專利名稱：信號(hào)處理裝置及方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及從通信信道接收的信號(hào)的處理。尤其涉及到接收適用于傳送視頻、高保真度音頻、圖象信號(hào)或接收其它高比特率信號(hào)的集成信號(hào)處理系統(tǒng)。
現(xiàn)今，固有模擬信號(hào)的編碼傳送的實(shí)施在日益增加。其原因是隨著信號(hào)處理技術(shù)的發(fā)展在一個(gè)信道上可得到的比特率已經(jīng)增加。同時(shí)，新的數(shù)據(jù)壓縮技術(shù)有助于降低可接受地表示模擬信息所需的頻帶。目前，本領(lǐng)域技術(shù)正在爭(zhēng)取在例如用數(shù)字技術(shù)的有線電視之類的應(yīng)用中更有效地發(fā)送視頻和音頻數(shù)據(jù)。
在數(shù)字通信中已經(jīng)使用了各種調(diào)制技術(shù)。例如，正交幅度調(diào)制(QAM)是數(shù)字無線通信專業(yè)人員所喜歡的相對(duì)成熟的技術(shù)。該方法包含兩個(gè)分開的符號(hào)流。每個(gè)流正交地調(diào)制兩個(gè)載波中的一個(gè)。該系統(tǒng)達(dá)到的頻譜效率，在多進(jìn)制(multilevel)格式如64-QAM和256-QAM中為5-7bit/sec-Hz之間。QAM在具有低信號(hào)噪聲比應(yīng)用中特別有用。然而，需要雙邊帶調(diào)制。此外，通常需要交叉耦合的信道均衡器，這增加了系統(tǒng)的總體復(fù)雜性。
QAM的一種變形是四相相移鍵控(QPSK)，在該QPSK中，由四個(gè)符號(hào)組成的一個(gè)信號(hào)格局(Signal constellation)被發(fā)送，每個(gè)符號(hào)具有不同相位和恒定的振幅。該方案可用正交分量的和來實(shí)現(xiàn)，用方程 表示。這里θm可以為{0，π/2，π，3π/2}中的一個(gè)。為了保存正交信息，兩個(gè)邊帶都需要發(fā)送。
在技術(shù)上熟知的另一種調(diào)制方案是殘留邊帶(VSB)調(diào)制，這種調(diào)制對(duì)脈沖基帶信號(hào)調(diào)幅，并抑制幅度調(diào)制(AM)信號(hào)的冗余邊帶，以便節(jié)省帶寬。通常，較低的邊帶被抑制，在VSB的數(shù)字形式中，使用了數(shù)字脈沖幅度調(diào)制(PAM)信號(hào)。
在Citta等人發(fā)表的論文Practical Implementation of a 43mbit/sec(8 bit/Hz)Digital Modem for Cable Television，1993NCTA Technical Papers，PP 271-278中，提出了實(shí)現(xiàn)有線電視應(yīng)用中的16進(jìn)制VSB調(diào)制方法，其中16種離散(discrete)法的符號(hào)被幅度調(diào)制，在一個(gè)6MHz信道中用載波抑制和殘留邊帶的發(fā)射。為協(xié)助信號(hào)檢測(cè)，在較低信道邊緣之上的310KHz附近還發(fā)送一個(gè)低電平導(dǎo)頻載波。該方法保證43Mbit/sec的傳送，但是每個(gè)符號(hào)用4位傳送時(shí)需要5.38MHz的通帶。
本發(fā)明所提到的詳細(xì)說明結(jié)合下面附圖，通過其中例子來解釋。
圖1是本發(fā)明實(shí)施的通信系統(tǒng)的方塊圖；圖2是將位流變換成16-VSB符號(hào)以便將該16-VSB符號(hào)用圖1的系統(tǒng)傳送的說明圖；圖3是將位流變換成8-VSB符號(hào)以便將該8-VSB符號(hào)用圖1的系統(tǒng)傳送的說明圖；圖4是能從圖1所示的數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中的信道接收VSB信號(hào)的數(shù)字接收器的方塊圖；圖4a是圖4所示的接收器部分的更詳細(xì)的方塊圖；圖4b是本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施例的類似于圖4的方塊圖；圖5a描述了一比較器的電原理圖，以有助于了解本發(fā)明；
圖5b是根據(jù)本發(fā)明所述的比較器更詳細(xì)的電原理圖；圖6a是圖5b所示電路的優(yōu)選實(shí)施例的原理圖；圖6b是在圖6a所示電路中所用的反相器的電原理圖；圖7表示由圖1描述的系統(tǒng)所處理的數(shù)據(jù)包的格式圖；圖8是Reed-Solomon解碼器的功能方塊圖，該解碼器被包括在圖1描述的系統(tǒng)中；圖9是Reed-Solomon解碼器的方塊圖，該解碼器按圖8中描述的過程操作；圖10是形成Galois Field各項(xiàng)的硬件裝置圖；圖11是包含在圖8中描述的解碼器中FIFO的方塊圖；圖12表示在圖8中描述的過程中形成校正了的硬件裝置；圖13是在先前技術(shù)中所用Reed-Solomon解碼器的Berlekamp算法的流程圖；圖14是按照?qǐng)D8的過程在Reed-Solomon解碼器中所用的實(shí)現(xiàn)Berlekamp算法所用裝置的方塊圖；圖15是在圖8所示的過程中，為實(shí)現(xiàn)Chien搜索的裝置的方塊圖；圖16是圖21所示的去交錯(cuò)器中所用的一個(gè)RAM縮圖的原理圖；圖17是一時(shí)序圖，該圖描述了圖16中所示RAM的操作；圖18是一個(gè)為實(shí)現(xiàn)圖21所示的去交錯(cuò)器中地址分配的硬件原理圖；圖19是一個(gè)為圖21所示去交錯(cuò)器確定跨距率(stride rate)的電路原理圖；圖20是一個(gè)用于控制圖16中描述的RAM操作方式的電路原理圖；圖21是對(duì)圖4的過程中所用的去交錯(cuò)器以方塊形式表示的原理圖；圖22是一個(gè)描述循環(huán)冗余數(shù)據(jù)生成器的圖；圖23是一個(gè)描述圖4中接收器的模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸入處VSB頻譜的說明圖；圖24是一個(gè)流程圖，它說明了由圖4所示接收器的信道截獲過程；圖25是一個(gè)詳細(xì)流程圖，它說明了在圖24中所描述的過程中的同步檢測(cè)；圖26是一個(gè)說明圖4所示接收器中自動(dòng)增益控制電路的方塊圖；圖27是圖26中所示的電路的電原理圖；圖28是圖27中所描述的部分電路較的較詳細(xì)的電原理圖；圖29是在圖26中描述的自動(dòng)增益控制電路的詳細(xì)方塊圖；圖30是圖26的自動(dòng)增益控制電路的Sigma-delta塊的電原理圖；圖31是圖26的自動(dòng)增益控制電路的鎖定檢測(cè)器塊的電原理圖；圖32是圖4中所示接收器的自適應(yīng)均衡器核心的方塊圖；圖33是圖32所示的自適應(yīng)均衡器有限沖激響應(yīng)濾波器核心的部分原理圖；圖34是圖4所示的接收器的自適應(yīng)均衡器的方塊圖；圖35是圖34所示的自適應(yīng)均衡器中所用的消旋器的原理圖；圖36是消旋器的簡(jiǎn)略方塊圖；圖37是圖35中所示的相位跟蹤器內(nèi)所用的Hilbert濾波器的較詳細(xì)的方塊圖；圖38是圖35中所示的相位跟蹤器的另一部分的較詳細(xì)的原理圖；圖39是狀態(tài)機(jī)的方塊圖，該狀態(tài)機(jī)控制圖35和37-38所示的自適應(yīng)均衡器和相位跟蹤器；圖40a是圖34中所示的自適應(yīng)均衡器的詳細(xì)原理圖；圖40b和40c顯示了圖34中所示的自適應(yīng)均衡器和相位跟蹤器的獨(dú)立及聯(lián)合自適應(yīng)的操作方式；圖41是圖34所示的自適應(yīng)均衡器中所用的解擾器的方塊圖；圖42是一個(gè)數(shù)字濾波器的圖，以有助于理解本發(fā)明的操作；圖43是一個(gè)描述優(yōu)化過程的數(shù)字濾波器的圖；圖44是根據(jù)本發(fā)明的匹配濾波器圖；圖45是圖44所示的濾波器中的偶數(shù)分支部分的原理圖；圖46是圖44所示的濾波器中奇數(shù)分支部分的原理圖；圖47是對(duì)應(yīng)于本發(fā)明的去直流電路的原理圖；圖48是根據(jù)本發(fā)明所用的接收器中的載波恢復(fù)電路的方塊圖；圖49是圖48中所示的載波恢復(fù)電路的原理圖；圖50是有代表性的先前技術(shù)離散時(shí)間濾波器；圖51是圖49中所示的載波恢復(fù)電路部分的另一個(gè)實(shí)施例；圖52是描述圖49所示電路中Sigma-delta調(diào)制器的圖；圖53是根據(jù)本發(fā)明的接收器中所用的時(shí)間恢復(fù)電路的方塊圖；圖54是對(duì)應(yīng)于本發(fā)明的時(shí)間恢復(fù)電路的詳細(xì)電原理圖；圖55是對(duì)應(yīng)于本發(fā)明的接收器中部分輸出接口的原理圖。
本發(fā)明的主要目的是對(duì)限定的信道中的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)通信提供一種改進(jìn)的系統(tǒng)。
本發(fā)明的另一目的是提供一個(gè)改進(jìn)的，經(jīng)濟(jì)的裝置，用于接收和解碼高比特率的數(shù)據(jù)，例如視頻和音頻信號(hào)。
本發(fā)明還有一個(gè)目的是提供一個(gè)改進(jìn)的，高精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器，該模數(shù)轉(zhuǎn)換器能高速工作并適合于視頻信號(hào)的處理。
本發(fā)明還有一個(gè)目的是提供一個(gè)改進(jìn)的，簡(jiǎn)單濾波器，以將已調(diào)制信號(hào)縮減到用復(fù)數(shù)基帶表示，并同時(shí)實(shí)現(xiàn)Nyquist操作。
本發(fā)明還有一個(gè)目的是提供一個(gè)改進(jìn)的極簡(jiǎn)單的去交錯(cuò)電路，該電路可以經(jīng)濟(jì)地在半導(dǎo)體集成電路中實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明的另一目的是為數(shù)字接收器提供一輸出接口，以使通過接收器的數(shù)據(jù)流同信號(hào)的傳送率同步。
本發(fā)明的這些目的和其它的目的可以借助使用多進(jìn)制殘留邊帶調(diào)制的通帶脈沖幅度調(diào)制(PAM)接收器得到。本發(fā)明的一個(gè)特定形式適合于發(fā)送MPEG 2傳送層(transport layer)數(shù)據(jù)，MPEG是一種為本領(lǐng)域人員所熟知的標(biāo)準(zhǔn)，在MPEG中數(shù)據(jù)被分成很多信息包，每個(gè)包包含188個(gè)字節(jié)。選擇這個(gè)數(shù)目是為了同另一個(gè)公知的通信標(biāo)準(zhǔn)-異步傳送方式(ATM)的傳輸相兼容。在本說明書中公布的裝置依靠在傳輸之前將數(shù)據(jù)隨機(jī)化，它使用零平均值的信號(hào)格局。
為了接收通過一信道發(fā)送的數(shù)據(jù)包，本發(fā)明提供了一信號(hào)處理裝置，其特征在于，數(shù)據(jù)包中包含信息數(shù)據(jù)和為了對(duì)接收數(shù)據(jù)糾正錯(cuò)誤的糾錯(cuò)數(shù)據(jù)，而信息包體現(xiàn)在具有傳送前特性的已調(diào)制信號(hào)中，且在發(fā)送之后被解調(diào)。信號(hào)處理裝置包括一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器，以在通過通信信道傳送輸入信號(hào)之后對(duì)輸入信號(hào)取樣。定時(shí)恢復(fù)電路被耦合到模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出以調(diào)節(jié)采樣間隔的頻率和相位。載波恢復(fù)電路被耦合到模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出以調(diào)節(jié)輸入信號(hào)的頻率和相位。自動(dòng)增益控制電路亦被耦合到模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出，并提供一誤差信號(hào)以表示輸入信號(hào)的幅度和基準(zhǔn)幅度。一個(gè)濾波器使模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出同輸入信號(hào)的傳送前特性相一致。一個(gè)自適應(yīng)均衡器被耦合到濾波器，并具有一按照已調(diào)制信號(hào)中縮碼的預(yù)定信息而自適應(yīng)變化的特性，使得均衡器的輸出能補(bǔ)償信道特性。一糾錯(cuò)電路被耦合到均衡器和輸出接口。定時(shí)恢復(fù)電路，載波恢復(fù)電路，均衡器，糾錯(cuò)電路和輸出接口被集成在半導(dǎo)體集成電路上。
從本發(fā)明的一個(gè)方面看，通過殘留邊帶調(diào)制來調(diào)制調(diào)制信號(hào)，提供一個(gè)耦合到信道的放大器并在那里接收已調(diào)制信號(hào)，為了產(chǎn)生解調(diào)信號(hào)還提供一個(gè)耦合到放大器的解調(diào)器。
從本發(fā)明的另一個(gè)方面看，大量數(shù)據(jù)包被集合在一些幀內(nèi)，每幀還包括一幀標(biāo)題，而預(yù)定信息由幀標(biāo)題中的訓(xùn)練序列組成。
從本發(fā)明的再一方面看，均衡器包括第一響應(yīng)濾波器和用于調(diào)整第一響應(yīng)濾波器的系數(shù)的電路，該電路根據(jù)第一響應(yīng)濾波器的輸出和預(yù)定的信息之間的差別對(duì)由此產(chǎn)生的誤差信號(hào)作出反應(yīng)。為了調(diào)整系數(shù)，該電路執(zhí)行有符號(hào)的最小均方算法。
均衡器還包括形成同相分量和正交分量的相位跟蹤電路，這兩個(gè)分量根據(jù)下面公式代表已調(diào)制的信號(hào)data＝a(t)cos+(t)sin其中data為輸出，φ為相位誤差，a(t)是被傳送的數(shù)據(jù)，而(t)是a(t)的正交分量。相位跟蹤電路的輸出按如下公式為outputc＝a(t)(cosθcos+sinθ+sin)(t)(sincosθ-cosφsinθ)其中θ為已調(diào)制信號(hào)的信號(hào)星座(信號(hào)矢量端點(diǎn)位置圖)的旋轉(zhuǎn)角。相位跟蹤電路包括第二響應(yīng)濾波器和一個(gè)按照最小均方算法估計(jì)的角θ。
在本發(fā)明的另一方面，第一和第二響應(yīng)濾波器是有限沖激響應(yīng)濾波器，并且第二響應(yīng)濾波器執(zhí)行Hilbert變換。
在本發(fā)明的另一方面，信息包在某個(gè)交錯(cuò)深度上被交錯(cuò)，而去交錯(cuò)電路加在集成電路中。去交錯(cuò)電路包括一記憶已交錯(cuò)信息包的隨機(jī)存取存儲(chǔ)器，存儲(chǔ)器的容量不超過一塊已交錯(cuò)的數(shù)據(jù)，且存儲(chǔ)器有很多行和很多列，其中各行定義很多組。第一電路產(chǎn)生一代表隨機(jī)存取存儲(chǔ)器的地址序列的地址信號(hào)，其中接連的地址相差一個(gè)跨距。第二電路分別在由地址信號(hào)確定的隨機(jī)存取存儲(chǔ)器的地址上接連將數(shù)據(jù)讀出和寫入隨機(jī)存取存儲(chǔ)器。第三電路通過交錯(cuò)深度增加跨距。其中跨距隨已交錯(cuò)數(shù)據(jù)塊的去交錯(cuò)而增加。
在本發(fā)明的另一方面，去交錯(cuò)電路還包括一個(gè)控制電路，以用第一操作方式選中的一個(gè)方式操作第二電路，其中隨機(jī)存取存儲(chǔ)器接納輸入數(shù)據(jù)，但不形成輸出數(shù)據(jù)；一個(gè)第二操作方式，其中的隨機(jī)存取存儲(chǔ)器接收輸入數(shù)據(jù)并產(chǎn)生輸出數(shù)據(jù)，還有第三操作方式，其中的隨機(jī)存取存儲(chǔ)器并不接收輸入數(shù)據(jù)但是產(chǎn)生輸出數(shù)據(jù)。第一電路包括預(yù)解碼器，該預(yù)解碼器預(yù)選隨機(jī)存取存儲(chǔ)器中行組之一，還包括一個(gè)行解碼器，它選擇已預(yù)選組的一行。
模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入有一個(gè)超過基帶的已調(diào)制輸入，而濾波器有很多系數(shù)，這些系數(shù)的安排使模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出縮減為用已調(diào)制信號(hào)的復(fù)數(shù)基帶表示。
從本發(fā)明的一方面看，集成電路是CMOS集成電路。
從本發(fā)明的另一方面看，濾波器被集成在集成電路中。
從本發(fā)明的另一方面看，模數(shù)轉(zhuǎn)換器被集成在集成電路中。
從本發(fā)明的另一方面看，自動(dòng)增益控制電路被集成在集成電路中。
從本發(fā)明的另一方面看，模數(shù)轉(zhuǎn)換器包括一個(gè)具有第一和第二單元的比較器，每個(gè)單元包括一連到第一節(jié)點(diǎn)和第二節(jié)點(diǎn)的電容器。第一開關(guān)裝置把第一節(jié)點(diǎn)連到所選擇的輸入電壓或基準(zhǔn)電壓上。一個(gè)反相器被連到第二個(gè)節(jié)點(diǎn)并具有一輸出，且反相器在第二節(jié)點(diǎn)和其輸出之間具有很小的信號(hào)增益。第二開關(guān)裝置把第一和第二單元之一的反相器的輸出連到第一和第二單元中另外一個(gè)單元的第一節(jié)點(diǎn)上。因此，當(dāng)?shù)谝粏卧牡诙_關(guān)裝置和第二單元的第二開關(guān)裝置閉合時(shí)，第一和第二單元在正反饋回路中被交叉耦合。反相器的輸出代表了輸入電壓和基準(zhǔn)電壓的比較。每個(gè)單元還包括為了連結(jié)第一節(jié)點(diǎn)和反相器輸出的第三開關(guān)裝置，因而反相器的輸入被置為零。
從本發(fā)明的另一方面看，反相器，第一開關(guān)裝置，第二開關(guān)裝置和第三開關(guān)裝置由MOS晶體管組成。
從本發(fā)明的另一方面看，濾波器把輸入信號(hào)向下轉(zhuǎn)換成復(fù)數(shù)基帶表示形式并對(duì)輸入信號(hào)實(shí)現(xiàn)Nyquist操作。
從本發(fā)明的另一方面看，糾錯(cuò)電路包括一個(gè)Reed-Solomon解碼器，該糾錯(cuò)電路包括用于執(zhí)行Berlekamp算法的電路。該電路包括保持一部分定位器多項(xiàng)式∧(x)的第一寄存器，保持一部分D多項(xiàng)式的第二寄存器，在Berlekamp算法的連續(xù)迭代中用于交替選擇第一寄存器和第二寄存器的第一開關(guān)裝置。該電路還包括用于保留一部分估值器多項(xiàng)式Ω(x)的第三寄存器，用于保存一部分A多項(xiàng)式的第四寄存器，以及用于在Berlekamp算法的連續(xù)迭代中交替選擇第三寄存器和第四寄存器的第二開關(guān)裝置。
本發(fā)明提供了一種對(duì)接收的數(shù)據(jù)包進(jìn)行信號(hào)處理的方法，該數(shù)據(jù)包通過一信道而被發(fā)送。這里的數(shù)據(jù)包包括信息數(shù)據(jù)和在接收的數(shù)據(jù)中糾正錯(cuò)誤的糾錯(cuò)數(shù)據(jù)，并且這些包被體現(xiàn)在具有傳送前(pretransmission)特性的已調(diào)制信號(hào)中，并在傳送之后被解調(diào)，解調(diào)包括當(dāng)輸入信號(hào)通過信道之后以采樣間隔對(duì)輸入信號(hào)采樣的步驟。在采樣步驟被執(zhí)行的同時(shí)，調(diào)整采樣間隔的頻率和相位及輸入信號(hào)的頻率和相位。所提供的出錯(cuò)信號(hào)代表輸入信號(hào)的幅度和基準(zhǔn)幅度之間的差別。采樣輸入信號(hào)被濾波，由此使采樣后特性同傳送前特性相一致。被濾波的輸入信號(hào)根據(jù)預(yù)定的在已調(diào)制信號(hào)中縮碼的信息被自適應(yīng)地均衡，以使濾波的輸入信號(hào)與信道的特性相符合。自適應(yīng)均衡后的輸入信號(hào)被提供給糾錯(cuò)電路以形成已糾正的數(shù)據(jù)，然后該已糾正的數(shù)據(jù)被輸出。調(diào)整輸入信號(hào)的頻率和相位的步驟，提供出錯(cuò)信號(hào)的步驟，采樣后的輸入信號(hào)的濾波步驟，濾波后的輸入信號(hào)的自適應(yīng)均衡步驟及提供自適應(yīng)均衡后的輸入信號(hào)到糾錯(cuò)電路的步驟用半導(dǎo)體集成電路實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明提供用于處理采樣后信號(hào)的濾波器，該濾波器包含有加法器，乘法器和具有脈沖成形響應(yīng)的多路器，其中乘法器安排成用常數(shù)系數(shù)乘以相應(yīng)于信號(hào)采樣值的因子。常數(shù)系數(shù)這樣選擇，使它們能用于對(duì)信號(hào)移頻，同時(shí)又按照脈沖成形響應(yīng)對(duì)已采樣信號(hào)成形。
在本發(fā)明的一個(gè)方面，脈沖成形響應(yīng)是方根提升的余弦(squa-re-root raised cosine)響應(yīng)。
本發(fā)明提供一濾波器，用于處理以超過最小Nyquist采樣頻率的速率采樣的信號(hào)，該濾波器裝置由一些乘法器，加法器和多路器組成，它在放棄樣本第二部分的同時(shí)，處理已采樣信號(hào)的樣本的第一部分，從而保留在已采樣信號(hào)的頻帶內(nèi)傳送的信息，而減低要被傳送的樣本的數(shù)量和頻率。
在本發(fā)明的一個(gè)方面，樣本的第一部分對(duì)應(yīng)于符號(hào)脈沖。
在本發(fā)明的另一方面，樣本的第一部分對(duì)應(yīng)于每次采樣的一個(gè)符號(hào)。
本發(fā)明提供一輸出接口，把由第一時(shí)鐘信號(hào)提供的以第一時(shí)鐘速率工作的數(shù)據(jù)源來的數(shù)據(jù)傳輸?shù)接傻诙r(shí)鐘提供的以第二時(shí)鐘速率工作的數(shù)據(jù)接收器。該接口有一個(gè)可在第一時(shí)鐘速率上工作的第一鎖存器，和一個(gè)可在第二時(shí)鐘速率上工作的第二鎖存器。第二鎖存器接收自第一鎖存器來的數(shù)據(jù)。該接口包括可在第一時(shí)鐘速率上工作的第一信號(hào)發(fā)生器以形成數(shù)據(jù)有效信號(hào)，還包括可在第二時(shí)鐘速率上工作的第三鎖存器。第三鎖存器最少為一個(gè)。該第三鎖存器響應(yīng)第二時(shí)鐘信號(hào)接收從第一信號(hào)發(fā)生器來的數(shù)據(jù)有效信號(hào)。第二信號(hào)發(fā)生器可在第二時(shí)鐘速率上工作，并在接收到第三鎖存器來的數(shù)據(jù)有效信號(hào)后激活輸入數(shù)據(jù)信號(hào)送到第二鎖存器。因此，當(dāng)輸入數(shù)據(jù)信號(hào)被激活時(shí)，響應(yīng)第二鎖存器對(duì)第二時(shí)鐘信號(hào)的接收，數(shù)據(jù)從第一鎖存器傳到第二鎖存器。
本發(fā)明提供了一個(gè)輸出數(shù)據(jù)錯(cuò)誤的發(fā)信通報(bào)系統(tǒng)，把至少一個(gè)多字節(jié)的信息包中存在或不存在錯(cuò)誤發(fā)信通報(bào)到外部處理環(huán)境。該多字節(jié)信息包至少包括一個(gè)錯(cuò)誤指示器及一個(gè)緩沖器，緩沖器存儲(chǔ)至少一個(gè)多字節(jié)信息包。在緩沖器接收到包含有效錯(cuò)誤指示器位的信息包的至少一部分之后，信息包錯(cuò)誤指示器將信息包的錯(cuò)誤狀況發(fā)信通報(bào)送到外部外理環(huán)境。
這里所用的標(biāo)志SK.N表示幅度從0到2k-1變化的帶符號(hào)的2的補(bǔ)碼整數(shù)，N表示分?jǐn)?shù)的比特?cái)?shù)。無符號(hào)的整數(shù)表示為K.N。
現(xiàn)在回到附圖中圖l，利用本發(fā)明的優(yōu)先實(shí)施例實(shí)施的通信系統(tǒng)概稱為10。數(shù)據(jù)源12，例如電視信號(hào)，被提供給源縮碼器14，以產(chǎn)生位流，該位流經(jīng)過信通縮碼器16受到處理。對(duì)熟悉本領(lǐng)域技術(shù)人來說，當(dāng)然是，源編碼器14被設(shè)計(jì)成使以所希望的逼真度代表數(shù)據(jù)所需的比特率為最小，而信道縮碼器16通過信道以小于預(yù)定的比特錯(cuò)誤概率來傳輸?shù)男畔⒙蕿樽畲?。為方便起見，所討論的?shù)據(jù)的安排根據(jù)MPEG 2(ISO/IEC JTC1/SC29/WG11 NO 702)數(shù)字傳送方案。當(dāng)然，在本發(fā)明的范圍和精神內(nèi)，可以傳送以各種不同大小信息包分組的許多其它類數(shù)據(jù)。在優(yōu)先實(shí)施例中，來自數(shù)據(jù)源12的傳送流由源縮碼器14形成188字節(jié)的組，同MPEG2標(biāo)準(zhǔn)一致。而信通縮碼器16應(yīng)用Reed Solomon碼，其中每個(gè)188字節(jié)組有20個(gè)附加檢查字節(jié)，最后形成208字節(jié)的信息包。Reed-Solomon碼是大家熟知的能提供高縮碼增益，用這種安排，每個(gè)信息包可糾正多達(dá)10字節(jié)的錯(cuò)誤。Reed-Solomon(208，188)的詳細(xì)縮碼如下所述使用了Galois Field(256)算法。域發(fā)生器多項(xiàng)式由X8+X4+X3+X2+1給出。本原元素αX是Galois域的第X個(gè)成員，而碼發(fā)生器的多項(xiàng)式由Πj=D19(x+αi)]]>給出。
下面的C語言程序正確地產(chǎn)生了Reed Solomon碼。
<pre listing-type="program-listing"><![CDATA[#include＜stdio.h＞ #define GEN_POLY 0x1d int a[256]； int b[256]； static int gfmult(d1，d2) int d1，d2； { int result； if((d1＝＝0)||(d2＝＝0)) return(0)； else { result＝b[d1]+b[d2]； result＝result％(255)； return(a[result])； } } main() { int in_data； int i； int shift_reg[20]； int feedback； int symbol_count； int g[20]＝{174，165，121，121，198，228，22，187，36，69，150，112， 220，6，99，111，5，240，185，152}； a
＝1；b[1]＝0； a[1]＝2；b[2]＝1； for(i＝2；i＜256-1；i++){ a[i]＝a[i-1]＜＜1； if(a[i]& 256) a[i]＝(a[i]&(255))^GEN_POLY；； b[a[i]]＝i；}symbol_count＝0；for(i＝0；i＜20；i++) shift_reg[i]＝0；while((scanf(“％d”，&in_data))?。紼OF){ symbol_count++； feedback＝in_data^shift_reg[19]； for(i＝(19)；i＞0；i--) shift_reg[i]＝shift_reg[i-1]^(gfmult(feedback，g[i]))； shift_reg
＝(gfmult(feedback，g
))； printf(“％d\n”，in_data)； if(symbol_count＝＝188) { for(i＝(19)；i＞＝0；i--) printf(“％d\n”，shift_reg[i])； symbol_count＝0； for(i＝0；i＜20；i++) shift_reg[i]＝0； } }}.]]></pre>
然后，在Reed-Solomon已編碼信息包中的字節(jié)受到16路交錯(cuò)，以便更好地容許突發(fā)錯(cuò)誤，這些錯(cuò)誤可能超出Reed-Solomon技術(shù)的糾正能力。交錯(cuò)的實(shí)現(xiàn)如表1所示，把字節(jié)信息包按行寫到208×16字節(jié)陣列中，并按列讀數(shù)據(jù)。表1交錯(cuò)結(jié)構(gòu)
3328個(gè)字節(jié)以0，1，2，......，3327的順序被寫入，而以0，208，416，......，3120，1，209，......，3121，......的順序讀出，假設(shè)用16-VSB，30Mbits/sec的傳輸率，用這種排列能容許突發(fā)錯(cuò)誤達(dá)42微秒。
如圖1所示，所得到的交錯(cuò)塊通過發(fā)送濾波器18和調(diào)制器20。本文討論的數(shù)字通信方案假定隨機(jī)化數(shù)據(jù)正以零平均值發(fā)送，而避免用直流(DC)偏置發(fā)送。為了得到隨機(jī)化，數(shù)據(jù)用反饋移位寄存器產(chǎn)生的偽隨機(jī)系列作逐位“異或”操作。隨機(jī)數(shù)發(fā)生器用初始化為1s的11位移位寄生器(未顯示)。生成器的函數(shù)是多項(xiàng)式1+X9+X11。
這樣形成的數(shù)據(jù)的交錯(cuò)塊組隨同周期性的幀標(biāo)題一起發(fā)送，幀標(biāo)題包括幀同步序列和訓(xùn)練序列。訓(xùn)練序列的目的將在下面進(jìn)一步解釋。
表2顯示了幀結(jié)構(gòu)。幀標(biāo)題包括31個(gè)符號(hào)的幀同步，775個(gè)符號(hào)的訓(xùn)練序列及26個(gè)符號(hào)的用戶數(shù)據(jù)字段。
表2
對(duì)于幀同步，生成器多項(xiàng)式為X5+X4+X2+X+1，所用的初始條件為00001(二進(jìn)制)。由此輸出幀同步序列sseq＝1，0，0，0，0，1，1，1，0，0，1，1，0，1，1，1，1，1，0，1，0，0，0，1，0，0，1，0，1，0，1
對(duì)訓(xùn)練序列，生成器多項(xiàng)式是X5+X3+1，所用初始條件為00100(二進(jìn)制)。由此輸出訓(xùn)練序列tseq＝0，0，1，0，0，0，0，1，0，1，0，1，1，1，0，1，1，0，0，0，1，1，1，1，1，0，0，1，1，0，1全部幀標(biāo)題包括sseq+12×(tseq′+tseq)+tseq′+userdata
，這里的tseq′除最后一位由1反相為0外，其余均和tseq相同。
用戶數(shù)據(jù)字段包括兩個(gè)二位的集，其中每個(gè)集規(guī)定調(diào)制的進(jìn)制(16-VSB，8-VSB，4-VSB，或2-VSB)，用戶數(shù)據(jù)的二個(gè)字節(jié)和一個(gè)6位的循環(huán)冗余校驗(yàn)(CRC)字段示于表3。
表3用戶數(shù)據(jù)字段
調(diào)制進(jìn)制的規(guī)定見表4。
表4VSB調(diào)制進(jìn)制
CRC的生成如下序列“Vsb_Levels[10]，Vsb_Levels[10]，user_rego[70]，user_reg[70]，0，0，0，0，0，0”用生成器多項(xiàng)式G(x)＝X6+X5+X4+1形成CRC的被除數(shù)。余數(shù)是CRC[50]。用戶數(shù)據(jù)的生成器，CRC生成器示于圖22中。
序列“Vsb_Levels[10]，Vsb_Levels[10]，user_rego[70]，user_reg[70]，CRC[50]”用訓(xùn)練序列tseq的前26位“異或”而被擾碼。
數(shù)據(jù)以符號(hào)的形式被發(fā)送，16-VSB的符號(hào)包括4位，8-VSB包括3位，4-VSB包括2位，2-VSB包括1位。來自交錯(cuò)器的字節(jié)轉(zhuǎn)換成符號(hào)時(shí)必須MSB在先。根據(jù)圖2解釋了變換成16-VSB的過程。三個(gè)字節(jié)36A，36B，36C形成位流34。這三個(gè)字節(jié)也垂直地表示在圖2的中間部分，在頂部為最高有效位(MSB)。三個(gè)字節(jié)36A-C中的每一個(gè)被斷開成二個(gè)符號(hào)，成為38-43。符號(hào)38-39分別包含字節(jié)36A的4個(gè)最高有效位和4個(gè)最低有效位。同樣，符號(hào)40-43的內(nèi)容同字節(jié)36B-C有關(guān)。
圖3解釋對(duì)于8-VSB的從字節(jié)到符號(hào)的變換。這里，三個(gè)字節(jié)26A-C的各位越過字節(jié)邊界被分成三位的組。例如，在44A，44B和44C三組之一的符號(hào)44C處。對(duì)于4-VBS和2-VSB，符號(hào)用同樣方法形成。
表5顯示3符號(hào)的格局。幀標(biāo)題格局包括用戶數(shù)據(jù)，對(duì)所有調(diào)制進(jìn)制都是-8(邏輯0)和+8(邏輯1)。
表5<
<p>發(fā)送濾波器18(圖1)是一個(gè)具有20％滾降的平方根提升余弦濾波器。
源縮碼器14，信道編碼器16，發(fā)送濾波器18和調(diào)制器20的結(jié)構(gòu)細(xì)節(jié)已超過本發(fā)明的范圍，不再進(jìn)一步討論。
信道22可以是適合于電視、視頻、高保真度音頻或其它高比特率信號(hào)發(fā)送的任何信道，如光纖線路，同軸電纜，微波，衛(wèi)星等數(shù)字接收器將在下面作更詳細(xì)的說明，它包括第一解調(diào)器24，其輸出經(jīng)帶通濾波器21濾波。第二解調(diào)器27把它的輸入轉(zhuǎn)換成基帶，第二解調(diào)器27的輸出通過接收濾波器28。然后，信號(hào)相繼通過信道解碼器30，源解碼器32，最后進(jìn)入數(shù)據(jù)接收器35。通道解碼器30和源解碼器32倒轉(zhuǎn)原來分別在源縮碼器14和信通縮碼器16中完成的編碼過程。
在圖4中更詳細(xì)地顯示了數(shù)字接收器50的結(jié)構(gòu)。在更詳細(xì)、顯示在圖4a中的接收器前端23，射頻放大器52經(jīng)高通濾波器51耦合到信道22。射頻放大器52的輸出通過射頻衰減器53和低通濾波器54并由第一解調(diào)器24向下轉(zhuǎn)換成第一中間頻率，然后通過低通濾波器25。第一解調(diào)器24是大家熟悉的類型。它的頻率受電壓控制振蕩器33的控制，該壓控振蕩器由微處理器接口通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器37操作編程。第二解調(diào)器27把信號(hào)轉(zhuǎn)換成第二中間頻率，接著通過一高通濾波器29和另一放大器級(jí)31。放大器級(jí)31的輸出通過帶通濾波器21到第三個(gè)向下變頻器19(圖1)，把信號(hào)轉(zhuǎn)換成第三中間頻率，然后把信號(hào)傳給低通濾波器58。高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器60提供一輸出被定時(shí)恢復(fù)電路62使用，以確保模數(shù)轉(zhuǎn)換器60正確采樣。圖23顯示了模數(shù)轉(zhuǎn)換器60輸入端的信號(hào)頻譜圖。其中頻率和帶寬值以MHz表示。如果帶通濾波器21的通帶是載頻以下4.75MHz到載頻以上0.75MHz，且從載頻+0.75MHz到載頻+1.25MHz間存在一過渡頻帶，這個(gè)頻譜形狀就可以得到。如上討論的，用發(fā)送濾波器18的帶通脈沖形成去控制在數(shù)據(jù)Nyquist頻率(1.875MHz)處的滾降。濾波器63接收模數(shù)轉(zhuǎn)換器60的輸出，并把該信號(hào)變換成用復(fù)數(shù)基帶表示。濾波器63的輸出基本上是實(shí)數(shù)，信號(hào)中的DC偏置在DC移去器塊67中被移去。
載濾恢復(fù)電路64控制第二解調(diào)器27(圖4a)，以恢復(fù)正確的頻率和相位。自動(dòng)增益控制電路66經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換器55反饋到射頻衰減器53。自動(dòng)增益控制電路66和載波恢復(fù)電路64都被耦合到模數(shù)轉(zhuǎn)換器60的輸出。自適應(yīng)均衡器70同信道的各種惡化如反射和多徑傳輸作斗爭(zhēng)。
來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器60的主數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流由匹配濾波器濾波，該濾波器同發(fā)送濾波器18的響應(yīng)曲線相匹配。數(shù)據(jù)流亦在去交錯(cuò)器69中被去隨機(jī)化和去交錯(cuò)。然后，均衡后的信號(hào)受Reed-Solomon解碼并在糾錯(cuò)電路72中糾錯(cuò)。除了前端23外，接收器50基本上用大家熟知的方法由CMOS器件集成。
模數(shù)轉(zhuǎn)換器在許多應(yīng)用中需要快速而精確的比較器，而以CMOS實(shí)現(xiàn)的設(shè)計(jì)使這些應(yīng)用的集成成為使用外部支持的一種廉價(jià)替換辦法。應(yīng)用的一個(gè)例子是閃速模數(shù)轉(zhuǎn)換器(FADC)，在那里比較器的線性陣列把模擬電壓轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式。
CMOS比較器有低劣的增益特性，這種特性最終限制了比較器的速度，此外，折合到輸入端的失調(diào)電壓大，這限制了比較器的分辨率。
另一些問題是從無關(guān)電路經(jīng)電源和襯底來的開關(guān)噪聲及從采樣器件來的開關(guān)噪聲。這些問題通常通過使用平衡差分系統(tǒng)來解決。
大部分放大系統(tǒng)具有時(shí)間常數(shù)T和增益G。比較器的輸出演變通常用下面形式給出Vout＝G(Vin-Vref)(1-e-t/T)顯然，在經(jīng)過時(shí)間t以后，輸出只是由G和T決定。對(duì)于CMOS，為了使G足夠大，必定使T比較大，所以，輸入(Vin-Vref)小時(shí)，要化費(fèi)長(zhǎng)的時(shí)間才到達(dá)一明確限定的邏輯電平。這就限制了比較器的速度，尤其當(dāng)設(shè)計(jì)要求有精確度時(shí)，即要分辨小的(Vin-Vref)的時(shí)候。
在CMOS中最好的性能有正反饋獲得。這樣可以如所希望地給出大增益G及小T。其缺點(diǎn)是a)需要一采樣系統(tǒng)，因?yàn)檎答伿怯泻Φ?；b)需要兩個(gè)以上的元件，這樣增加了不匹配的概率。
折合到輸入的失調(diào)主要是由于用以實(shí)現(xiàn)比較器的晶體管的不匹配。晶體管所有的不匹配可以作為單個(gè)參數(shù)的不匹配而被模擬，通常該參數(shù)是閾值電壓Vt。在MOS晶體管中的電流方程給出如下I=βWLVds(Vgs-Vt-Vds2)]]>其中β是物理增益項(xiàng)；W/L是晶體管的寬度/長(zhǎng)度比；Vds是從漏到源的電壓；Vgs是從柵到源的電壓；以及Vt是閾值電壓，它是一物理特性。即使兩個(gè)晶體管是鄰近的，匹配得好，在同一襯底上，并且偏置電壓相同，也因?yàn)閂t不受控制而流過的電流不同。大致為700mV的Vt通常有+/-40mV的差異，尤其是在使用現(xiàn)成的標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝過程時(shí)。
圖5a中表示了比較器77的折合到輸入的失調(diào)。該折合到輸入的失調(diào)Vo78看來同輸入Vin串聯(lián)，它直接地影響Vin和基準(zhǔn)電壓Vref的比較。比較操作實(shí)現(xiàn)Vin+Vo-Vref的計(jì)算，若這個(gè)和為正，比較的結(jié)果給出邏輯‘1’，否則為邏輯‘0’。失調(diào)Vo78可以是正或負(fù)，因?yàn)椴黄ヅ淇梢允侨我环较虻模詫?duì)于邏輯‘1’必須保證Vin＞Vref+|Vo|，對(duì)于邏輯‘0’必須保證Vin＜Vref-|Vo|。失調(diào)電壓Vo78因此看來象是Vref為中心、大小為Vo的窗口，在該窗口中比較器的輸出不能保證是正確的。
作為例文，一個(gè)1V的峰到峰的輸入送到8位FADC，需要比較器成功地分辨至少一個(gè)LSB的差值。因?yàn)镕ADC求解到8位精度就有28即·256級(jí)。因此，F(xiàn)ADC必須能分辨到1V/256＝3.9mV。通常，現(xiàn)有的系統(tǒng)需要LSB電壓差的一半的分辨能力。使用兩個(gè)相鄰器件之間40mV的Vt不匹配例子及用二個(gè)晶體管的輸入級(jí)，這種比較是不能得到的，因?yàn)楸容^器不能正確地分辨小于40mV的差值。
通常解決辦法是使用使失調(diào)電壓Vo為零的系統(tǒng)，所使用的2個(gè)主要技術(shù)是a)利用系統(tǒng)中內(nèi)在的停機(jī)時(shí)間去訪問每個(gè)比較器，用附加電路故意偏離Vref。
b)通過使用負(fù)反饋及將電壓差耦合到被置零的輸入端，使失調(diào)電壓為零。這二種技術(shù)都有它們的缺點(diǎn)，方案(a)需要系統(tǒng)有定期的停機(jī)時(shí)間，且支持電路要很多。方案(b)需要采樣系統(tǒng)，因?yàn)?，使輸入成零需要時(shí)間。
本發(fā)明的比較器示于圖5b中。反相器76和79的具體實(shí)現(xiàn)并不重要，雖然假定反相器76、79具有大于1的小信號(hào)增益g。
比較器的操作分三階段說明在第1階段中，開關(guān)80，81，82，和83閉合，圖5b中的其它開關(guān)斷開。開關(guān)80驅(qū)使帶點(diǎn)X為電壓Vin。開關(guān)81驅(qū)使結(jié)節(jié)X為電壓Vref。開關(guān)82用負(fù)反饋連接反相器76，以保證輸入電壓和輸出電壓相同。這個(gè)電壓是Vth，即反相器76的閾值電壓，它同任何輸入失調(diào)無關(guān)。最后的效果是把零輸入給反相器76。開關(guān)83使反相器79為零。應(yīng)當(dāng)注意的是在Y和Y上的電壓并不一定相同。
在第2階段，開關(guān)84和85閉合，其它開關(guān)斷開。因?yàn)楣?jié)點(diǎn)Y和Y并未被激勵(lì)，所以由于電容器86、87的作用，將會(huì)出現(xiàn)分別在X和X上的電壓變化的某個(gè)分?jǐn)?shù)(接近1)。開關(guān)84驅(qū)使電壓Vref到節(jié)點(diǎn)X上，因此引起電壓(Vin-Vref)的變化。出現(xiàn)在Y上的電壓將是(Vin-Vref)的某個(gè)分?jǐn)?shù)，比方說f1(Vin-Vref)，這里f1接近1.0。開關(guān)85驅(qū)使電壓Vin到節(jié)點(diǎn)X上，因此使Vref-Vin電壓變化。出現(xiàn)在Y上的電壓將是(Vref-Vin)的某個(gè)分?jǐn)?shù)，比方說f2(Vref-Vin)，這里f2接近1.0。
反相器的小信號(hào)增益由下式給出Vout-Vth＝g(Vin-Vth)所以節(jié)點(diǎn)Q上的電壓將達(dá)到下面給出的值V-V1＝g1(f1(Vin-Vref)-V1)其中對(duì)反相器76來說，V1是零電壓；而在節(jié)點(diǎn)Q上的電壓將達(dá)到下面給出的值
V-V2＝g2(f2(Vref-Vin)-V2)其中對(duì)反相器79來說，V2是零電壓。
在第3階段，開關(guān)88和89閉合，而開關(guān)80，81，82，83，84和85斷開，為了便于理解操作，假設(shè)g1＝g2＝g，f1＝f2＝f及V1＝V2＝Vth。這樣近于正確但數(shù)學(xué)表示較為清楚。開關(guān)88和89以正反饋方式連接反相器76和79。在反饋開始之前所用的輸入電壓正好為(V-V)。
V-V＝gf(Vin-Vref-(Vref-Vin))＝2gf(Vin-Vref)假定f接近1.0，現(xiàn)在，放大器以正反饋方式連接，輸入幅度為2g(Vin-Vref)。在使用正反饋之前，初始信號(hào)已被放大2g倍。
該系統(tǒng)所包含用正反饋連接的反相器76、79具有折合到輸入的失調(diào)，但是如果設(shè)計(jì)者確使2g足夠大，則比較就可得到保證。
圖5b的電路是完全對(duì)稱，平衡和差動(dòng)的。它能拒絕接收任意共模方式的開關(guān)噪聲。按照1-3階段對(duì)開關(guān)的控制，可以用例如31計(jì)數(shù)器或3級(jí)移位寄存器完成。
圖6a是對(duì)應(yīng)于電路5D的CMOS電路，該CMOS電路被優(yōu)先使用，其中晶體管90-97代替了開關(guān)80、84、81、85、82、83、88、89；反相器76、76的具體實(shí)現(xiàn)如圖6b所示，其中反相器98包括-PMOS晶體管99和一個(gè)NMOS晶體管100。圖6a的CMOS電路最好被包含在接收器50的集成電路中，P1-P3的開關(guān)控制值如下
P1＝高 階段1 P2＝P3＝低P2＝高 階段2 P1＝P3＝低P3＝高 階段3 P1＝P2＝低定時(shí)恢復(fù)為了正確地檢測(cè)從模數(shù)轉(zhuǎn)換器60(圖4)出現(xiàn)的采樣信號(hào)中的接收數(shù)據(jù)，必須正確地遵守接收信號(hào)時(shí)序。圖53顯示了控制模數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣定時(shí)的部分接收器的方塊圖，圖54詳細(xì)地顯示定時(shí)恢復(fù)器部分。
根據(jù)圖53和圖23的描述，接收信號(hào)的樣本X(t)，以每秒15兆的采樣信號(hào)出現(xiàn)在模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出，該采樣信號(hào)具有5.625MHz的載頻且在1.875MHz的數(shù)據(jù)Nyquist頻率上滾降。模數(shù)轉(zhuǎn)換器60的輸出被分開，每個(gè)分支被乘以周期信號(hào)，以分別提供信號(hào)的同相(實(shí)數(shù))和正交(虛數(shù))分量Itr和Qtr。這兩個(gè)分量已經(jīng)從第三中間頻率向下變頻，以使數(shù)據(jù)的Nyquist頻率(1.875MHz)已下移到0Hz(DC)。定時(shí)恢復(fù)塊62接收Itr和Qtr輸入信號(hào)，輸出數(shù)字誤差信號(hào)，該數(shù)字誤差信號(hào)表示傳輸信號(hào)的速率和用于對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行最初采樣的速率之差。定時(shí)恢復(fù)塊62還輸出一個(gè)鎖定檢測(cè)信號(hào)1130到鎖定檢測(cè)電路1064，其操作將進(jìn)一步在下面敘述。數(shù)字誤差信號(hào)由數(shù)模轉(zhuǎn)換器1060轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)。模擬信號(hào)被送到電壓控制晶體振蕩器1062，以控制在模數(shù)轉(zhuǎn)換器60中信號(hào)的采樣頻率。
如圖54所示，系統(tǒng)的時(shí)序恢復(fù)電路中，提供延時(shí)反饋回路1102和1104。同相和正交信號(hào)分量Itr和Qtr首先被放大器1106和1108衰減，每個(gè)放大器以1/256的增益放大信號(hào)分量。延遲反饋回路1102和1104用255/256的增益放大衰減的信號(hào)分量并如圖示對(duì)信號(hào)分量延遲一個(gè)周期。這樣操作使定時(shí)恢復(fù)主要取決于信號(hào)過去的歷史，同時(shí)也保持多少取決于信號(hào)當(dāng)前的狀態(tài)，因而提供了同相和正交信號(hào)分量Itr和Qtr的低通濾波后的變體。
結(jié)果分量下一步互相在乘法器1110相乘。這樣，產(chǎn)生了信號(hào)ItrQtr1113，它同符號(hào)速率和被使用過的采樣頻率之間的頻率差的正弦成正比。信號(hào)ItrQtr1113直接地作為鎖定檢測(cè)信號(hào)1130被輸出。同時(shí)，信號(hào)ItrQtr1113被加到一比例積分回路濾波器1111。在比例積分回路濾波器1111中，該結(jié)果被加到兩個(gè)選擇的增益放大器1112和1114，這二個(gè)放大器可用作穩(wěn)態(tài)增益值和穩(wěn)態(tài)增益值交替地操作。因此，比例積分回路濾波器1111的積分一邊的增益在向信號(hào)時(shí)序“鎖定”的搜索階段通過選擇器1116被轉(zhuǎn)換成tmr_i_gain_ac。一旦獲得同步，選擇器1116把增益轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定狀態(tài)值tmr_i_gain_run。過程也在濾波器的比例一邊并行地發(fā)生，因?yàn)榉糯笃髟鲆嫱ㄟ^選擇器1118被在搜索增益tmr_p_gain_ac與穩(wěn)態(tài)增益tmr_p_gain_run之間轉(zhuǎn)換。
在比例積分回路濾波器的比例一邊上的信號(hào)不積分地被放大并向前傳送。而濾波器的積分一邊上的信號(hào)被積分并送到加法器1120，以同比例增益放大器產(chǎn)生的信號(hào)相結(jié)合。通過加法器1120而重新結(jié)合這兩個(gè)信號(hào)作為9位誤差信號(hào)1132輸出，然后在sigma_delta調(diào)制器1134中被sigma_delta調(diào)制，以形成單個(gè)位的輸出TCTRL 1136。輸出TCTRL 1136經(jīng)低通濾波器1138濾波并提供給電壓控制振蕩器1062的輸入端。
鎖定條件由濾波器的未處理鎖定檢測(cè)信號(hào)1130檢測(cè)，其操作順序由鎖定檢測(cè)電路1064執(zhí)行，將鎖定檢測(cè)電路作為狀態(tài)機(jī)來實(shí)現(xiàn)。下面的C碼程序段是該狀態(tài)機(jī)的操作的說明。
<pre listing-type="program-listing"><![CDATA[ if(clock_count＝＝0) } count＝0； irr_val＝0； lock＝False； { if((clock_count％8192)＝＝0) count++； /*irr_val is the average error*/ iir_val＝err+irr_val-(irr_val＞＞13)； if((abs(iir_val)＞pow(2，(tmr_lock_value+1))) count＝0； of(count＞tmr_lock_time) lock＝True；]]></pre>一旦檢測(cè)到鎖定條件，比例積分回路濾波器1111從“搜索”狀態(tài)方式改變?yōu)殒i定的狀態(tài)。在“搜索”狀態(tài)中，“搜索”增益值tmr_i_gain_ac和tmr_p_gain_ac已經(jīng)用過，在鎖定狀態(tài)中“運(yùn)行”增益值tmr_i_gain_run和tmr_p_gain_run被使用。搜索狀態(tài)更適合寬帶情況，例如，接收器剛剛接通或通道選擇器剛剛轉(zhuǎn)換。鎖定狀態(tài)在穩(wěn)定狀態(tài)已經(jīng)得到時(shí)使用，即信號(hào)已被鎖上，已經(jīng)使對(duì)時(shí)序恢復(fù)更精細(xì)的窄頻帶控制成為可能。
在比例積分回路濾波器中所用的增益值應(yīng)該這樣選擇給定電壓控制晶體振蕩器及外部模擬低通濾波器的特性和輸入信號(hào)幅度之后，能提供所需的回路自然頻率ωn和衰減因子Zeta(ξ)的值。載波恢復(fù)載波恢復(fù)的操作，相位和頻率鎖定，在模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出信號(hào)的離散時(shí)間采樣上實(shí)現(xiàn)。這些功能通過由圖4所示的載波恢復(fù)塊64實(shí)現(xiàn)。
載波恢復(fù)和鎖定功能可以用類似于用于定時(shí)恢復(fù)操作的硬件來實(shí)現(xiàn)。圖48是載波恢復(fù)塊64的方塊圖，該載波恢復(fù)塊被用在本發(fā)明的接收系統(tǒng)中。正如圖48所明顯表示，載波恢復(fù)塊64從模數(shù)轉(zhuǎn)換器1204接收速率為每秒15兆個(gè)樣本寬度為8位的脈沖串形式的輸入，并提供10位寬數(shù)據(jù)信號(hào)形式的輸出到數(shù)模轉(zhuǎn)換器1206。數(shù)模轉(zhuǎn)換器1206的輸出經(jīng)低通濾波器1208低通濾波，然后提供一控制信號(hào)給電壓控制振蕩器1210。電壓控制振蕩器1210依次又用在圖4和圖4a所示的正在輸入的模擬信號(hào)的下變頻處理中。
用來實(shí)現(xiàn)載波恢復(fù)塊功能的方塊是下變頻器1212，頻率和相位鎖定回路(FPLL)1214，及sigma_delta調(diào)制器1216。
下變頻在載波恢復(fù)塊64(圖48)內(nèi)部完成從第三中間頻率到基帶的下變頻。下變頻用類似于匹配濾波器所用的方式實(shí)現(xiàn)，參照?qǐng)D42-46敘述如下。每秒15兆個(gè)樣本的模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)1204的連續(xù)脈沖以超外差方式與代表5.625MHz周期函數(shù)的復(fù)數(shù)系數(shù)相乘，將該信號(hào)下變頻到基帶。得到的基帶的同相和正交分量Icr和Qcr被送到頻率和相位鎖定回路1214。
頻率和相位鎖定回路頻率和相位鎖定回路1214對(duì)8位的同相和正交信號(hào)分量Icr和Qcr操作，以產(chǎn)生一14位寬的輸出信號(hào)到sigma_delta調(diào)制器1216。sigma_delta調(diào)制器1216依次又輸出10位寬信號(hào)到數(shù)模轉(zhuǎn)換器1206以控制電壓控制振蕩器1210。10位寬的數(shù)模轉(zhuǎn)換器1206的使用允許，在控制電壓控制振蕩器1210中獲得相當(dāng)高的精度。為了操作本發(fā)明的接收器，較低的精度有可能是足夠的，甚至是希望的。在這種情況下，僅僅把sigma_delta調(diào)制器的輸出的較高位連到數(shù)模轉(zhuǎn)換器而不用最低有效位，就可以使較少位輸入的數(shù)模轉(zhuǎn)換器工作。另外，不輸出給數(shù)模轉(zhuǎn)換器的那些最低位能用在sigma_delta調(diào)制器1216的反饋回路中。
圖49是頻率和相位鎖定回路1214的方塊圖。如圖所示，信號(hào)的“實(shí)數(shù)”即同相分量加到無限沖激響應(yīng)(IIR)濾波器1220，而信號(hào)的虛數(shù)即正交分量直接加到乘法器上。無限沖激響應(yīng)濾波器1220用作實(shí)信號(hào)分量通路中的低通濾波器，使濾波器濾掉二次諧波，該二次諧波在超外差下變頻后保存下來。從無限沖激響應(yīng)濾波器1220的輸出，僅僅信號(hào)的符號(hào)信息仍然重要。然后，符號(hào)信號(hào)經(jīng)“與”門1222被選通到乘法器1224以產(chǎn)生信號(hào)P(t)，P(t)的值是“虛數(shù)”或“負(fù)虛數(shù)”中的一個(gè)。然后，所得到的信號(hào)P(t)加到比例積分回路濾波器1226。
比例積分回路濾波器1226的操作與時(shí)序恢復(fù)塊中所敘述的比例積分回路濾波器1111的操作相同。比例積分回路濾波器1226有比例的一邊，其中信號(hào)P(t)被系數(shù)P1或P2乘。比例積分回路濾波器1226亦有積分的一邊，其中信號(hào)P(t)被另一系數(shù)I1或I2乘，然后經(jīng)過由延遲單元加上加法器組成的反饋回路被積分。從比例積分回路濾波器1226的比例和積分這兩邊得到的兩部分信號(hào)相加的和形成了輸出1230，該輸出被傳送到sigma_delta調(diào)制器1216。
比例積分回路濾波器1226構(gòu)造得能以兩種不同方式操作。在第一種方式中，比例積分回路濾波器1226用來鎖定到所接收的載波頻率上，在這種方式中，常數(shù)系數(shù)I1和P1用來調(diào)諧接收器到接近的頻率范圍，直到檢測(cè)出頻率鎖定。在第一種方式中，實(shí)信號(hào)分量的符號(hào)1232經(jīng)“與”門送到乘法器1224。
在檢測(cè)出鎖定后，比例積分回路濾波器1226以第二種方式工作，便更精細(xì)地調(diào)整到調(diào)諧頻率，在第二種(精細(xì))調(diào)整方式中，常數(shù)系數(shù)I2或P2用來輸入給乘法器。然而，在第二種方式中，信號(hào)分量的符號(hào)不通過“與”門1222送出，在這方式中用不到符號(hào)。
在本離散時(shí)間信號(hào)濾波實(shí)施例中，常數(shù)系數(shù)I1、I2、P1和P2是離散時(shí)間脈沖序列，它們?cè)诮油娫磿r(shí)被默認(rèn)為預(yù)先確定的序列。但可通過所連接的數(shù)字設(shè)備的操作而改變，因此，這些系數(shù)有被改變的可能性，以調(diào)到適合不同的條件。
sigma_delta調(diào)制器sigma_delta調(diào)制器1216從頻率和相位鎖定回路1214接收15位輸入SDIN(140)，并向數(shù)模轉(zhuǎn)換器1206輸出一10位寬的信號(hào)。在sigma_delta調(diào)制器1216的頭部，加法器1254產(chǎn)生一16位寬的輸出。該16位的輸出被送到限位器1262內(nèi)，當(dāng)16位數(shù)超過14位數(shù)能力時(shí)，該限位器飽和，輸出限制后的14位數(shù)。得到的14位流[130]然后被分成兩部分10個(gè)最高有效位被直接送入數(shù)模轉(zhuǎn)換器1206，而4個(gè)最低有效位經(jīng)過延遲單元1266被反饋給加法器1254。
圖49和52中顯示了本發(fā)明的載波恢復(fù)塊的另一個(gè)特點(diǎn)，萬一比例積分回路濾波器1226不能鎖定到接收的中間頻率信號(hào)的頻率上，加法器1260可用來將離散的頻移值HOP(30)加給比例積分回路濾波器1226中的當(dāng)前頻率值SDIN 1258的5個(gè)較高位。然后，加法器1260的輸出HOPPED(40)1252經(jīng)在sigma_delta調(diào)制器輸入處的加法器1254同10個(gè)較低的當(dāng)前頻率位SDIN(90)重新組合。
去隨機(jī)化去隨機(jī)化在模數(shù)轉(zhuǎn)換器60的輸出上實(shí)現(xiàn)。(圖4)它同上面討論的傳輸之前實(shí)現(xiàn)的隨機(jī)化相反。圖41是解擾頻器820的方塊圖，它把符號(hào)裝成字節(jié)并對(duì)它們?nèi)ルS機(jī)化。所實(shí)現(xiàn)的解擾功能同上面所討論的傳輸之前實(shí)現(xiàn)的隨機(jī)化相反。4位移位寄存器822的輸出同隨機(jī)化序列824相“異或”。其輸出有條件地移位到串-并移位寄存器826，從而，當(dāng)符號(hào)被打包成輸出字節(jié)時(shí)使在8-VSB，4-VSB和2-VSB中不需要的位能被排除。去交錯(cuò)器69(圖4)處理去隨機(jī)化后的輸出。
去交錯(cuò)器正如上面根據(jù)表1所討論的，在信道上的數(shù)據(jù)是16路交錯(cuò)的，以便改進(jìn)突發(fā)錯(cuò)誤性能。這樣，16個(gè)錯(cuò)誤字節(jié)(32個(gè)字符)的突發(fā)錯(cuò)誤在16個(gè)信息包中將引進(jìn)單字節(jié)錯(cuò)誤。由下文披露的糾錯(cuò)電路72(圖4)能適應(yīng)208個(gè)字節(jié)信息包中10個(gè)錯(cuò)誤字節(jié)。因此，去交錯(cuò)器同糾錯(cuò)電路72相結(jié)合能適應(yīng)弧立的32×10個(gè)符號(hào)的突發(fā)錯(cuò)誤。
去交錯(cuò)器69用圖16-21解釋。圖21是一高層次的原理圖。RAM300，即去交錯(cuò)器電路的方塊458中的一個(gè)部件，更詳細(xì)地示于圖16中。圖17是說明RAM 300中讀寫周期的時(shí)序圖。RAM 300的尋址電路由圖18和19說明。RAM 300的操作方式的控制參照?qǐng)D20來討論。
去交錯(cuò)緩沖器重新裝配來自己交錯(cuò)的數(shù)據(jù)流的信息包。去交錯(cuò)根據(jù)16-VSB傳輸方案和用圖16討論，但它同其它VSB進(jìn)制相類似。每一數(shù)據(jù)幀裝有N個(gè)交錯(cuò)塊的有效負(fù)載，其中每個(gè)交錯(cuò)塊是16個(gè)信息包，即208×16＝3328個(gè)字節(jié)長(zhǎng)。對(duì)于16-VSB N＝20，對(duì)于8-VSB N＝15，對(duì)于4-VSB，N＝10，而對(duì)于2-VSB N＝5。
數(shù)據(jù)在操作中首先用與上面所討論的幀標(biāo)題中發(fā)送的31幀同步符號(hào)序列相關(guān)的方法同步。一旦這些數(shù)據(jù)被識(shí)別，在所希望的間隔時(shí)間上對(duì)幀同步序列檢查，以確保數(shù)據(jù)流的完整性。
已交錯(cuò)已去隨機(jī)化的數(shù)據(jù)塊被讀入內(nèi)部RAM緩沖器，該內(nèi)部RAM緩沖器的元件概括地示于300。去交錯(cuò)器只需要一個(gè)3328字節(jié)的RAM，因?yàn)椋缫韵逻M(jìn)一步說明的，當(dāng)數(shù)據(jù)正在從RAM 300中被讀出時(shí)，來自相繼的交錯(cuò)塊的新數(shù)據(jù)正在被寫到同一位置，這是本發(fā)明的一個(gè)方面。這種解決方法幾乎將所需的芯片上的RAM數(shù)量減至最少，代價(jià)是需要稍為復(fù)雜的尋址方案。而RAM的進(jìn)一步減少只能以明顯增加控制結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性為代價(jià)，而且得益極小。
RAM 300可按128列乘208行組織，并使用6T的單元和再生的讀出放大器/預(yù)充電電路。行譯碼器305可通過附加的預(yù)解碼器310加以簡(jiǎn)化。每列有它自己的讀出放大器。一個(gè)列多路器(未示出)置在各讀出放大器之后。時(shí)序由8周期的狀態(tài)機(jī)控制，這個(gè)狀態(tài)機(jī)是硬連線的，以實(shí)現(xiàn)讀修改寫周期。并未使用模擬定時(shí)脈沖發(fā)生器或重疊/部分重疊的電路。
RAM需要5個(gè)定時(shí)選通，這些選通的說明參照?qǐng)D16和17。EQVATE選通325的輸出在圖17中標(biāo)為350a。本周期通過將位線312短接到非位線314而被初始化。選通DRIVE WL 316表示為線350b，它使能行解碼器305去驅(qū)動(dòng)一個(gè)字線318為高。EQVATE選通325不同選通DRIVEWL 316重疊，這是很重要的；因此它們被相隔一個(gè)時(shí)鐘。否則，因?yàn)楸辉L問的單元正在驅(qū)動(dòng)已被相等的線312，314，數(shù)據(jù)可能是不可靠的。地址必須保持到選通DRIVE WL 316被移去之后，以使其它線不因正在改變地址而變得不可靠。選通SENSE 315不應(yīng)該被使能，直到字線已被確認(rèn)得足夠長(zhǎng)久，以形成合理的差異。如果選通SEN-SE 315被使能得太早，它會(huì)有不正確地翻轉(zhuǎn)和使數(shù)據(jù)不可靠。
因?yàn)橛谐湓５臅r(shí)間可用，所以時(shí)序發(fā)生器是一個(gè)簡(jiǎn)單的8周期Gray碼計(jì)數(shù)器。它的主要輸出(示于圖17中)被解碼以控制RAM的時(shí)序選通。
標(biāo)準(zhǔn)行解碼器305由6輸入“與”門建成，它使行數(shù)限制為64，然而RAM 300需要208行。再加兩個(gè)輸入到“與”門會(huì)使字線驅(qū)動(dòng)器難于以所希望的單元高度的間距(cell height pitch)布置。為此，在預(yù)解碼器310中使用了預(yù)解碼。以NOTA0“與”NOTA1，NOTA0“與”A1，A0“與”NOTA1，A0“與”A1為總線，而不以A0，NOTA0，A1，NOTA1為總線送到所有的字線驅(qū)動(dòng)器。現(xiàn)在每個(gè)字線驅(qū)動(dòng)器連到每4組中一個(gè)上，而在那個(gè)簡(jiǎn)單情況下，它連到每4組中的二個(gè)上?，F(xiàn)在，每個(gè)字線驅(qū)動(dòng)器只需要是4輸入“與”門。
參考圖18對(duì)地址的發(fā)生作更詳細(xì)的說明。根據(jù)本發(fā)明的尋址方案，在RAM 300中的地址這樣選擇，使相繼的選擇在位置上相差一個(gè)叫做“跨距”的間隔開始的跨距值為1。在左邊，方塊360是一個(gè)加法器，它把跨距加到當(dāng)前的地址上?？缇鄰募拇嫫鱏TRIDE REG[110]364輸入。方塊360的輸出提供給減法器362，去減常數(shù)BLOCKSIZE-1，形成結(jié)果T[110]，標(biāo)號(hào)為366，如果減法器的結(jié)果366小于零，將有進(jìn)位出，該進(jìn)位出被用于選擇數(shù)值是否大于BLOC-KSIZE-1。如果該數(shù)值大于BLOCKSIZE-1，減法的結(jié)果T[110]被用來形成下一個(gè)地址。否則，加法器360的結(jié)果367用來形成下一個(gè)地址。多路器368用作選擇加法器還是減法器的輸出。在加法器輸出等于BLOCKSIZE-1的特殊情況下，這相當(dāng)于是塊內(nèi)的最后地址，組合邏輯370檢測(cè)到這種情況并強(qiáng)使選擇加法器的輸出。地址值鎖存在鎖存器378中，還鎖存在被窺探的鎖存器380，382中。這些被窺探的鎖存器只用于芯片的測(cè)試。加法器的輸出決不會(huì)大于塊大小的兩倍。這是因?yàn)樽畲蟮刂分凳荁LOCKSIZE-1，寄存器STRIDE REG[110]364的最大值是BLOCKSIZE-1，所以它們的和受到限制。這意味著模運(yùn)算操作可容易地通過減零或減BLOCKSIZE-1實(shí)現(xiàn)。
保持在STRIDE REG[110]364中的跨距值的形成參照?qǐng)D19解釋。信號(hào)ACCEPT BLOCK 392在每個(gè)塊的最后被形成，該信號(hào)使STRIDEREG[110]364被用新的跨距值更新。在一塊數(shù)據(jù)正被讀出的同時(shí)，一個(gè)新的跨距值同時(shí)在統(tǒng)稱為390的電路中產(chǎn)生。ACCEPT BLOCK392觸發(fā)簡(jiǎn)單計(jì)數(shù)器狀態(tài)機(jī)的操作，該狀態(tài)機(jī)包括鎖存器394，396。這就僅僅計(jì)數(shù)4次。在每塊已經(jīng)被處理后，跨距值被乘以16(交錯(cuò)深度)，而這已經(jīng)通過將其值左移4次加以實(shí)現(xiàn)。鎖存器394，396的目的僅僅是計(jì)數(shù)4個(gè)周期。在每個(gè)周期，寄存器NEXTS-REG[110]398的值，即鎖存器400的值，被乘以2，即左移一位并保持在寄存器NEXTS-REG[100]404中。多路器406選擇寄存器NEXTS-REG[100]404或寄存器T[118]NEXTS-REG[60]402。后者代表減法器的輸出并包括左移值-(BLOCKSIZE-1)以更新寄存器NEXTS-REG[110]398。這個(gè)加倍和有條件的減BLOCKSIZE-1的周期被執(zhí)行4次，最后的結(jié)果，在完成4個(gè)周期后，是在總線上的STRIDEREG[110]364的新值，它等于寄存器STRIDEREG[110]364按模(BLOCKSIZE-1)計(jì)算的當(dāng)前值的16倍。
在RAM 300中的讀寫修改操作的控制用下面C語言程序段解釋。
<pre listing-type="program-listing"><![CDATA[ full＝empty＝(addr＝＝3327)； unexpected_eof＝(eof && ！full)； switch(state) { fillingif(full)next_state＝running； break； runningif(change_channel)next_state＝emptying； break； emptyingif(empty)next_state＝filling； break； } if(unexpected_eof)||(filling && change_channel)) { next_state＝filling； next_stride＝1； next_addr＝0； }.]]></pre>
初始時(shí)RAM 300是空的，且狀態(tài)是充填。在充填緩沖器期間消耗輸入數(shù)據(jù)，但并不形成任何輸出。當(dāng)?shù)谝粔K已被讀入時(shí)，地址已達(dá)到值3227，“滿”選通線(未示出)被確定。然后狀態(tài)改變?yōu)檫\(yùn)行。這里在來自后讀塊的數(shù)據(jù)被消耗的同時(shí)，去交錯(cuò)的數(shù)據(jù)從RAM 300輸出。運(yùn)行狀態(tài)繼續(xù)存在直到出現(xiàn)信通變化。在那個(gè)時(shí)刻RAM 300被允許讀出，直到當(dāng)前交錯(cuò)塊結(jié)束。狀態(tài)變成出空且數(shù)據(jù)被讀出，直到交錯(cuò)塊結(jié)束。在出空狀態(tài)期間，沒有更多數(shù)據(jù)被消耗。
狀態(tài)邏輯的工作亦可以根據(jù)圖20來理解，該圖表示包含在塊456(圖21)內(nèi)的邏輯網(wǎng)路。當(dāng)前狀態(tài)被存貯在鎖存器420，422內(nèi)，其編碼示于表6。
表600 充填01 運(yùn)行10 出空11 保留信號(hào)CONSUMING 426和PRODUCING 426通過對(duì)邏輯網(wǎng)絡(luò)428，430(圖20)中這些狀態(tài)的譯碼而產(chǎn)生。
現(xiàn)在參看圖21，該圖表示完整的去交錯(cuò)塊69(圖4)。鎖存模塊450鎖存進(jìn)入的交錯(cuò)數(shù)據(jù)。塊452是地址產(chǎn)生塊，它還產(chǎn)生如前所述的控制信號(hào)CONSUMING 426和PRODUCING 424。信號(hào)PRODUCING 424用來產(chǎn)生輸出有效信號(hào)OUT VALID 454信號(hào)CONSUMING 426用來使能輸入鎖存模塊450。地址總線ADDR REG 460寫數(shù)據(jù)總線462，和由塊456產(chǎn)生的控制選通EQUATE 325、DRIVEWL 316、SENSE 315、NONS-ENSE 317、WRITESTROBE 321、READSTROBE 323控制包含RAM 300的包括RAM 300的存儲(chǔ)器核芯塊458，該RAM 300已在前面說明過。塊464是簡(jiǎn)單的8周期計(jì)數(shù)器，該計(jì)數(shù)器的輸出在塊456中被譯碼，以產(chǎn)生控制存儲(chǔ)器核芯塊458所需的6個(gè)選通。塊466是輸出數(shù)據(jù)鎖存器。
再一次參考圖17和21，在選能DRIVEWL 316和保持在地址總線ADDR REG 460上的地址被確認(rèn)的同時(shí)，選通READSTROBE-323和WRITESTROBE 321被確認(rèn)，其結(jié)果是順序地產(chǎn)生去交錯(cuò)數(shù)據(jù)OUT-DATA 455及消耗來自和送到存儲(chǔ)器核芯塊458的RAM 300中同一地址的交錯(cuò)數(shù)據(jù)462。
自動(dòng)增益控制自動(dòng)增益控制電路66(圖4)是回路的一部分，該回路包括位于解調(diào)器的射頻部分中的可變?cè)鲆娣糯笃?。有一輸?AGC引腳)以反饋誤差。自動(dòng)增益控制電路66的工作是調(diào)整信號(hào)增益直到輸入數(shù)據(jù)的平均絕對(duì)值收斂在所設(shè)置的電平上。自動(dòng)增益控制電路的工作結(jié)合圖26和27被更詳細(xì)地解釋。
正如下面參考接收器50的工作說明的，自動(dòng)增益控制電路66在取平均值方式下及在訓(xùn)練方式下工作。在該取平均值方式下，輸出以對(duì)整個(gè)輸入波形的平均值的先有知識(shí)為基礎(chǔ)，而在訓(xùn)練方式下則不然。在平均方式或訓(xùn)練方式中工作是基本相同的，僅是分別用了不同的常數(shù)agc_av_gain 604和agc_train gain 606，所用的常數(shù)由多路器608中的方式信號(hào)602選擇絕對(duì)值塊610取輸入數(shù)據(jù)614的絕對(duì)值。在最好為16位寄存器的積分器寄存器INTEG-D 672(圖27)中的值被更新如下agc_value＝agc_value+(((abs(data)_bias)＞＞gain)+1)＞＞1這里bias是agc_av_bias 618或agc_train_bias 620，由多路器616中的方式信號(hào)602選擇，gain則是agc_av_gain 604或agc_train_gain 606，這取決于方式。
agc_value寄存器的頂端11位被用于sigma_delta電路624和鎖定檢測(cè)電路626。一位sigma_delta調(diào)制的自動(dòng)增益控制輸出628最好用適當(dāng)?shù)哪M濾波器(未示出)在外部濾波。自動(dòng)增益控制輸出628可以通過設(shè)置agc_invert位(見下面的信號(hào)和寄存器部分)被反相。在取平均值方式期間，所有輸入數(shù)據(jù)被用于自動(dòng)增益控制電路66。在訓(xùn)練方式期間，自動(dòng)增益控制電路66僅在處理幀標(biāo)題頭時(shí)被使能；然而自動(dòng)增益控制電路628始終保持有效。
一旦信道改變，鎖定信號(hào)631被設(shè)置為假。鎖定檢測(cè)電路的操作用下面程序段描述<pre listing-type="program-listing"><![CDATA[if(clock_count＝＝0) { count＝0； latched_val＝0； lock＝False } if((clock_count％4096)＝＝0) count++ agc_val＝agc_value＞＞5 if((abs(latched_val-agc_val)＞(agc_lock_value＜＜2)) { latched_val＝agc_val； count＝0； } if(count＞agc_lock_time) lock＝True]]></pre>
這里的cLock_count是T/2時(shí)鐘周期的計(jì)數(shù)值，agc_Lock_value和agc_Lock_time是有關(guān)寄存器的值。
現(xiàn)在參照?qǐng)D27和28說明方塊610及它的等效表示，方塊652(圖27)的工作。輸入數(shù)據(jù)以15MHz被時(shí)鐘打入寄存器630中并被保存在鎖存器632中。線634按照鎖存器632中輸入數(shù)據(jù)的符號(hào)位被驅(qū)動(dòng)并且被用作多路器636的選擇器。如果符號(hào)位是正，則線638被選擇。結(jié)果產(chǎn)生同輸入寄存器630的內(nèi)容相同的輸出642。如果符號(hào)位是負(fù)，大小在塊644中被變換并合適地舍入，然后通過多路器636。
根據(jù)方式信號(hào)602，從塊646的輸出642中減去偏置值。該值是平均偏置或訓(xùn)練偏置值。偏置已調(diào)節(jié)的數(shù)據(jù)648的輸出的定標(biāo)發(fā)生在標(biāo)度塊650中。然后，已定標(biāo)的數(shù)據(jù)輸入到積分器672，在那里它被初始地四舍五入。所得的部分?jǐn)?shù)據(jù)被加上，以產(chǎn)生自動(dòng)增益控制電平，該自動(dòng)增益控制電平在塊654中可選擇加以反相。參考圖29，積分后的數(shù)據(jù)亦饋送到sigma_delta塊656，相應(yīng)于圖29中的區(qū)域664，在那里，該積分后的數(shù)據(jù)被截位并形成一位的誤差信號(hào)，表示調(diào)制的sigma_delta輸出的MSB。然后，誤差信號(hào)送到1位數(shù)模轉(zhuǎn)換器660，數(shù)模轉(zhuǎn)換器660的輸出的脈沖整形在無限沖激響應(yīng)濾波器662中完成。誤差信號(hào)被反饋去調(diào)整放大器52(圖4)的增益。
sigma_delta塊656更詳細(xì)地示于圖30中，其中積分器輸出674的LSB被保持在鎖存器676中，在加法器678中，該LSB被加到截位的積分器輸出，以輸出-10位的結(jié)果680。
自動(dòng)增益控制電路66(圖4)的附加功能是提供一信號(hào)，表示鎖定在信道信號(hào)上已有效地得到實(shí)現(xiàn)。這可以用在圖31中更詳細(xì)表示的鎖定檢測(cè)電路626(圖26)實(shí)現(xiàn)。以前的積分?jǐn)?shù)據(jù)輸出674保持在鎖存器682中。在減法器684中它被從當(dāng)前的積分?jǐn)?shù)據(jù)輸出674減去。差值685的絕對(duì)值在塊686中確定，這同上面參照塊610(圖26)所述的確定相似。在減法器688中用這個(gè)結(jié)果減一常數(shù)，從而形成誤差信號(hào)690。當(dāng)確定已發(fā)生如上所述的收斂時(shí)，鎖氣就已經(jīng)完成。
匹配/Nyquist濾波器再一次參照?qǐng)D4，一匹配濾波器63置于模數(shù)轉(zhuǎn)換器60之后的接收信號(hào)的通路中，濾波器63稱為匹配濾波器，因?yàn)樗捻憫?yīng)同發(fā)送器中同樣濾波器的響應(yīng)相匹配。因此，對(duì)于可得到的頻帶變度有最大信號(hào)噪聲比(SNR)。濾波器63并稱Nyquist濾波器，因?yàn)樗木C合響應(yīng)和發(fā)送濾波器18的響應(yīng)都服從Nyquist準(zhǔn)則，即綜合響應(yīng)的傅里葉變換滿足關(guān)系式1TΣ-∞+∞P(jω-jm2ΠT)=1]]>如果要濾波器提供零的符號(hào)間干擾，必須服從Nyquist準(zhǔn)則。只要具有匹配的并滿足Nyquist準(zhǔn)則的響應(yīng)，匹配濾波器就提供一高SNR的信號(hào)響應(yīng)。
現(xiàn)在參考圖4和42，本發(fā)明的匹配濾波器完成幾個(gè)功能。首先，在塊1074中，它對(duì)接收脈沖整形，以使符號(hào)間干擾最小。在匹配濾波器63將SNR至少保持與所接收的SNR一般高的同時(shí)實(shí)現(xiàn)這個(gè)功能。其次，匹配濾波器63將從模數(shù)轉(zhuǎn)換器60接收到的信號(hào)，從中間頻率下變頻到為復(fù)數(shù)基帶，即從5.625MH降到0HZ。第三，在塊1075中，匹配濾波器63減少待送出作進(jìn)一步處理用的樣本數(shù)目，因?yàn)樗愿哂谧钚yquist采樣率的采樣率從模數(shù)轉(zhuǎn)換器接收輸入信號(hào)，然后它有選擇地消除樣本的一部分以提供每個(gè)符號(hào)正好含有一個(gè)樣本的信號(hào)。
Nyquist脈沖整形正如前述，優(yōu)先的發(fā)送系統(tǒng)包括一個(gè)濾波器63，它對(duì)接收信號(hào)脈沖整形，使它們幅度的時(shí)間特性對(duì)于脈沖在其上傳送的信道為最佳。已發(fā)現(xiàn)的最佳傳送形狀是提升的余弦脈沖。這種脈沖整形的應(yīng)用使周期波形的每一個(gè)周期中能具有兩個(gè)脈沖。為了在可用的頻帶寬度上保留最大SNR而不增加采樣率，在接收系統(tǒng)中必須配有相同特性的濾波器，即匹配濾波器。然而，因?yàn)榘l(fā)送器和接收器都有這樣的匹配濾波器，由發(fā)送器和接收器的濾波器所實(shí)現(xiàn)的整形的綜合必須等于提升的余弦脈沖。因此，發(fā)送器和接收器各自包含一個(gè)具有平方根提升余弦脈沖響應(yīng)的“匹配”Nyquist濾波器。平方根提升余弦脈沖濾波器的例子由下列方程的時(shí)間響應(yīng)函數(shù)給出h(t)=f(t)=4αΠT·cos((1+α)Πt/T)+Tsin((1-α)Πt/T)/(4αt)1-(4αt/T)2]]>匹配濾波器63亦進(jìn)行下變頻，把模數(shù)轉(zhuǎn)換器和其前面的處理塊所用的中間頻率降到基帶頻率。下變頻用超外差法實(shí)現(xiàn)，該方法將中頻脈沖序列與遵從相同(載波)頻率，5.625MHz，的復(fù)數(shù)周期函數(shù)的脈沖序列相乘。即，中頻的脈沖序列與遵從exp(-j2π×5.625×106×t)的脈沖序列相乘，然后只傳送所得信號(hào)的實(shí)數(shù)部分去作進(jìn)一步處理。在本發(fā)明的系統(tǒng)內(nèi)，匹配濾波器的脈沖整形及下變頻操作同時(shí)由同一硬件完成。
樣本傳送率的降低表示接收數(shù)據(jù)的脈沖序列從模數(shù)轉(zhuǎn)換器60(圖4)以每秒15兆的采樣率到達(dá)匹配濾波器輸入端。然而數(shù)據(jù)僅以每秒7.5兆個(gè)符號(hào)的速率傳送。由于在f0＝3.75MHz周期信號(hào)帶寬的一周內(nèi)可發(fā)送兩個(gè)脈沖，而發(fā)送一個(gè)符號(hào)僅需一個(gè)脈沖，最小Nyquist采樣頻率仍為2f0＝7.5兆樣本/每秒。因此，在下變頻成基帶后，從模數(shù)轉(zhuǎn)換器60接收的脈沖序列信號(hào)包括一個(gè)部分不需要恢復(fù)原始符號(hào)的樣本。這些不需要的樣本稱為符號(hào)間樣本，因?yàn)樗麄兺霈F(xiàn)在符號(hào)之間的時(shí)間邊界上，因此不包括與過去發(fā)送的符號(hào)有關(guān)的有用信息。只有進(jìn)入匹配濾波器的樣本的一部分被傳布到后面各級(jí)，這些樣本是符號(hào)恢復(fù)所需要的。符號(hào)間的樣本并不在系統(tǒng)中進(jìn)一步傳遞，而是被除去。
具體實(shí)現(xiàn)圖50是一有代表性的先前技術(shù)的離散時(shí)間信號(hào)濾波器。該濾波器接收形成信號(hào)脈沖序列X(T)的X0、X1......Xn離散時(shí)間信號(hào)脈沖作為輸入1077，并產(chǎn)生輸出1078 Y(T)。該濾波器有抽頭1076。從圖50中清楚看出，濾波器實(shí)現(xiàn)下列操作，以形成每個(gè)輸出采樣，Y(N)y=Σn0Nxncn]]>這里Xn是連續(xù)采樣值，Cn是系數(shù)。X，C和Y全是復(fù)數(shù)。因此，在每個(gè)抽頭1076處。
rn＝(Xnr+jXni)(Cnr+jCni)這里Xr代表復(fù)數(shù)輸入信號(hào)采樣值X的實(shí)數(shù)部分，而Xi代表虛數(shù)部分。當(dāng)完成乘法時(shí)，其結(jié)果為XrCr-XiCi+j(XrCi+XiCr)然而，結(jié)果的虛數(shù)部分的進(jìn)一步操作是不需要的，虛數(shù)部分可以除去。事實(shí)上，結(jié)果的虛數(shù)部分甚至不需要計(jì)算。因此在圖50的系統(tǒng)中，對(duì)于輸入流X0，X1，X2......將產(chǎn)生如下輸出流t0C2X0t1C2X1+C1X0t2C2X2+C1X1+C0X0tnC2Xn+C1Xn-1+C0Xn-2其中乘積CnXn等于CnrXnr+CniXni。
在本發(fā)明中，匹配濾波器已經(jīng)通過若干重要途徑加以優(yōu)化。第一個(gè)精簡(jiǎn)是將降速采樣器1075(圖42)裝入濾波器，從而將輸出采樣數(shù)減少了一半。因?yàn)楝F(xiàn)在有兩倍時(shí)間產(chǎn)生每個(gè)輸出，所以可以用較少的硬件。減少硬件的方法是將輸入信號(hào)的奇次采樣值加到一組乘法器和延遲單元來完成，對(duì)偶次采樣值也作相同處理，然后將兩個(gè)已處理的樣本流加回到一起。圖43是這樣一個(gè)減少了硬件的濾波器例子。圖43的濾波器有輸入X1024，輸出Y1026，一個(gè)時(shí)間間隔的延遲單元Z-1，二個(gè)時(shí)間間隔的延遲單元Z-2，加法器1027和乘法器1028。從圖中明顯可見，奇數(shù)采樣值X1、X3和X5送到具有系數(shù)C1和C3的乘法器，而偶數(shù)采樣值則送到具有系數(shù)C0和C2的另一些乘法器。再看圖43，顯然，輸出Y1026如下t3X1C3+X0C2t4——————
t5X3C3+X2C2+X0C0+X3C1t6————————因此，所得的輸出信號(hào)由脈沖序列組成，其間隔頻率僅為原始采樣值頻率的一半。由于這樣做，本發(fā)明的接收器系統(tǒng)的時(shí)間恢復(fù)和載波部分被調(diào)正到與匹配濾波器配合工作，以只使符號(hào)間樣本被丟棄。
第二個(gè)硬件的減少是如下得到的。正如上面所討論的，本發(fā)明的匹配濾波器1074(圖42)亦同超外差下變頻器1073相結(jié)合。下變頻借助把系數(shù)乘采樣脈沖序列而得到，這些系數(shù)對(duì)應(yīng)于在5.625MHz載波頻率上的復(fù)數(shù)值周期脈沖系列。在處理中所用的復(fù)數(shù)周期信號(hào)可用余弦和正弦函數(shù)的實(shí)系數(shù)和虛系數(shù)之和表示，即cos(-2π·5.625·106·t)+jsin(-2π·5.625·106·t)。當(dāng)同每秒15兆樣本的脈沖系列輸入信號(hào)相結(jié)合時(shí)，上面函數(shù)的時(shí)間響應(yīng)化為有待與在輸入信號(hào)分離時(shí)間間隔(-0.75nπ)上的信號(hào)脈沖相乘的系數(shù)，如下所示ncos(-0.75nn) sin(-0.75nn)15 0 1 01 2 0 13 4 -1 020 5 6 0 -17 由于本發(fā)明的匹配濾波器的奇數(shù)輸入樣本僅加到濾波器的奇數(shù)抽頭，而偶數(shù)輸入樣本僅加到偶數(shù)抽頭，乘法器硬件的減少能容易得到，因?yàn)榕紨?shù)樣本總是被±1或0乘，奇數(shù)采樣本總是被 乘。由于偶數(shù)采樣值總是被±1或0乘，只要符號(hào)位被分開管理，下變頻所需的偶數(shù)系數(shù)能簡(jiǎn)單地用通過或不通過發(fā)生在那些間隔上的采樣值的方法同Nyquist脈沖整形濾波器的系數(shù)相結(jié)合。同樣地，下變頻所需的奇數(shù)系數(shù)能簡(jiǎn)單地將那些系數(shù)縮小 倍以同Nyquist脈沖整形濾波器的系數(shù)相結(jié)合。
在本發(fā)明中第三個(gè)減少所用硬件的途徑是通過重新使用同樣的乘法和加法硬件去反映平方根提升余弦濾波器響應(yīng)的對(duì)稱特性。濾波器系數(shù)是實(shí)數(shù)和虛數(shù)，它們分別地能用偶函數(shù)和奇函數(shù)來表示。這樣，對(duì)于實(shí)系數(shù)有Cr[n]＝Cr[-n]，而對(duì)于虛系數(shù)有Ci[n]＝-Ci[-n]。結(jié)果，因?yàn)楦鞒轭^1029，1030上的輸出是r[n]＝x[k]cr[n]-x[k]Cn[n]所以r[-n]＝X[k]Cr[n]+X[k]Ci[n]。于是，對(duì)于位置對(duì)稱的系數(shù)，乘法操作x[k]c[n]只需執(zhí)行一次，而實(shí)數(shù)和虛數(shù)的各項(xiàng)結(jié)果或者相加或者相減。因此，匹配濾波器可以被簡(jiǎn)化成如圖44所示的結(jié)構(gòu)1031。
最后，節(jié)省硬件的另一個(gè)途徑是重新安排濾波器所執(zhí)行的算法，以便從可以實(shí)現(xiàn)本接收系統(tǒng)的半導(dǎo)體器件上的半導(dǎo)體器件的使用面積方面看能使用成本較低的邏輯元件。每個(gè)抽頭的方程式可以改寫成r[n]＝X[k](Cr[n]-Ci[n])r[-n]＝X[k](Cr[n]+Ci[n])對(duì)于偶數(shù)分支，我們能夠注意到每個(gè)分支的Cr[n]和Ci[n]中有一個(gè)是零。因此，如果符號(hào)分開考慮，就能計(jì)算X[k]Cr[n]和X[k]Ci[n]及根據(jù)符號(hào)進(jìn)行多路復(fù)合以形成所需的差項(xiàng)和和項(xiàng)。
對(duì)于奇數(shù)分支(Cr[n]-Ci[n])和(Cr[n]+Ci[n])被用作乘法器的系數(shù)而結(jié)果被多路復(fù)合以形成和項(xiàng)及差項(xiàng)。
圖45-46表示由此而得到的抽頭結(jié)構(gòu)，在那里符號(hào)輸入到“異或”門1034，1036，1044，1046而多路器的選擇線1033，1035，1043，1045根據(jù)數(shù)據(jù)符號(hào)，實(shí)數(shù)和虛數(shù)系數(shù)以及下變頻序列當(dāng)前位置的組合而被控制。
用異或門和多路器代替加法器節(jié)省了面積，因?yàn)檫@些元件比加法器更小。而且，不存在進(jìn)位鏈，這是顯著地降低總延遲時(shí)間的一個(gè)因素。
因?yàn)槊總€(gè)多路器的系數(shù)始終相同，所以可使用常數(shù)系數(shù)的乘法器。這些乘法器是節(jié)省面積的主要因素，尤其因?yàn)楦遪絕對(duì)值的Ci[n]和Cr[n]很小。
DC移去器從模數(shù)轉(zhuǎn)換器來的由匹配濾波器接收的信號(hào)包括不隨時(shí)間變化或隨時(shí)間變化相當(dāng)慢的分量。這個(gè)分量標(biāo)作DC分量。它來自已下變換成DC的導(dǎo)頻載波。這個(gè)DC分量在數(shù)據(jù)檢測(cè)之前必須從信號(hào)中去除，因?yàn)榉駝t信號(hào)幅度電平將被DC分量幅度歪曲。按照本發(fā)明，在這方法中，將DC分量在接收器系統(tǒng)中移去的方法是使用圖47所示的DC移去器1050。正如圖47所示，DC移去器1050的工作類似于離散時(shí)間函數(shù)積分器，因?yàn)閬碜郧耙婚g隔的信號(hào)的一部分(1/256)被用來形成在本時(shí)間間隔內(nèi)的信號(hào)輸出1052。因此，圖47的DC移去器電路能提供如下操作結(jié)果Yn＝Xn-(1/256)Z-1Xn-1+(1/256)(1/256)Z-1Z-1Xn-2+......隨著時(shí)間的推移，由于有如此建立的反饋回路，將形成某種平衡信號(hào)的直流分量將被減去。
自適應(yīng)均衡器下文公開的自適應(yīng)均衡器70(圖4)實(shí)質(zhì)上包括一個(gè)有28個(gè)抽頭的有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器，它根據(jù)符號(hào)最小均方(LMS)算法來自適應(yīng)。同自適應(yīng)均衡器70有關(guān)的相位跟蹤器利用一個(gè)單抽頭全部LMS自適應(yīng)的“相位估計(jì)值(phase estimate)”去估計(jì)和校正由于本地振蕩器不穩(wěn)定和載波噪聲引入的相位誤差。
LMS算法和它的符號(hào)變本(variant)是大家熟知的，在此不作進(jìn)一步解釋。該算法在例如，Digital Communication，Second Edi-tion，by Edward A Lee and David G.Messerschmitt，KluwerAcademic Publishers，Chap.11中討論。
均衡器和相位跟蹤器754如圖34所示用3個(gè)主要部件實(shí)現(xiàn)，即有限沖激響應(yīng)濾波器自適應(yīng)均衡器部件729，消旋器和相位跟蹤部件730；及通用控制部件800。
輸入到自適應(yīng)均衡器70的數(shù)據(jù)的符號(hào)周期是133.3ns，相當(dāng)于7.5兆波特。這些符號(hào)用s5.2格式輸入。各系數(shù)以16位s1.15整數(shù)存儲(chǔ)。
參看圖32，有限沖激響應(yīng)濾波器核芯700有7個(gè)單元702a-702g。對(duì)這些單元中的單元702a作更詳細(xì)說明和特殊的討論。顯然，單元702b-702g的結(jié)構(gòu)是相同的，每個(gè)單元相當(dāng)于有限沖激響應(yīng)濾波器的4個(gè)抽頭。單元702a-702g的輸出用加法器樹704求和以形成最終結(jié)果out_adeq 706。這是一個(gè)12位信號(hào)，其格式為s5.6。自適應(yīng)均衡器70和單元702a-702g使用周期為T/4的時(shí)鐘，而數(shù)據(jù)以周期T為單位到達(dá)。現(xiàn)在參照?qǐng)D33，該圖更詳細(xì)地表示單元702a。我們能夠注意到，單元702a-702g對(duì)于4個(gè)抽頭數(shù)據(jù)值和4個(gè)系數(shù)的每一對(duì)共享一個(gè)乘法器和累加級(jí)。用這樣的方法來利用上述事實(shí)。
現(xiàn)在，對(duì)單元702a的乘法器-累加器單元705，再次根據(jù)圖33作進(jìn)一步說明。數(shù)據(jù)移位寄存器708包括寄存器710，711，712和713，它也使用周期為T的時(shí)鐘。因此，移位寄存器710-713的輸出僅每隔133 ns改變一次。該單元本可給寄存器710-713的每一個(gè)各配一個(gè)乘法器而實(shí)現(xiàn)，總共用4個(gè)乘法器。然而，因?yàn)槌朔ㄆ?16僅工作33ns，即T/4，所以單元702a-702g設(shè)計(jì)成只具有一個(gè)乘法器716，該乘法器用開關(guān)714在4個(gè)數(shù)據(jù)寄存器710-713之間轉(zhuǎn)換。用4個(gè)系數(shù)寄存器720-723供應(yīng)乘法器716。當(dāng)然，亦需要把系數(shù)寄存器720-723轉(zhuǎn)換，如圖33中開關(guān)724所表示。濾波器結(jié)構(gòu)要求單元輸出727按如下方程形成。CCout=Σn=03DnCn]]>其中 CCout是單元輸出727；Dn是第n個(gè)數(shù)據(jù)移位寄存器的內(nèi)容；以及Cn是第n個(gè)系數(shù)寄存器的內(nèi)容。單元輸出727用加法器726累加。每個(gè)單元702a-702g的各個(gè)輸出CCout被鎖存并在加法器樹704中求和。用這樣的方法，在有限沖擊響應(yīng)濾波器核芯700中僅需要7個(gè)乘法器，而不是28個(gè)乘法器。由于乘法器需要占每個(gè)單元的最大面積，因此，節(jié)省了大量芯片面積。
為了自適應(yīng)，在單元702a-702g中提供了統(tǒng)稱742的附加邏輯。LMS算法反饋一最終誤差值，按照引起誤差的數(shù)據(jù)符號(hào)，在每個(gè)系數(shù)中加上或減去該誤差值。例如，若在有限沖激響應(yīng)濾波器的特定抽頭上的正數(shù)據(jù)值在輸出產(chǎn)生一正誤差，就假定與該抽頭有關(guān)的系數(shù)太大。因此，從系數(shù)中減去一個(gè)小量，并在適當(dāng)?shù)南禂?shù)寄存器中裝入更新后的系數(shù)。
實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)的邏輯742在每個(gè)符號(hào)周期內(nèi)送入4次時(shí)鐘，因此被均分給用時(shí)鐘打入和通過移位寄存器708的數(shù)據(jù)符號(hào)741的延遲版本用來控制加法器或減法器736，去用誤差adeq_error 738的值增加或減小在寄存器720-723中的系數(shù)寄存器值。延遲符號(hào)741在那里的目的是模擬乘法器716中數(shù)相乘的延遲，及考慮到數(shù)據(jù)流經(jīng)系統(tǒng)并產(chǎn)生誤差值所需的時(shí)間。重要的是，所用的符號(hào)是過去產(chǎn)生誤差時(shí)或過去導(dǎo)致產(chǎn)生誤差的在抽頭上的符號(hào)。延遲符號(hào)移位寄存器740同主數(shù)據(jù)寄存器708平行操作，且由開關(guān)741轉(zhuǎn)換，其操作類似于開關(guān)714。在所有抽頭上實(shí)行同樣的處理。
流經(jīng)系統(tǒng)的數(shù)據(jù)流動(dòng)可根據(jù)圖34來理解，其中有限沖激響應(yīng)濾波器統(tǒng)稱為750。然后數(shù)據(jù)流經(jīng)相位跟蹤器754，這需要用幾個(gè)周期，最后，脈沖限幅器756對(duì)數(shù)據(jù)采樣，并向有限沖激響應(yīng)濾波器750中的單元702a-702g返回一誤差信號(hào)。
相位跟蹤器754按照?qǐng)D35和37解釋。相位跟蹤器754的原理是使信號(hào)去旋轉(zhuǎn)以沿I和Q軸方向調(diào)整符號(hào)星座。發(fā)生旋轉(zhuǎn)是因?yàn)檩d波相位和去調(diào)制器相位不一致，加上因?yàn)橛信c它的相關(guān)的噪聲。這就引起星座的輕微旋轉(zhuǎn)。這可以用消旋器760校正，這需要從原始信號(hào)in_data 706產(chǎn)生同相分量770和正交分量772，而原始信號(hào)in_data706開始只有同相分量。Hibert濾波器764產(chǎn)生90度旋轉(zhuǎn)以形成一正交分量。用乘法器774，780實(shí)現(xiàn)角度θ的旋轉(zhuǎn)。當(dāng)所用θ很小時(shí)，sinθ＝θ，cosθ＝1，利用這個(gè)事實(shí)，于是可用硬接線的乘1近似地代替乘法器774，用近似值θ來代替輸入到乘法器780的sinθ。
相位跟蹤器754使用亦引自LSM算法的誤差信號(hào)來適配θ值，如圖34，35和37所示。Hilbert濾波器是一個(gè)11個(gè)抽頭的有限沖激響應(yīng)濾波器，該濾波器用如同有限沖激響應(yīng)濾波750相同的方法而實(shí)現(xiàn)，除了系數(shù)值是硬連線的之外。在782處概括地指出一個(gè)單元。再次說明，為了減少硬件，乘法器786是共享的。
再參看圖35，用全LMS算法θ′＝θ+(Q×Δerror)適配相位估算。如果無相位誤差，輸入in_data 762僅僅是a(t)。如果在in_data 762中有相位誤差，則data＝a(t)cos+a(t)sin其中data是in_data 762；是相位誤差；而a(t)是a(t)的正交分量。
Hibert濾波器764對(duì)結(jié)果out_adeq706(圖32)操作，形成一個(gè)Hibert數(shù)據(jù)變換和輸出-a(t)sin+a(t)cos。
相位跟蹤器的輸出phaset_out 766為output＝(a(t)cos+a(t)sin)cosθ-(-a(t)sin+a(t)cos)cos＝a(t)(cosθcos+sinθsin)+a(t)(sincosθ-cossinθ)。如果θ＝，則第一項(xiàng)變?yōu)閏os2θ+sin2θ＝1而第二項(xiàng)變?yōu)?，所以phaset_out 766＝a(t)。
參考圖34和38，多路器和加法器單元790被共用于產(chǎn)生相位校正輸出766及產(chǎn)生適配θ的估計(jì)值，參看900。該單元的時(shí)鐘周期是T/4。在開始兩個(gè)T/4周期內(nèi)，乘法器792用于形成Hilbert輸出與θ的乘積901，而加法器794在原有的θ值上加上Hilbert輸出與誤差的乘積902，形成一個(gè)新的θ值。在第二個(gè)兩個(gè)T/4周期內(nèi)，乘法器792產(chǎn)生Hilbert輸出與誤差的乘積902，加法器794給同相數(shù)據(jù)770加上Hilbert輸出與θ的乘積901，形成相位校正后的輸出766。
圖39顯示了控制自適應(yīng)均衡器、相位跟蹤器和解碼器的狀態(tài)機(jī)。當(dāng)一些符號(hào)進(jìn)入均衡器時(shí)，狀態(tài)機(jī)910改變狀態(tài)。在信息改變后，狀態(tài)復(fù)位成s_correlate 920。在這種狀態(tài)中，同步檢測(cè)器使用相關(guān)操作以對(duì)同步的特征定位。當(dāng)找到該特征時(shí)，狀態(tài)機(jī)起計(jì)數(shù)器的作用，對(duì)符號(hào)計(jì)數(shù)以確定輸入數(shù)據(jù)是訓(xùn)練序列s_train 922，數(shù)據(jù)s_run 923還是s_signature 924。在對(duì)控制后面各極的控制信號(hào)的確認(rèn)中，必須考慮在均衡器和相位跟蹤器中隱含的延遲。使用了狀態(tài)的延遲版本。
限幅器單元756更詳細(xì)地示于圖40a-40c中。限幅器810產(chǎn)生4位的輸出符號(hào)905。訓(xùn)練序列發(fā)生器906產(chǎn)生基準(zhǔn)訓(xùn)練序列907。減法器912取相位跟蹤器輸出766(圖35)與限幅后的數(shù)據(jù)(輸出符號(hào)905)的差值，或在訓(xùn)練方式期間取與基準(zhǔn)訓(xùn)練序列907的差值，以形成誤差值908。該誤差與適當(dāng)?shù)谋壤蜃酉喑?，以產(chǎn)生相位跟蹤器誤差909，用于適配θ900的估值(圖34)。
再參照?qǐng)D34，誤差值908，或根據(jù)adeq_output值706而得到的類似誤差值，乘以適當(dāng)?shù)谋壤蜃?，以產(chǎn)生用來適應(yīng)自適應(yīng)均衡器部件729的均衡器誤差738。
用控制塊800操作的開關(guān)938用來控制操作方式，以確定均衡器和相位跟蹤器是獨(dú)立自適應(yīng)或是聯(lián)合自適應(yīng)，分別如圖40b和40c所示。
圖36表示可能用于正交調(diào)制系統(tǒng)中消旋器和相位跟蹤電路950的另一個(gè)實(shí)施例。
Reed Solomon(208，188)解碼在這里公開根據(jù)Reed_Solomon解碼的錯(cuò)誤糾正。正如本領(lǐng)域的技術(shù)人員所知，Reed_Solomon解碼是一專門的塊碼。在不偏離本發(fā)明精神的前提下可利用其它的塊碼。
208字節(jié)信息包的Reed_Solomon解碼根據(jù)圖8-15來解釋。除非另有說明，所有的運(yùn)算當(dāng)然都是Galois Field運(yùn)算。提供給糾錯(cuò)電路72(圖4)的(N，K)數(shù)據(jù)的信息包150具有圖7所示的格式；其中d是信息字節(jié)；p是奇偶校驗(yàn)字節(jié)；c是傳送的信息包的字節(jié)；以及N是在信息包中的字節(jié)數(shù)。
在優(yōu)選實(shí)施例中(N，K)為(208，188)。顯然，有20個(gè)奇偶校驗(yàn)字節(jié)。
(N-K)＝20另外，能被糾正的最大字節(jié)數(shù)為T＝(N-K)/2＝10。在論述中使用了下述符號(hào)C(x)是所傳送的信息包；E(x)是在信息包組合和接收之間引入的誤差；R(x)為C(x)+E(x)；S(x)是2T-1階次的校正子多項(xiàng)式；
∧(x)是定位器多項(xiàng)式；以及Ω(x)是測(cè)定器(evalnator)多項(xiàng)式。本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠理解，S(x)包含R(x)訛誤的信息?！?x)具有的最大階次為T，∧(x)的各個(gè)根確定R(x)中的各個(gè)出錯(cuò)位置。在出錯(cuò)位置上Ω(x)的測(cè)定產(chǎn)生那個(gè)位置上的錯(cuò)誤值。
為了解碼所選擇的途徑用圖8和9來解釋。208字節(jié)的信息包R(x)152被輸入到FIFO 160中，該FIFO作為能存儲(chǔ)448個(gè)字節(jié)的RAM。在解碼過程中，F(xiàn)IFO簡(jiǎn)單地起延遲的作用。只有188個(gè)信息字節(jié)需要被存儲(chǔ)。在計(jì)算出校正子S(x)154以后，20位奇偶校驗(yàn)可以除去，因?yàn)樗鼈円巡辉偈褂?。解碼器180接收去交錯(cuò)的數(shù)據(jù)R(x)152。VA-LID標(biāo)記184表示R(x)152的當(dāng)前字節(jié)是當(dāng)前信息包中的有效字節(jié)。信息包結(jié)束標(biāo)記EOP 182在VALID標(biāo)記184表示信息包的最后一字節(jié)被接收的同時(shí)而被產(chǎn)生。假如去交錯(cuò)器過早結(jié)束信息包，就產(chǎn)生出錯(cuò)標(biāo)記OS 186。這導(dǎo)致對(duì)整個(gè)解碼器180的復(fù)位操作?？偩€CORRECT187包含已糾錯(cuò)的數(shù)據(jù)。線RS_VALID 189表示數(shù)據(jù)在總線CORRECT187上。該線只有當(dāng)數(shù)據(jù)字節(jié)在線上時(shí)才為高。線RS_EOP 190是表示已檢測(cè)到信息包結(jié)束的線。當(dāng)線RS_EOP 190為高時(shí)，線PACKERR 192變成高。這表示解碼器180已不能去糾正上一個(gè)已被釋放的信息包。線RS_OS 194意味著在信息包內(nèi)已出現(xiàn)重要錯(cuò)誤情況。該信號(hào)被傳送到整個(gè)系統(tǒng)，表示當(dāng)前塊將不再提供更多的有效數(shù)據(jù)。
參看圖11，R(x)的開始188個(gè)字節(jié)出現(xiàn)在FIFO的線WD 176上，這些字節(jié)被寫入RAM 170的由計(jì)數(shù)器168狀態(tài)確定的地址中。同樣地，R(x)的延遲版本從根據(jù)計(jì)數(shù)器172的狀態(tài)選擇的地址在線R(x)178上被讀出。校正子按照下面公式在校正子計(jì)算塊162中被計(jì)算。Sj=Σi=0n-1rxiαi(j·m0)]]>其中，Sj是第j個(gè)校正子；n是在一個(gè)信息包中的字節(jié)數(shù)；m0是一任意整數(shù)(它等于零)；rxi是在一個(gè)信息包中的第i個(gè)字節(jié)；以及αx是在Galois Field中的第x個(gè)α。
校正子由平行操作的3個(gè)單元210，212，214的存貯體產(chǎn)生，如圖8-14所示。各Galois Field項(xiàng)αi由抽頭的反饋移位寄存器200產(chǎn)生，該移位寄存器包括很多個(gè)具有加法器204的觸發(fā)器202，該加法器的位置由生成器多項(xiàng)式X8+X4+X3+X2+1確定。雖然為了方便起見，確定了24個(gè)校正子，實(shí)際上解碼器180余下的部分只使用S0至S19。
在部件164中執(zhí)行的Berlekamp算法是產(chǎn)生定位器多項(xiàng)式∧(x)156和測(cè)定器多項(xiàng)式Ω(x)158所用的已知方法。它的流程圖示于圖13。所用的符號(hào)如下R1是由前面的校正子部件產(chǎn)生的包括校正子字節(jié)的移位寄存器；R2包含定位器多項(xiàng)式∧(x)，∧0＝1；R3包含D多項(xiàng)式；R4包含測(cè)定器多項(xiàng)式Ω(x)，Ω10＝0；R5是用于A多項(xiàng)式的暫時(shí)存儲(chǔ)器；dn是delta；
l是在R1中的多項(xiàng)式的階次；以及n是計(jì)數(shù)器。
一旦到達(dá)STOP 224，l代表算法所找到的錯(cuò)誤數(shù)，它被保存在寄存器239中(圖14)。在塊220中，為了算法的繼續(xù)迭代，需要重復(fù)地交換寄存器R2232和R3233的內(nèi)容。
dn的值按下式計(jì)算dn=Σi=010Λn,iSn-i]]>圖14的算法同圖13中算法不同。它不是交換寄存器R2232和寄存器R3233的內(nèi)容，及交換寄存器R4234和寄存器R5235的內(nèi)容，而用轉(zhuǎn)換開關(guān)來記住哪個(gè)寄存器包含有關(guān)的多項(xiàng)式。這種方法很經(jīng)濟(jì)，因?yàn)樗恍枰獣簳r(shí)存儲(chǔ)器。控制塊230是一個(gè)5位的狀態(tài)機(jī)，同時(shí)，從每個(gè)狀態(tài)的解碼中確定(a)下一個(gè)狀態(tài)；(b)每個(gè)移位寄存器231-236的傳能；(c)選擇多路器238，240，242以選擇對(duì)應(yīng)于部件220中R1-R5寄存器231-235的輸入；(d)在每個(gè)狀態(tài)為有效期間，控制時(shí)間；(e)當(dāng)需要時(shí)，重新計(jì)算變量n和l；以及(f)保持表示哪個(gè)寄存器包含∧(x)和Ω(x)。
Chien Search部件166無遺漏地測(cè)定每個(gè)可能的位置，以確定它是否∧(x)的根。在一個(gè)位置上的測(cè)定根據(jù)下列方程完成Λ(α-i)=Σk=010Λkα-ik]]>雖然只有208個(gè)位置已被接收，還是對(duì)全部255個(gè)可能位置做了檢查，開始為x＝α254；例如∧(α-254)＝∧(α1)＝∧10(α10)+∧9(α9)+...+∧2(α2)+∧1(α1)+1∧(α-253)＝∧(α2)＝∧10(α20)+∧9(α18)+...+∧2(α4)+∧1(α2)+1∧(α-252)＝∧(α3)＝∧10(α30)+∧9(α27)+...+∧2(α6)+∧1(α3)+1等等。
Chien Search部件166(圖8)更詳細(xì)地示于圖15中。∧(x)項(xiàng)用兩個(gè)平行單元計(jì)算。下面將討論頂上單元280，它有一對(duì)饋送到乘法器260的移位寄存器250，270，移位寄存器270涉及系數(shù)α1-α5。其它單元282，286，288的操作相同。在圖15中，兩個(gè)頂部單元用于計(jì)算∧(x)。
在每次迭代中，乘積受到循環(huán)操作，使它們通過移位寄存器循環(huán)。因此，在第六次迭代中，下一個(gè)位置正在測(cè)定，而移位寄存器的最右單元包含乘積∧5(α5)。乘積∧5(α10)是立即需要的?，F(xiàn)在，它僅需要用α5去乘第一次迭代的結(jié)果。
每當(dāng)∧(x)＝0時(shí)計(jì)數(shù)器290加一，以計(jì)算找到的錯(cuò)誤位置數(shù)。有兩個(gè)檢查來確定是否所接收的信息包包含多于最大的10個(gè)錯(cuò)誤字節(jié)。首先，將計(jì)數(shù)器290中的值同寄存器239(圖14)中值比較。這兩個(gè)值之間的差表示信息包具有10個(gè)以上錯(cuò)誤。其次，在Chien Search內(nèi)發(fā)現(xiàn)字節(jié)254-208中有錯(cuò)誤將使本塊為無效。這些是不接收的字節(jié)，而僅用于簡(jiǎn)化Chien Search塊166。
用于計(jì)算錯(cuò)誤大小的方程給出如下E(x)=Ω(α-i)Λ′(α-i)α′]]>如果在那個(gè)位置上∧(x)的測(cè)定值等于零，這個(gè)結(jié)果只被加到所接收的字節(jié)上。Ω(x)和∧′(x)測(cè)定的實(shí)現(xiàn)與∧(x)相似，它們利用較低的兩個(gè)單元286，288。單元288產(chǎn)生∧′(x)，且用ROM(未示出)中的查找表得到其倒數(shù)。輸出接口本發(fā)明的輸出接口實(shí)現(xiàn)下述功能；與外部處理環(huán)境的再同步、緩沖及握手控制。
為了正確地從Reed_Solomon解碼器以7.5MHz符號(hào)速率時(shí)鐘將數(shù)據(jù)傳送到可能在不同時(shí)鐘速率上工作的外部處理環(huán)境，再同步是必要的。因?yàn)閺男诺澜邮諗?shù)據(jù)的速度相對(duì)地低于外部處理環(huán)境所需的傳送速度，緩沖是必要的。為了確保數(shù)據(jù)合適地從本發(fā)明的接收系統(tǒng)傳到外部處理系統(tǒng)，握手控制是必要的。輸出接口首先把字節(jié)集合成32位的字。根據(jù)圖55，在7.5MHz解碼器7.5MHz時(shí)鐘每第二個(gè)周期期間，這些字節(jié)從Reed Solomon解碼器72(圖4)，在8bit數(shù)據(jù)通路上一次到達(dá)一個(gè)字節(jié)，(在相應(yīng)于作廢的幀標(biāo)題和檢查字節(jié)的間隙期間除外)，即在30MHz內(nèi)部時(shí)鐘上每第8個(gè)周期到達(dá)一個(gè)字節(jié)。通過控制器1306順序用選擇器輸入LD1，LD2，LD3和LD4將到達(dá)的每個(gè)字節(jié)選通進(jìn)入4個(gè)鎖存器1302中的一個(gè)，直到4個(gè)鎖存器全部裝載。然后，鎖存器1302的內(nèi)容用內(nèi)部時(shí)鐘信號(hào)1316裝到32位寬的鎖存器1304。
從圖55中明顯看出，隨著從控制器1306來的控制信號(hào)DATA-VALID 1308的傳入鎖存器1310，(該鎖存器使用外部處理環(huán)境的時(shí)鐘速度如27MHz)，再同步的過程繼續(xù)下去。因?yàn)榻邮障到y(tǒng)的時(shí)鐘速率和外部處理環(huán)境的時(shí)鐘速率之間的差異，可能存在這種情形，在送出的信號(hào)DATA_VALID 1308被鎖存器1310接受的時(shí)候，此信號(hào)尚未設(shè)置確定的電平。此時(shí)的信號(hào)狀態(tài)可稱為不確定。不確定信號(hào)狀態(tài)的可能被傳送(以及從而能引起的結(jié)果錯(cuò)誤)根據(jù)本發(fā)明在輸出接口被避免了，其方法是通過一系列由外部處理環(huán)境的時(shí)鐘1316控制的鎖存1310，1312和1314，選通從接收系統(tǒng)的受內(nèi)部時(shí)鐘計(jì)數(shù)的控制單元，控制1306，來的輸出控制信號(hào)DATA_VALID 1308。通過這一系列鎖存1310，1312和1314以后，從最后的鎖存1314出現(xiàn)的信號(hào)仍處于不確定狀態(tài)的可能性低得近于零。一旦信號(hào)DATA_VALID1308完全通過鎖存1310，1312和1314，它就輸入到另一個(gè)控制單元1318。響應(yīng)從鎖存1314來的信號(hào)DATA_VALID 1308的接收，控制單元1318激活信號(hào)LD 1319，該信號(hào)在與外部時(shí)鐘1316結(jié)合下，通知32位鎖存器1320現(xiàn)在是鎖存從鎖存器1304來的數(shù)據(jù)的時(shí)候了。
出于效率的原因，鎖存器1320中接受的數(shù)據(jù)字最好放在輸出緩沖器中，而后在需要時(shí)傳輸?shù)酵獠刻幚憝h(huán)境。這些數(shù)據(jù)字通過32位寬的數(shù)據(jù)通道進(jìn)入FIFO(先進(jìn)先出)緩沖器1322。一旦整個(gè)數(shù)據(jù)字包已加載到FIFO緩沖器1322內(nèi)，外部處理器則在需要時(shí)可以利用這些數(shù)據(jù)字。以這種方式緩沖的全部打包數(shù)據(jù)。允許在向外部處理環(huán)境傳輸數(shù)據(jù)之前完成檢錯(cuò)和糾錯(cuò)操作。在本優(yōu)先實(shí)施例中，當(dāng)數(shù)據(jù)正在被寫進(jìn)FIFO緩沖器1322的過程中，它同時(shí)被糾錯(cuò)電路72(圖4)處理。一旦糾錯(cuò)電路72的解碼器180(圖9)完成檢錯(cuò)和糾錯(cuò)，如果檢測(cè)出有不可糾正的錯(cuò)誤，信號(hào)PACK_ERR 192就被確立。一個(gè)合適的錯(cuò)誤位被設(shè)置在數(shù)據(jù)包中以通知外部處理環(huán)境，當(dāng)前在FIFO緩沖器1322中的包是壞的數(shù)據(jù)包。例如，對(duì)于MPEG 2傳輸包，當(dāng)信號(hào)PACK_ERR 192已確立時(shí)，包的第二字節(jié)的第一位被置位。于是，在傳輸包合適的字節(jié)中可找到的錯(cuò)誤指示符，在包傳輸實(shí)際發(fā)生之前，就對(duì)外部處理環(huán)境作出標(biāo)識(shí)。顯然，如果不在FIFO緩沖器1322中進(jìn)行緩沖，MPEG 2信息包的第2字節(jié)本來會(huì)在信息包訛誤的事實(shí)被確定之前已經(jīng)被傳送到外部處理環(huán)境。而使用上述的緩沖器就能避免不必要的處理時(shí)間和/或其它錯(cuò)誤處理。
已公布的歐洲專利申請(qǐng)?zhí)朎P A-057-6749提供在FIFO緩沖器1322和外部處理環(huán)境之間的輸出接口的優(yōu)先結(jié)構(gòu)的說明，該輸出接口結(jié)構(gòu)包括控制在FIFO 1322和外部處理環(huán)境之間傳送數(shù)據(jù)的握手信號(hào)，以便用在外部處理環(huán)境如MPEG-2(ISO/IEC JIC1/SC29/WG11N 0702)中。操作信道搜索或信道改變參考圖24予以解釋。此過程起始于步驟500，在步驟505，設(shè)定自動(dòng)增益控制進(jìn)入取平均值方式。在此方式下，輸出基于對(duì)整個(gè)輸入波形平均值的先驗(yàn)知識(shí)。一旦幀同步被檢出，數(shù)值根據(jù)訓(xùn)練序列的已知特性而被調(diào)整。此方式使精度得以提高。自動(dòng)增益控制的穩(wěn)定性在判斷步510被測(cè)試。如果自動(dòng)增益控制尚未被跟蹤到穩(wěn)定值，則重復(fù)步505。如果系統(tǒng)是由微處理器控制操作的，則可以跳過判斷步驟510。
當(dāng)確定自動(dòng)增益控制已經(jīng)穩(wěn)定時(shí)，頻率鎖定環(huán)路在步515投入工作?！?50千赫的初始頻率偏移是允許的。使用了分離的頻率鎖定環(huán)路，因?yàn)檫@個(gè)頻率偏移已超出載頻恢復(fù)相位鎖定環(huán)路的牽引范圍。在判斷步520，頻率鎖定被評(píng)估。如果測(cè)試成功，頻率鎖定環(huán)路被關(guān)斷，且在步525開始定時(shí)恢復(fù)。正如上面已經(jīng)討論過的，定時(shí)恢復(fù)鎖定檢測(cè)的操作類似于頻率鎖定環(huán)檢測(cè)。接著，在步驟530，為了精確的相位跟蹤，鎖相環(huán)電路接通。
同步檢測(cè)過程在步540開始，參考圖25對(duì)此作更詳細(xì)解釋。在傳輸一完整幀所要求的時(shí)間期間，在步568執(zhí)行幀同步查找。查找的結(jié)果在判斷步570被檢測(cè)。如果測(cè)試失敗，進(jìn)一步的檢測(cè)在步572進(jìn)行，以確定允許的最大查找時(shí)間是否已消逝。如果沒有，處理過程返回步568，否則認(rèn)為在信道改變順序的步500-535中有過出錯(cuò)。接著在步SCREAM 578，程序退出，并且信道改變順序在步500被重新起動(dòng)。
如果在步驟570的檢測(cè)成功，則在步574用大步距訓(xùn)練自適應(yīng)均衡器，并且發(fā)布“訓(xùn)練模式接通”信號(hào)。此信號(hào)在步550(圖24)同時(shí)被檢測(cè)，當(dāng)在步555檢測(cè)到此信息時(shí)，自動(dòng)增益控制和DC(直流)移去器轉(zhuǎn)入它們的更精確的訓(xùn)練方式。然后在步560，退出信道改變的處理過程。
再參考圖25，應(yīng)當(dāng)指出的是在訓(xùn)練方式中，自動(dòng)增益控制和DC移去器僅適合于在同步檢測(cè)之后的第二個(gè)及隨后的訓(xùn)練序列期間。自適應(yīng)均衡器可取兩個(gè)訓(xùn)練序列的時(shí)間來適應(yīng)。在第一幀中的數(shù)據(jù)被認(rèn)為是不可靠的，因而在步576被舍棄。
在第一幀之后，在第二幀的幀標(biāo)題頭中出現(xiàn)第二同步序列是所期望的，這在判斷步580檢測(cè)。如果第二同步顯現(xiàn)不正常，則認(rèn)為第一同步被錯(cuò)檢了，或者在信道改變順序的步500-535中有過錯(cuò)誤。于是同步檢測(cè)順序被終止在步SCREAM 578，接著，控制轉(zhuǎn)到步500以重新起動(dòng)信道改變順序。
如果第二序列被檢出，則自適應(yīng)均衡器使用細(xì)步距，在步582受訓(xùn)練。從此幀以及隨后各幀來的數(shù)據(jù)被解碼并在步584輸出。在判斷步586，第三序列中的同步被檢測(cè)。
同步檢測(cè)處理通常通過步582，584和判斷步586再循環(huán)；可是如果任何時(shí)候在對(duì)連續(xù)兩幀期間幀同步?jīng)]有按預(yù)料地出現(xiàn)，正如在步588、590及判斷步592所表示的那樣，其中步582、584及判斷步586的過程被重復(fù)，則SHOUT信號(hào)在步594產(chǎn)生。取決于系統(tǒng)是否由微處理器控制，這可以有兩種可供選擇的效果。在一個(gè)實(shí)施例中，產(chǎn)生NO_SYNC_EVENT(未示出)，它中斷主微處理器，在另一實(shí)施例中，信道改變順序列在步500重新起動(dòng)。
電技術(shù)要求以下各表給出了電技術(shù)要求表7絕對(duì)最大額定值
>表8DC工作條件
<p>具體實(shí)現(xiàn)了兩種不同類型的信號(hào)接口。標(biāo)準(zhǔn)(5伏)TTL電平用于微處理器接口。5伏CMOS電平用于其他的接口。在以下各表中凡是指出信號(hào)類型的地方，各符號(hào)的意義示于表9。
表9信號(hào)類型
表10TTL(5V)DC特性
表11CMOS(5V)DC特性
a、各交流輸入?yún)?shù)在2.5伏的量測(cè)電平被量測(cè)。b、帶有內(nèi)部上抗電阻的JTAG信號(hào)(TRST，TDI和TMS)除外。c、適用于帶有上抗電阻的JTAG引腳(TRST，TDI和TMS)。
表12OUT CLK要求<
>RESET是主芯片的復(fù)位信號(hào)，所有電路被復(fù)位并采取本數(shù)據(jù)表中不同表格所指示的復(fù)位狀態(tài)。在電流和時(shí)鐘穩(wěn)定以后，RESET必須被確立(低電平)至少4個(gè)IN_CLK周期，以確保正確復(fù)位。信號(hào)和寄存器表13信號(hào)
表14寄存器地址表總覽
>表15中斷服務(wù)區(qū)<
<p>表16操作控制寄存器
<p>表16(續(xù)1)
<p>表16(續(xù)2)<
<p>表16(續(xù)3
p><p>表16(續(xù)4)
表16(續(xù)5)
表17自適應(yīng)均衡器系數(shù)寄存器
<p>表17(續(xù)1)
表17(續(xù)2)
操作數(shù)據(jù)表18輸入接口信號(hào)
表19FDLL數(shù)據(jù)寬度
<p>表19(續(xù))
表20時(shí)序恢復(fù)數(shù)據(jù)寬度
輸出接口說明表21輸出接口信號(hào)
表21(續(xù))
表22輸出接口時(shí)序
<p>例子根據(jù)前面所述優(yōu)先實(shí)施例實(shí)現(xiàn)的有線電視系統(tǒng)中所用的數(shù)字接收器在具有下述損耗的信道中經(jīng)過糾錯(cuò)后能夠獲得鎖定并保持小于1.0×10-12符號(hào)錯(cuò)誤率的輸出。
載波/噪聲(NTSC)＞43dB信號(hào)/噪聲(16-VSB)＞33dB復(fù)合三倍差柏(triplebeat)和復(fù)合第二階(second order)＞51dB微反射＜2.5μs(對(duì)于反射＞35dB)突發(fā)錯(cuò)誤持續(xù)時(shí)間＜38μs中頻聲表面波濾波器通帶幅度紋波＜0.75dB通帶群延遲＜80ns峰到峰相位噪聲＜81dBc/Hz a離開載頻20KHzFM交流聲-以5KHz峰值頻偏調(diào)頻的120Hz正弦波對(duì)信道改變時(shí)的初始頻率偏離＜450KHz第二實(shí)施例第二實(shí)施例參照?qǐng)D4b來解釋，它同第一實(shí)施例用同樣方式構(gòu)成，除了載波恢復(fù)器64和自動(dòng)增益控制器66的輸出是根據(jù)模擬NTSC接收器46對(duì)應(yīng)的輸出而被選擇器45多路選擇的。用這種方法，在48處泛指的接收器實(shí)施例對(duì)于模擬NTSC和數(shù)字方式可共享調(diào)諧器和模擬IF(中頻)部分，從而使能有更低的系統(tǒng)成本。
在此我們已經(jīng)公開了一種在CMOS集成電路中實(shí)現(xiàn)的數(shù)字接收器，它適用于電纜系統(tǒng)或其它廣布系統(tǒng)中，在這些系統(tǒng)中，某些信道分配給模擬傳輸如NTSC，PAL，PAL-D或SECAM，而另一些信道分配給用VSB的數(shù)字傳輸。接收器對(duì)于MPEG 2傳輸信息包是經(jīng)過優(yōu)化的。它在模擬和數(shù)字兩種方法的操作中，共享調(diào)諧器和模擬IF(中頻)部分，從而導(dǎo)致低的系統(tǒng)成本。使用16-VSB，系統(tǒng)在27M位/秒的凈數(shù)據(jù)率上工作并有低的幀開銷。如果信道不可靠則提供逐步降回到8-VSB，4-VSB和2-VSB。在錯(cuò)誤糾正之后，操作中的符號(hào)錯(cuò)誤率小于1.0×10-12，信道變化時(shí)的搜索時(shí)間小于100ms。盡管本發(fā)明已經(jīng)根據(jù)在這里公開的結(jié)構(gòu)作了說明，它不限于所陳述的細(xì)節(jié)，并且本申請(qǐng)的意圖是包括下列權(quán)利要求范圍內(nèi)的任何可能的修改和變化。
權(quán)利要求
1.一個(gè)用于接收數(shù)據(jù)信息包的信號(hào)處理裝置，該數(shù)據(jù)信息包作為具有傳輸前特性的調(diào)制信號(hào)被傳送通過一信道，該信號(hào)處理裝置包括一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器，這個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器以采樣間隔采樣輸入信號(hào)，并具有ADC輸出；一耦合到所說ADC輸出端的定時(shí)恢復(fù)電路，用于調(diào)整所說采樣間隔的頻率和相位；一耦合到所說ADC輸出端的載波恢復(fù)電路，用以調(diào)整所說輸入信號(hào)的頻率和相位；一濾波器，使所說ADC輸出特性同所說輸入信號(hào)的傳輸前特性相一致；一耦合到所說濾波器的自適應(yīng)均衡器；一耦合到所說均衡器的糾錯(cuò)電路；及一個(gè)耦合到所說糾錯(cuò)電路的輸出接口；其中所說定時(shí)恢復(fù)電路，所說載波恢復(fù)電路，所說的均衡器，所說的糾錯(cuò)電路及所說的輸出接口構(gòu)成一半導(dǎo)體集成電路。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的裝置，其中所說的調(diào)制信號(hào)通過殘留邊帶調(diào)制被調(diào)制，還包括一耦合到所說信道并從所說信道接收所說調(diào)制信號(hào)的放大器；及一耦合到所說放大器的解調(diào)器，以產(chǎn)生一解調(diào)信號(hào)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2的裝置，其中大量所說信息包以幀分組，每個(gè)所說的幀還包括幀標(biāo)題及所說幀標(biāo)題中的訓(xùn)練序列。
4.根據(jù)權(quán)利要求1到3的裝置，其中所說的均衡器包括一第一響應(yīng)濾波器；及一用于調(diào)整所說第一響應(yīng)濾波器的系數(shù)的電路，所說的電路對(duì)誤差信號(hào)起反應(yīng)，該誤差信號(hào)由所說第一響應(yīng)濾波器的輸出和所說訓(xùn)練序列之差得出。
5.根據(jù)權(quán)利要求1到4的裝置，其中用于調(diào)整所說系數(shù)的電路包括用于執(zhí)行最小均方算法的裝置。
6.根據(jù)權(quán)利要求1到5的裝置，其中所說的均衡器還包括一相位跟蹤電路，用于產(chǎn)生一同相分量和一正交分量，按下面公式來表示所說調(diào)制信號(hào)，data＝a(t)cos+(t)sin其中data是一輸出；是相位誤差；a(t)是被傳送的數(shù)據(jù)；(t)是a(t)的正交分量；其中所說的相位跟蹤電路的輸出是按照公式outputc＝a(t)(cosθcos+sinθsin)+(t)(sincosθ)-cossinθ)其中θ是所說調(diào)制信號(hào)的信號(hào)星座的旋轉(zhuǎn)角度，所說的相位跟蹤電路包括第二響應(yīng)濾波器；及包括所說第二響應(yīng)濾波器的電路裝置，用以根據(jù)所說最小均方算法估計(jì)所說角度θ。
7.根據(jù)權(quán)利要求1-6的裝置，其中所說信息包塊以一交織深度交織，這個(gè)裝置還包括一去交織電路，該電路包括在所說的集成電路中，去交織電路包括一隨機(jī)存取存儲(chǔ)器，用來記憶所說交織信息包，所說的隨機(jī)存取存儲(chǔ)器具有不超過一個(gè)交織數(shù)據(jù)塊的容量，它有很多行和很多列，其中所說行定義成很多組；第一電路，用以形成表示所說隨機(jī)存取存儲(chǔ)器地址序列的地址信號(hào)，其中相繼地址相差一個(gè)跨步；第二電路，用于以根據(jù)所說地址信號(hào)確定所說隨機(jī)存取存儲(chǔ)器的地址，分別連續(xù)地將數(shù)據(jù)讀出和寫入所說隨機(jī)存取存儲(chǔ)器；及第三電路，用于根據(jù)所說交錯(cuò)深度增加所說跨步，其中一旦交錯(cuò)數(shù)據(jù)塊去交錯(cuò)就增加所說的跨步。
8.根據(jù)權(quán)利要求1到7的裝置，其中所說的模數(shù)轉(zhuǎn)換器被集成在所說集成電路中。
9.根據(jù)權(quán)利要求1到8的裝置，其中所說的模數(shù)轉(zhuǎn)換器包括具有第一和第二單元的比較器，所說的每個(gè)單元包括連接到第一節(jié)點(diǎn)和第二節(jié)點(diǎn)上的一電容器；第一開關(guān)裝置，用于把所說的第一節(jié)點(diǎn)連接到所選擇的輸入電壓和基準(zhǔn)電壓中的一個(gè)上。一反相器，它連接到所說的第二節(jié)點(diǎn)并有一輸出，其中所說反相器在所說的第二節(jié)點(diǎn)和所說輸出之間具有一小信號(hào)增益；及第二開關(guān)裝置，用于把所說的第一和第二單元之一的所說反相器的所說輸出連接到所說第一和第二單元中另一個(gè)的第一節(jié)點(diǎn)上，從而所說的第一和第二單元，當(dāng)所說第一單元的所說第二開關(guān)裝置和所說第二單元的第二開關(guān)裝置被閉合時(shí)，以正反饋回路被交叉耦合，并且所說反相器的所說輸出代表所說輸入電壓和所說基準(zhǔn)電壓的比較結(jié)果。
10.根據(jù)權(quán)利要求1到9的裝置，其中所說濾波器還包括一個(gè)濾波器，用于向下變頻所說的輸入信號(hào)成復(fù)數(shù)的基帶表示，并實(shí)現(xiàn)對(duì)所說輸入信號(hào)的Nyquist操作。
11.根據(jù)權(quán)利要求1到10的裝置，其中所說的糾錯(cuò)電路包括一執(zhí)行Berlekamp算法的電路的Reed_Solomon解碼器，它包括第一寄存器，用來保存定位器多項(xiàng)式∧(x)的一部分；第二寄存器，用來保存D多項(xiàng)式的一部分；第一開關(guān)裝置，用來在連續(xù)重復(fù)所說Berlekamp算法時(shí)，交替地選擇所述第一寄存器和所述第二寄存器中的一個(gè)。
12.根據(jù)權(quán)利要求1到11的裝置，其中為執(zhí)行Berlekamp算法的電路還包括第三寄存器，用來保存估計(jì)器多項(xiàng)式Ω(x)的一部分；第四寄存器，用來保存A多項(xiàng)式的一部分；第二開關(guān)裝置，用來在連續(xù)重復(fù)所說的Berlekamp算法時(shí)，交替地選擇所述第三寄存器和所述第四寄存器中的一個(gè)。
13.根據(jù)權(quán)利要求1到12的裝置，其中所說的輸出接口包括一電路，用于把由第一時(shí)鐘信號(hào)提供的在第一時(shí)鐘速率上工作的數(shù)據(jù)源來的數(shù)據(jù)傳輸?shù)接傻诙r(shí)鐘信號(hào)提供的在第二時(shí)鐘速率上工作的數(shù)據(jù)接收器，此電路包含可在所說第一時(shí)鐘速率上工作的第一鎖存器；可在所說第二時(shí)鐘速率上工作的第二鎖存器，所說的第二鎖存器接收所說第一鎖存器來的數(shù)據(jù)；可在所說第一時(shí)鐘速率上工作的第一信號(hào)發(fā)生器，所說的第一信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生數(shù)據(jù)有效信號(hào)；至少有一個(gè)可在所說的第二時(shí)鐘速率上工作的第3鎖存器；所說的第3鎖存器響應(yīng)所說的第二時(shí)鐘信號(hào)從所說的第一信號(hào)發(fā)生器接收所說的數(shù)據(jù)有效信號(hào)；可以以所說第二時(shí)鐘速率工作的第二信號(hào)發(fā)生器，所說第二信號(hào)發(fā)生器響應(yīng)從所說第三鎖存器對(duì)所說數(shù)據(jù)有效信號(hào)的接收，激活輸入數(shù)據(jù)信號(hào)到所說第二鎖存器；從而，當(dāng)所說的輸入數(shù)據(jù)信號(hào)被激活時(shí)，響應(yīng)所說的第二鎖存器對(duì)第二時(shí)鐘信號(hào)的接收，數(shù)據(jù)從所說的第一鎖存器被傳送到所說的第二鎖存器。
全文摘要
本發(fā)明是一個(gè)利用多進(jìn)制殘留邊帶傳輸?shù)募蓴?shù)字通信系統(tǒng)。該通信系統(tǒng)從有限帶寬信道中接收多進(jìn)制脈沖幅度調(diào)制數(shù)字信號(hào)。該系統(tǒng)包括在數(shù)字信號(hào)恢復(fù)以前的解調(diào)，采樣和濾波輸入信號(hào)的處理級(jí)。另外一些級(jí)用以恢復(fù)定時(shí)并鎖定到發(fā)送信號(hào)的頻率和相位上，同時(shí)提供自動(dòng)增益控制。自適應(yīng)均衡器，糾錯(cuò)電路和輸出接口用以恢復(fù)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)并向其它設(shè)備傳送。
文檔編號(hào)H04N7/24GK1138795SQ96102810
公開日1996年12月25日 申請(qǐng)日期1996年3月31日 優(yōu)先權(quán)日1995年6月7日
發(fā)明者安東尼·P·J·克萊登, 查爾斯·D·麥克法蘭, 理查德·J·甘馬克, 安東尼·M·瓊斯, 威廉·P·羅賓斯, 馬克·巴恩斯 申請(qǐng)人:迪維安公司