)。而后，M位幅寬的并行數(shù)據(jù)被分割成R位和(M-R)位，(M-R)位作為控制數(shù)據(jù)提供給MUX3，剩下的R位作為控制數(shù)據(jù)提供給開關(guān)4。在此信號發(fā)送部中的數(shù)據(jù)的信息傳送速率如下。首先，因為選擇了N個PN符號系列PN1-PNn中的R個，所以輸送NCR的組合。而由于分別控制R個PN符號系列的極性，因此輸送2R的組合，因而，作為在該情況下輸送的位數(shù)成為log2(2R·NCR)〔位〕(11)如果設(shè)PN符號系列的芯片數(shù)為N，則信息傳送速率RN成為式(12)。RN＝{log2(2R·NCR)}/N〔位/符號〕(12)而如果采用以往的QAM調(diào)制的SS通信方式，則在PN符號系列的一周期輸送的位數(shù)在I相中是1位，在Q相中是1位，其傳送速率RQ成為2/N，因而本發(fā)明可以大大提高信息傳送速率。例如，如果設(shè)N＝128，R＝2，對于以往的傳送速率RQ是1/64來說，如果采用本發(fā)明，則傳送速率RN變?yōu)榧s15/128，是以往的約7.5倍。而如果設(shè)N為85，則是以往傳送速率的約12928倍。這樣，在本發(fā)明的SS通信方式中，通過與應(yīng)傳送的數(shù)據(jù)對應(yīng)地將通過使單一的PN符號系列在應(yīng)傳送的數(shù)據(jù)上相位移動而生成的移位PN符號系列多數(shù)個組合，就提高了可以傳送的數(shù)據(jù)的容量，同時，通過與應(yīng)傳送的數(shù)據(jù)對應(yīng)地分別控制經(jīng)組合的PN符號系列的極性，就可以進一步提高數(shù)據(jù)容量。這種情況下，在信號接收一側(cè)，可以得到多個由Q成分組合而成的PN符號系列數(shù)的相關(guān)峰值，通過該多個相關(guān)峰值位置對發(fā)送數(shù)據(jù)進行解碼。為此，需要峰值位置的基準相位，此基準相位是通過由I成分傳送從移位寄存器1輸出的PN符號系列而得到的。本發(fā)明的SS通信方式中的信號接收一側(cè)的構(gòu)成實例如圖15所示。在圖15中，通過解調(diào)并分離AQM調(diào)制的信號，就可以得到用于取得基準相位的I成分，和由發(fā)送數(shù)據(jù)調(diào)制成的Q成分的信號Q。該信號I被輸入到匹配濾波器(MF1)10后取得PN符號系列的相關(guān)。這種情況下，在匹配濾波器10中，將存儲于發(fā)信部的移位寄存器1中的PN符號系列設(shè)定為乘數(shù)。在匹配濾波器10中，當取得了在每一時鐘脈沖CLKm規(guī)定的時刻時，使被輸入的信號I取入并循環(huán)的乘數(shù)，和取入的信號I相關(guān)時，輸出相關(guān)峰值。此相關(guān)峰值在峰值檢測電路TH11中被檢出。此檢出信號作為第1觸發(fā)信號(trg1)提供給譯碼器(DEC)18，由該譯碼器18對(M-R)位進行解碼。信號Q交替取入匹配濾波器(MF2)12、匹配濾波器(MF3)13，并交替地取得與PN符號系列的相關(guān)。這種情況下，在匹配濾波器12、13中，將存儲于發(fā)信部的移位寄存器2中的PN符號系列設(shè)定為乘數(shù)，并使之循環(huán)。進而，在匹配濾波器12中取入信號Q的定時中，在匹配濾波器13中邊使被取入的PN符號系列循環(huán)，邊進行相關(guān)運算，而在匹配濾波器13中取入信號Q的定時中，在匹配濾波器12中進行相關(guān)運算。這樣就可以在匹配濾波器12、13中交替進行信號Q的取入和相關(guān)運算。這時，將賦與信號Q的取入定時的時鐘脈沖CLKs，和使PN符號系列循環(huán)的時鐘脈沖CLKm擇一提供給匹配濾波器12、13。而后，由匹配濾波器12、13運算出的相關(guān)輸出，通過多路轉(zhuǎn)換器(MUX)14選擇輸出。從MUX14輸出的相關(guān)輸出的正相關(guān)峰值由峰值電路15檢出，負相關(guān)峰值由峰值檢出電路16檢出，提供給“或”(OR)電路17以及判定電路21。在“或”電路17中被合成的相關(guān)峰值輸出，作為第2觸發(fā)信號(trg2)提供給譯碼器18，譯碼器18以第1觸發(fā)信號為基準，通過譯碼R個第2觸發(fā)信號的時間位置，得到(M-R)位的譯碼數(shù)據(jù)。此譯碼數(shù)據(jù)作為0位及(M-R-1)位輸入P/S轉(zhuǎn)換器22。另外，在判定電路21中，判定在峰值檢測電路15、16中檢測出的相關(guān)峰值的極性，在1周期的PN符號系列內(nèi)與被檢出相關(guān)的R個相關(guān)峰值的極性相對應(yīng)，將R個數(shù)據(jù)作為“0”或“1”解調(diào)。解調(diào)后的R個數(shù)據(jù)作為(M-R)至(M-1)的R位數(shù)據(jù)輸入至P/S轉(zhuǎn)換器22。而輸入到P/S轉(zhuǎn)換器22中的0至(M-1)的M位被轉(zhuǎn)換成串行數(shù)據(jù)輸出。這種情況下的轉(zhuǎn)換定時以數(shù)據(jù)時鐘脈沖CLKd為基礎(chǔ)。這樣，在本發(fā)明的SS通信方式中的信號接收部中，在PN符號系列的1周期中得到多個相關(guān)峰值，可以與該個數(shù)和定時對應(yīng)地譯碼發(fā)送數(shù)據(jù)，同時可以與各相關(guān)峰值的極性對應(yīng)地譯碼發(fā)送數(shù)據(jù)。由此，就可以用上述(2)式所示的傳送速率譯碼傳送來的發(fā)送數(shù)據(jù)。以下，參照圖16-圖24說明本發(fā)明的SS通信方式的第4實施例。圖16是信號發(fā)送部分的構(gòu)成圖，在圖16中，用于頻譜擴散的PN符號系列被存儲于移位寄存器REG1中，從該移位寄存器REG1的最后段輸出PN符號系列，輸入到極性控制部PC(n+1)。而后，在極性控制部PC(n+1)中，由發(fā)送數(shù)據(jù)中的1位Dpm控制極性，PN符號系列原樣輸出，或其反轉(zhuǎn)信號作為I成分輸出。另外，移位寄存器REG1的各段與多路轉(zhuǎn)換器MUX30連接，第1控制信號CTRL11控制多路轉(zhuǎn)換器MUX30，選擇存儲于移位寄存器REG1中的PN符號系列相位移動后的R個通過(在圖16中，從最后一段輸出PN符號系列PN1，向著第1段方向輸出相位移動后的PN符號系列PN2、…、PNn)。通過多路轉(zhuǎn)換器MUX30的PN符號系列的R個數(shù)據(jù)，被分別輸入極性控制電路PC1-PCR。向各個極性控制電路PC1-PCR提供第2控制信號CTRL12，對應(yīng)于第2控制信號CTRL12，控制通過多路轉(zhuǎn)換器MUX30的PN符號系列的極性。極性控制電路PC1-PCR的構(gòu)成完全相同，分別由反轉(zhuǎn)電路NOT1-NOTR和多路轉(zhuǎn)換器MUX1-MUXR構(gòu)成。在極性控制電路PC1-PCR中，反轉(zhuǎn)電路NOT1-NOTR的輸入(反轉(zhuǎn)前的PN符號系列)和輸出(反轉(zhuǎn)后的PN符號系列)被輸入多路轉(zhuǎn)換器MUX1-MUXR。例如，多路轉(zhuǎn)換器MUX1輸入反轉(zhuǎn)電路NOT11的輸入及輸出，第2控制信號CTRL12控制輸出某個PN符號系列。另一方面，輸入移位寄存器REG1的最后一段的輸出的極性控制電路PC(n+1)，由輸入反轉(zhuǎn)電路NOTn+1、反轉(zhuǎn)電路NOTn+1的輸入和輸出的多路轉(zhuǎn)換器MUXn+1構(gòu)成。此多路轉(zhuǎn)換器MUXn+1的切換控制，是對應(yīng)于信號DPm進行控制，所提供的PN符號系列或其反轉(zhuǎn)信號作為I成分輸出。進而，在多路轉(zhuǎn)換器MUX1-MUXR中分別輸入第2控制信號CTRL12，由該控制信號CTRL12切換控制多路轉(zhuǎn)換器MUX1-MUXR。多路轉(zhuǎn)換器MUX1-MUXR的輸出被輸入到加法電路ADD1，在加法電路ADD1中全部相加，作為Q成分輸出。即，Q成分是規(guī)定個數(shù)R個的PN符號系列的疊合，本發(fā)明是通過移位了的PN符號系列的反轉(zhuǎn)、非反轉(zhuǎn)的組合傳送發(fā)送數(shù)據(jù)。以下，在圖17中展示從發(fā)送數(shù)據(jù)中生成第1控制信號CTRL11、第2控制信號CTRL12、信號DPm的構(gòu)成。在圖17中，應(yīng)發(fā)送的串行數(shù)據(jù)DS，與規(guī)定的數(shù)據(jù)時鐘脈沖CLKd同步地由串行/并行轉(zhuǎn)換電路(S/P2)轉(zhuǎn)換成1塊共m位的并行數(shù)據(jù)DP1-DPm。其中r位的數(shù)據(jù)DP1-DPr被輸入譯碼器DEC21，生成第2控制信號CTRL12。(m-r-1)位的DPr+1-DPm-1被輸入譯碼器的DEC22，生成第1控制信號CTRL11。剩下的1位DPm作為第3控制信號被輸入多路轉(zhuǎn)換器MUXn+1。這種情況下，例如，如果將PN符號系列的芯片數(shù)n設(shè)為n＝16，將并行數(shù)據(jù)的位數(shù)m設(shè)為m＝9，將多路轉(zhuǎn)換器MUX30選擇的PN符號系列數(shù)R設(shè)為R＝2，則應(yīng)發(fā)送的串行數(shù)據(jù)DS每9位被轉(zhuǎn)換成并行數(shù)據(jù)，用最上位的1位DPm進行I成分的反轉(zhuǎn)，將接著向上的6位輸入譯碼器DEC22，生成第1控制信號CTRL11，以使得PN符號系列在多路轉(zhuǎn)換器MUX30中的2個通過。另外，下2位輸入譯碼器DEC21，生成第2控制信號CTRL12，控制通過多路轉(zhuǎn)換器30的2系列的PN符號系列的反轉(zhuǎn)與非反轉(zhuǎn)。這種情況下，6＜log2(16C2)＜7(13)通過16芯片中的2個PN符號系列(在信號接收一側(cè)中峰值的位置)的組合，就充分表示了上位6位的發(fā)送數(shù)據(jù)。另外可知選擇出的2個PN符號系列的各極性(在信號接收一側(cè)中峰值的極性)的反轉(zhuǎn)、非反轉(zhuǎn)的控制，可以將下位2位的數(shù)據(jù)分配在各自的PN符號系列上進行。圖18示出了加法電路ADD1的構(gòu)成。加法電路ADD1如該圖所示，將來自多路轉(zhuǎn)換器MUX1-MUXR的輸出設(shè)置成輸入電壓Vin31-Vin3R，通過由電容器C31-C3R構(gòu)成的容量耦合CP3協(xié)調(diào)這些輸入電壓。容量耦合CP3的輸出被輸由3段MOS倒相器I31、I32、I33構(gòu)成的反轉(zhuǎn)放大電路，倒相器I33的輸出通過反饋電容器CF3反饋至倒相器I31的輸入。該反轉(zhuǎn)放大電路具有充分大的開環(huán)增益，作為運算放大器工作。因而，通過在該反轉(zhuǎn)放大電路中形成反饋系統(tǒng)，就可以從倒相器I33輸出具有高線性特性的用下式(14)表示的輸出Vout3。Vout3=Vdd-Σi=1RV3i·C3iCF3---(14)]]>在這里設(shè)C31＝C32＝…＝C3R＝CF3/R(15)式(14)可以改寫成下面的式(16)。Vout3=Vdd-1nΣi=1nVin3i---(16)]]>即，加法電路ADD1輸出與Vin3-Vin3R的加算結(jié)果對應(yīng)的電壓。此輸出適宜進行反轉(zhuǎn)、計數(shù)等的處理，而后從信號發(fā)送部發(fā)送出去。當在信號發(fā)送部中進行數(shù)字處理的情況下，用公知的數(shù)字電路構(gòu)成加法電路ADD1，也可以生成數(shù)字輸出。圖20展示了在本發(fā)明的SS通信方式的第2實施例的信號接收部中譯碼PN符號系列的構(gòu)成。在圖20所示的信號接收部中，經(jīng)QAM調(diào)制并發(fā)送出去的信號用未圖示的信號接收部分解調(diào)，輸入分離出的I成分和Q成分。其中I成分被輸入匹配濾波器MF1，Q成分被輸入匹配濾波器MF2、MF3。在匹配濾波器MF1中與在信號發(fā)送部中的I成分的PN符號系列同樣地將PN符號系列設(shè)定為乘數(shù)，當I成分的輸入信號和匹配濾波器MF1的乘數(shù)匹配時，匹配濾波器MF1就生成相關(guān)峰值。匹配濾波器MF1的輸出被輸入峰值檢測電路TH1、TH2，在峰值檢測電路TH1中檢測出正(非反轉(zhuǎn))的峰值，在峰值檢測電路TH2中檢測出負(反轉(zhuǎn))的峰值。峰值檢測電路TH1、TH2的輸出被輸入“或”電路OR41，當某一方檢測出峰值時，生成第1觸發(fā)信號TG1。峰值檢測電路TH1、TH2的輸出還被輸入第1判定電路J41，當峰值檢測電路TH2未檢出峰值，而峰值檢測電路TH1檢出峰值時，第1判定電路J41生成低電平的第1判定信號J01。另外，當峰值檢電路TH1未檢出峰值，而峰值檢測電路TH2檢測出峰值時，第1判定電路J41生成高電平的第1判定信號J01。這樣，第1判定信號J01與信號發(fā)送部中的發(fā)送數(shù)據(jù)DPm對應(yīng)，第1判定信號成為數(shù)據(jù)Dpm的譯碼數(shù)據(jù)。向匹配濾波器MF2以及匹配濾波器MF3的某一方輸入Q成分的數(shù)據(jù)，在“或”電路OR41輸出第1觸發(fā)信號TG1的時刻，停止輸入Q成分。向后，開始向另一匹配濾波器(MF3或MF2)輸入Q成分。在停止輸入Q成分的匹配濾波器中，使PN符號系列循環(huán)，在取得相關(guān)的時刻輸出相關(guān)峰值信號。這種情況下，由于從信號發(fā)送部組合并發(fā)送出多個PN符號系列，因而，多個相關(guān)峰值信號可以從相關(guān)運算的匹配濾波器中得到。另外，向多路轉(zhuǎn)換器MUX10輸入賦與數(shù)據(jù)取入的時刻的時鐘脈沖CLKm，向匹配濾波器MF2、MF3擇輸入由時鐘脈沖CLKm生成的時鐘脈沖CLKs。這是由觸發(fā)電路FF41、FF42和多路轉(zhuǎn)換器MUX10的作用實施的，時鐘脈沖CLKm被輸入多路轉(zhuǎn)換器MUX10，從將控制信號CTRL4作為選擇信號的多路轉(zhuǎn)換器MUX10，向匹配濾波器MF2、MF3的某一方提供時鐘脈沖CLKs。而后，由時鐘脈沖CLKs取入向匹配濾波器MF2、MF3的一方輸入的Q成分的數(shù)據(jù)。多路轉(zhuǎn)換器MUX10由控制信號CTRL4切換控制，控制信號CTRL4在2段觸發(fā)電路FF41、FF42的作用下，在每次輸入觸發(fā)信號TG1時反轉(zhuǎn)。觸發(fā)電路FF41在其時鐘脈沖輸入(CK)端子上輸入觸發(fā)信號TG1，在其數(shù)據(jù)輸入(D)端子上輸入觸發(fā)電路FF42的反轉(zhuǎn)輸出(Q)。觸發(fā)電路FF42在其數(shù)據(jù)輸入(D)端子上輸入觸發(fā)電路FF41的反轉(zhuǎn)輸出(Q)，在其時鐘脈沖輸入(CK)端子上輸入第1觸發(fā)信號TG1。因此，觸發(fā)電路FF42的輸出，在每次輸入第1觸發(fā)信號TG1時，交替重復高電平、低電平的狀態(tài)。根據(jù)以上構(gòu)成，如果在某時刻輸出第1觸發(fā)信號TG1，假設(shè)在此之前向匹配濾波器MF2輸入了時鐘脈沖CLKs，則多路轉(zhuǎn)換器MUX10就進行切換，以使得向匹配濾波器MF3提供時脈沖CLKs。此后，被取入到匹配濾波器MF2中的數(shù)據(jù)被原樣保持，進行匹配濾波器MF2的PN符號系列的循環(huán)。另一方面，選擇器SEL4在第1觸發(fā)信號TG1輸出時刻切換至匹配濾波器MF2。該切換控制由控制信號CTRL4進行。選擇器SEL4的輸出被輸入峰值檢測電路TH3、TH4，當檢測正的峰值的峰值檢測電路TH3或檢測負的峰值的峰值檢測電路TH4檢測出峰值時，輸出第2觸發(fā)信號TG2。此第2觸發(fā)信號TG2從輸入峰值檢測電路TH3、TH4的輸出的“或”電路OR42輸出。峰值檢測電路TH3、TH4的輸出還被輸入第2判定電路J42，當峰值檢測電路TH3檢測出峰值，而峰值檢測電路TH4未檢測出峰值時，第2判定電路J42判定為正峰值被檢出。而當峰值檢測電路TH3未檢出峰值，峰值檢測電路TH4檢測出峰值時，第2判定電路J42判定負的峰值被檢出。這種情況下，第2判定電路J42的第2判定信號J02在負的峰值被檢出的時刻成為低電平，在正的峰值被檢出的情況下，維持高電平。圖19展示了在圖20所示的構(gòu)成中，通過譯碼PN符號系列，從輸出的第1觸發(fā)信號TG1、第1判定信號J01、第2觸發(fā)信號TG2、以及第2判定信號J02中得到譯碼后的串行數(shù)據(jù)的構(gòu)成。在圖19中，第2觸發(fā)信號TG2被輸入移位寄存器SREG1的數(shù)據(jù)輸入(D)端子，上述時鐘脈沖CLKm提供給其時鐘脈沖輸入(CK)端子。另外，在移位寄存器SREG1的復位輸入(RS)端子上輸入第1觸發(fā)信號TG1，在提供了第1觸發(fā)信號時，移位寄存器SREG1復位，其后與時鐘脈沖CLKm同步地在第2觸發(fā)信號TG2輸出時刻，第2觸發(fā)信號TG2被順序?qū)懭胍莆患拇嫫鱏REG1。由于只是在峰值檢測器TH2或峰值檢測器TH3檢出峰值時，第2觸發(fā)信號TG2才變?yōu)楦唠娖剑蚨谝莆患拇嫫鱏REG1中就可以寫入在n位中包含R個“1”的數(shù)據(jù)列。該移位寄存器SREG1的輸出被輸入編碼器E5，編碼器E5通過進行圖17所示的譯碼器DEC22的逆處理，就可以譯碼DPr+1-DPm-1。如前所述，數(shù)據(jù)DPm還作為第1判定信號J01被譯碼。第2判定信號J02與移位寄存器SREG2的數(shù)據(jù)輸入(D)端子連接，第2觸發(fā)信號TG2被輸入其時鐘脈沖輸入(CK)端子。另外，在移位寄存器SREG2的復位輸入端(CRS)上輸入第1觸發(fā)信號TG1。即，在第1觸發(fā)信號TG1輸入移位寄存器SREG2的時刻，移位寄存器SREG2被復位。其后，在第2觸發(fā)信號TG2每次輸入移位寄存器SREG2時，第2判定信號J02的輸出被順序?qū)懭胍莆患拇嫫鱏REG2。因而，在移位寄存器SREG2中譯碼R位的2進制數(shù)據(jù)列，即譯碼DP1-DPR。因而，下位R位被譯碼。進而，編碼器E5、移位寄存器SREG2的輸出以及第1判定信號J01作為1串位列輸入到移位寄存器SREG3。這些數(shù)據(jù)由于被確定為一周期的PN符號系列，即被確定于每個第1觸發(fā)信號TG1的發(fā)生周期，因而，通過在移位寄存器SREG3的數(shù)據(jù)輸入控制端子(LOAD)上輸入第1觸發(fā)信號TG1，就可以在第1觸發(fā)信號TG1的時刻，將上述數(shù)據(jù)取入到移位寄存器SREG3。即，在第1觸發(fā)信號TG1生成時，編碼器E5、移位寄存器SREG2的輸出DP1-DPm-1、以及第1判定信號J01(DPm)被取移位寄存器SREG3。由于平時總是向移位寄存器SREG3輸入數(shù)據(jù)時鐘脈沖CLKd，所以在數(shù)據(jù)時鐘脈沖CLKd的每個定時，從移存器SREG3串行輸出上述發(fā)送信號DP1-DPm。因而，可以得到譯碼發(fā)送來的信號的譯碼數(shù)據(jù)。圖21展示了匹配濾波器MF2、MF3的構(gòu)成的一個例子。取第1觸發(fā)信號TG1和控制信號CTRL4的反轉(zhuǎn)信號的邏輯與的控制信號CTRL6，被輸入遞減計數(shù)器(用D-COUNTER表示)的數(shù)據(jù)取入控制輸入端子(LOAD)，提供給數(shù)據(jù)輸入端子(Din)的PN符號系列的一個周期的芯片數(shù)n被輸入D-COUNTER。而D-COUNTER的二進制輸出(設(shè)f位)由“或”門(OR)6取全部邏輯和后輸入到“與”門(AND)6，取與時鐘脈沖CLKm的邏輯與。因而，AND6在D-COUNTER的計數(shù)值1以上時打開，時鐘脈沖CLKm通過AND6。由此，MF2不抽取輸入信號，D-COUNTER只在計數(shù)n個時鐘脈沖CLKm期間打開AND6。上述f位是與芯片數(shù)n對應(yīng)的位數(shù)，成為用下式(17)表示的值。log2n≤f＜log2n+1(17)這樣通過只在PN符號系列的一周期間打開AND6，就生成了第1觸發(fā)信號TG1，并且，從采樣保持SH的采樣結(jié)束點開始，移位寄存器REG6中存儲著的接著數(shù)據(jù)循環(huán)一次。而且，對于移位寄存器REG6每次移位，在采樣保持SH中被保持的數(shù)據(jù)都與安置于REG6中的PN符號系列進行乘法運算。乘出的數(shù)據(jù)在加法電路ADD6中相加后生成相關(guān)輸出。進而，如果在第1觸發(fā)信號TG1輸出后，向D-COUNTER輸入n個時鐘脈沖CLKm，則D＝COUNTER的計數(shù)值變?yōu)椤?”，AND6關(guān)閉。接著準備下次相關(guān)運算的處理。這樣，由于正在進行PN符號系列的循環(huán)的匹配濾波器不能進行作為新的接收數(shù)據(jù)的Q成分的取入，所以如前所述停止提供時鐘脈沖CLKs，而向另一匹配濾波器(MF2或MF3)提供時鐘脈沖CLKs，從而取入Q成分。如此工作的匹配濾波器MF2、MF3的動作時刻如圖22所示。如圖所示，如果在時刻t1點發(fā)生第1觸發(fā)信號TG1，則使匹配濾波器MF2中存儲著的PN符號系列循環(huán)，進行相關(guān)運算。其結(jié)果，在時刻t2以及時刻t3點中得到相關(guān)輸出。由此相關(guān)輸出生成第2觸發(fā)信號TG2，在此期間，在匹配濾波器MF3中按PN符號系列的一周期分取入接收到的數(shù)據(jù)。而后，如果在時刻t4點再次產(chǎn)生第1觸發(fā)信號TG1，則使匹配濾波器MF3中的PN符號系列循環(huán)，進行相關(guān)運算，其結(jié)果，在時刻t5以及時刻t6點中得到相關(guān)輸出。由此相關(guān)輸出生成第2觸發(fā)信號TG2。這種動作重復地在匹配濾波器MF2及匹配濾波器MF3中進行，就可以得到圖示那樣的第2觸發(fā)信號TG2。以下，在圖23中舉例更詳細地進行上述說明，在此例中，將PN符號系列的周期設(shè)為13芯片，設(shè)R＝2，即，設(shè)Q成分是由2個偏移的PN符號系列的和構(gòu)成。于是，每13芯片就生成1個第1觸發(fā)信號TG1，與該第1觸發(fā)信號TG1同步地發(fā)生表示該峰值的極性的第1判定信號J01。由此第1判定信號J01，生成如圖所示那樣的數(shù)據(jù)DPm。另外，如果進行Q成分的相關(guān)運算，則由于包含2個偏移了的PN符號系列，因而在一周期內(nèi)生成圖示那樣的2個第2觸發(fā)信號TG2。如果該第2觸發(fā)信號TG2被取入移位寄存器SREG1，則如圖所示，成為“0010000001000”。若將存儲于該移位寄存器SREG1中的數(shù)據(jù)輸入編碼器E5，則例如“000101”的6位被譯碼。此譯碼數(shù)據(jù)從編碼器E5并行輸出。若假設(shè)產(chǎn)生如圖所示那樣的與第2觸發(fā)信號TG2同步產(chǎn)生的第2判定信號J02，則如圖所示那樣，在移位寄存器SREG2中取入數(shù)據(jù)“10”。而后，編碼器E5的輸出、移位寄存器SREG2的輸出、以及信號DPm被輸入移位寄存器SREG3，如圖所示得到以數(shù)據(jù)時鐘脈沖CLKd為基準移位并被譯碼后的9位的串行數(shù)據(jù)DS1。這種情況下，9位的串行數(shù)據(jù)DS1的構(gòu)成是，最初的位是信號DPm，接著的6位是編碼器E5的輸出，最后的2位由移位寄存器SREG2的輸出。如上所述那樣，如果要用I成分、Q成分的峰值的相位差和該峰值的反轉(zhuǎn)、非反轉(zhuǎn)傳送應(yīng)傳送的信息，則n芯片(將1芯片時間設(shè)為Tc)中的信息速率Rn就成為下式。Rn＝log2(2R+1·nCR)/n·TC(18)這里，R是Q成分的峰值數(shù)，即是傳送的偏移后的PN符號系列數(shù)。另一方面，根據(jù)以往的n芯片，I信道、Q信道分別傳送1位的信息的情況下的信息速率Rq是Rq＝2/n·Tc(19)兩者的比(以下稱信息速率比)變?yōu)槭?20)。Rn/Rq＝log2(2R+1·nCR)/2(20)與式(18)對應(yīng)，變更芯片數(shù)n、峰值數(shù)時的信息速率比Rn/Rq如圖11所示，可知信息量比以往提高數(shù)倍。這與增加通信速度的意義相同。在以上的實施例中是在Q成分的峰值數(shù)R為一定的條件下進行信號發(fā)送和接收的，但是也可以將R設(shè)為可變數(shù)，這種實施形態(tài)也可以由和上述大致相同的電路構(gòu)成進行信號發(fā)送和接收。以下，說明有關(guān)該第5實施例的概要。例如，設(shè)芯片數(shù)n＝16，應(yīng)發(fā)送的1字組的位數(shù)m＝10，1≤R(Q成分的峰值數(shù))≤2，當數(shù)據(jù)組的數(shù)值P為“0”-“111111”(2進制數(shù))時，設(shè)R＝1，由數(shù)據(jù)組的MSB定義I成分的反轉(zhuǎn)、非反轉(zhuǎn)，由剩下的4位定義峰值的位置(如16位那樣)。另外，當P＞“111111”時(“0001000000”-“1111111111”)，設(shè)R＝2，由數(shù)據(jù)組的MSB定義I成分的反轉(zhuǎn)、非反轉(zhuǎn)，由數(shù)據(jù)組的下位2位定義峰值的反轉(zhuǎn)、非反轉(zhuǎn)。可以在這種條件中傳送的信息Ifn成為下式(21)。Ifn＝log2(23×16C2+23×16C1)≥10(21)從而就可以在PN符號系列的一個周期中傳送10位的信息量。圖26、圖27所示為實現(xiàn)該第5實施例的譯碼器、編碼器的構(gòu)成。在圖26中，應(yīng)傳送的串行數(shù)據(jù)DS，與數(shù)據(jù)時鐘脈沖CLKd同步地由串行/并行轉(zhuǎn)換電路(S/P)8轉(zhuǎn)換成m位的并行數(shù)據(jù)組DP1-DPm。作為該并行數(shù)據(jù)組中的1位的DPm進行I成分的反轉(zhuǎn)控制，剩余的(m-1)位數(shù)據(jù)，由譯碼器DEC8轉(zhuǎn)換成第1控制信號CRTL81以及第2CTRL82。第1控制信號CTRL81與上述第1控制信號CTRL11一樣，用于使位移了的PN符號系列通過的門的開關(guān)，第2控制信號CTRL82與第2控制信號CTRL12一樣，用于極性控制部PC1-PCn的極性控制。另一方面，在信號接收一側(cè)，如圖27所示，在移位寄存器REG4中，與時鐘脈沖CLKm同步地取入第2觸發(fā)信號TG2，在移位寄存器SREG5中，將第2觸發(fā)信號TG2作為時鐘脈沖并取入判定信號J0，從而產(chǎn)生表示峰值的反轉(zhuǎn)、非反轉(zhuǎn)、以及峰值個數(shù)、峰值位置的位列。移位寄存器SREG4、以及移位寄存器SREG5的數(shù)據(jù)被輸入編碼器E9，轉(zhuǎn)換成發(fā)送的1組并行數(shù)據(jù)DP1-DPm。并行數(shù)據(jù)DP1-DPm與第1觸發(fā)信號TG1同步地被取入移位寄存器SREG6，其后，與數(shù)據(jù)時鐘脈沖CLKd同步地作為串行數(shù)據(jù)DS輸出。通常，峰值數(shù)是0-R時，如果設(shè)1芯片時間為Tc，則信息速度如式(22)所示。Rq=log2{Σi=nR(2i+1×nCi)}n·Tc---(22)]]>因而，信息速度比Rn/Rq變?yōu)橄率?。RnRq=log2{Σi=0R(2i+1×nCi)}2---(23)]]>在此，將Q成分的峰值數(shù)R＝4的情況下的信息速度比Rn/Rq的例子展示于圖25。在以上所述的第1實施例中，I成分、Q成分的PN符號系列相同，但設(shè)置不同的PN符號，將設(shè)置在匹配濾波器MF2、MF3中的符號系列與之對應(yīng)也可以。另外，對于QPSK以外的通信方式，例如用不同的載波傳送的其它信道的第1、第2成分也可進行同樣的信號發(fā)送接收。因此，在本發(fā)明的第1方面所述的頻譜擴散通信方式中，由于由第1、第2成分的相互的相位差表現(xiàn)發(fā)送數(shù)據(jù)，所以在與以往同樣的裝置中，具有可以提高通信速度的優(yōu)異的效果。在以上所述的第2實施例中，I成分、Q成分的PN符號系列相同，但是，也可以設(shè)置不同的PN符號系列，使設(shè)定于匹配濾波器MF2、MF3中的符號系列與之對應(yīng)，另外，關(guān)于傳送直交2成分的方式以外的通信方式，例如關(guān)于用不同的載波傳送的其它信道的第1成分、第2成分，也可以進行同樣的信號發(fā)送接收。進而，通過在上述實施例中的使Q成分(第2成分)的峰值反轉(zhuǎn)、或非反轉(zhuǎn)，可以發(fā)送更多信息。因此，在本發(fā)明的第2方面所述的頻譜擴散通信方式中，因為將第1PN符號系列自身作為第1成分發(fā)送，將在第2PN符號系列上賦與相位差的0個-多個PN符號系列加算作為第2成分發(fā)送、由與第1PN符號系列的各周期相對應(yīng)的第2PN符號的個數(shù)定義發(fā)送信息，因而具有可以提高通信速度的優(yōu)異效果。在本發(fā)明的第3方面所述的頻譜擴散通信方式中，由多重后的一方發(fā)送賦與基準相位的第1PN符號系列，由另一方發(fā)送賦與了相位偏移的加算了規(guī)定個數(shù)的PN符號系列的第2PN符號系列。由此，在由應(yīng)發(fā)送的數(shù)據(jù)組合賦與了相位偏移的PN符號系列的同時，就可以由應(yīng)發(fā)送的數(shù)據(jù)控制其極性。因而，可以增大由PN符號系列的一周期所能傳送的信息量，可以實現(xiàn)提高信息傳送速率的優(yōu)異的效果。權(quán)利要求1.一種頻譜擴散通信方式，其特征在于作為第1成分發(fā)送第1PN符號系列自身或其反轉(zhuǎn)信號，作為第2成分發(fā)送在第2PN符號系列上給與相位差的PN符號系列，由第1、第2PN符號系列的相位差定義發(fā)送信息。2.如權(quán)利要求1所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于適當?shù)胤崔D(zhuǎn)第1成分或第2成分，根據(jù)其反轉(zhuǎn)的有無重新定義1位信息。3.如權(quán)利要求1所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于所述第1、第2PN符號系列相同。4.一種用于權(quán)利要求1所述的頻譜擴散通信的信號接收裝置，其特征在于設(shè)有用于處理第1成分的1個第1匹配濾波器、處理第2成分用的2個第2匹配濾波器；使得當?shù)?匹配濾波器每次檢出峰值時，邊切換第2匹配濾波器邊選擇其一進行數(shù)據(jù)取入；進行該數(shù)據(jù)取入的第2匹配濾波器從第1匹配濾波器檢出峰值時刻開始邊保持接收信號邊使PN符號循環(huán)；在該PN符號循環(huán)開始時刻，另一第2匹配濾波器進行數(shù)據(jù)取入。5.如權(quán)利要求1所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于第1、第2成分的一方是QPSK的同相成分，另一方面是正交成分。6.如權(quán)利要求1所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于第1、第2成分是用不同的載波發(fā)送的其它信道的成分。7.一種頻譜擴散通信方式，其特征在于將第1PN符號系列自身作為第1成分發(fā)送；將在第2PN符號系列上賦與相位差的0個-多個PN符號系列加算作為第2成分發(fā)送；由與第1PN符號系列的各周期對應(yīng)的第2PN符號的個數(shù)定義發(fā)送信息。8.如權(quán)利要求7所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于適宜地反轉(zhuǎn)第1成分或第2成分，根據(jù)各自反轉(zhuǎn)的有無定義各一位的信息。9.如權(quán)利要求7所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于所述第1、第2PN符號系列相同。10.一種用于權(quán)利要求7所述的頻譜擴散通信的信號接收裝置，其特征在于設(shè)有用于處理第1成分的1個第1匹配濾波器、處理第2成分用的2個第2匹配濾波器；使得當?shù)?匹配濾波器每次檢出峰值時，邊切換第2匹配濾波器邊選擇其一進行數(shù)據(jù)取入；進行該數(shù)據(jù)取入的第2匹配濾波器從第1匹配濾波器檢出峰值時刻開始邊保持接收信號邊使PN符號循環(huán)；在該PN符號循環(huán)開始時刻，另一第2匹配濾波器進行數(shù)據(jù)取入。11.如權(quán)利要求7所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于第1、第2成分是用同一載波傳送的相互正交的2成分。12.如權(quán)利要求7所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于第1、第2成分是用不同的載波發(fā)送的其它信道的成分。13.一種頻譜擴散通信方式，其特征在于在將第1PN符號系列、和與該第1PN符號系列周期相等的第2符號系列多重化傳送的頻譜擴散通信中，上述第2符號系列由賦與了相位偏移的規(guī)定個數(shù)的基本PN符號系列相加而生成；由組合與上述經(jīng)1PN符號系列的基準相位對應(yīng)的上述規(guī)定個數(shù)的基本PN符號系列的各相位偏移系列定義發(fā)送信息。14.如權(quán)利要求13所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于對應(yīng)于發(fā)送信息的規(guī)定位的內(nèi)容控制上述第1PN符號系列的極性。15.如權(quán)利要求13或14所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于對應(yīng)于發(fā)送信息的多個規(guī)定位的內(nèi)容，控制構(gòu)成上述第2符號系列的各基本PN符號系列的極性。16.如權(quán)利要求13所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于上述第1PN符號系列和上述第2符號系列由單一的PN符號發(fā)生裝置產(chǎn)生。17.如權(quán)利要求13所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于上述多重化被設(shè)置成使用QAM調(diào)制后的正交多重化。18.如權(quán)利要求13所述的頻譜擴散通信方式，其特征在于第1PN符號系列和第2符號系列由頻率各不相同的載波傳送。全文摘要本發(fā)明旨在提供一種可以提高通信速度的頻譜擴散通信方式。本發(fā)明用第1、第2成分相互的相位差表現(xiàn)發(fā)送數(shù)據(jù)，或?qū)⒌?PN符號作為I成分發(fā)送，將第2PN符號的0個—多個相互地賦與相位差作為Q成分發(fā)送，由第2PN符號的個數(shù)定義發(fā)送信息，在信號接收一側(cè)，由在I成分的峰值間產(chǎn)生的Q成分的峰值數(shù)檢出發(fā)送信息?；蛘撸诩臃ㄆ?中加算由開關(guān)部4得到的多個PN符號系列后作為Q成分發(fā)送。另一方面，將由移位寄存器1得到的PN符號系列作為I成分發(fā)送。文檔編號H04J13/00GK1162224SQ96123188公開日1997年10月15日申請日期1996年12月26日優(yōu)先權(quán)日1995年12月26日發(fā)明者壽國梁,周長明,周旭平,山本誠,高取直申請人:株式會社鷹山,夏普株式會社