專利名稱：直接變頻接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明主要涉及數(shù)字無線通信的直接變頻接收機(jī)。
對于數(shù)字無線通信中的移頻鍵控(FSKFrequency Shift Key-ing)方式的接收機(jī)，近年來正在研究一種直接變頻接收機(jī)以適合集成電路化結(jié)構(gòu)。如，特開昭55-14701號公報中記載了直接變頻接收機(jī)的一種結(jié)構(gòu)。下面，參照圖9簡單說明已有技術(shù)的FSK接收機(jī)。
圖16中，由天線1接收到的FSK信號作為經(jīng)信號放大器2振幅放大后的FSK信號101同時供給混頻器102、103。本振(本地振蕩器的簡稱)104產(chǎn)生近似等于FSK信號101載波的頻率，其輸出經(jīng)90度移相分配器105移相，分配成相位相互差90°的2個信號分別加給混頻器102、103。在該例中，取供給混頻器102的信號相位比供給混頻器103的信號相位超前90°?；祛l器102的輸出信號經(jīng)低通濾波器106的頻帶限制獲得同相基帶信號(I信號)108。而混頻器103的輸出信號經(jīng)低通濾波器107的頻帶限制獲得正交基帶信號(Q信號)109。I信號108與Q信號109相互相位正交，且由FSK信號的上下移頻產(chǎn)生的相位延遲存在相互反向的關(guān)系。
這里，相對于I信號108而言，Q信號109的相位超前時的數(shù)據(jù)為“High”(1)，滯后時數(shù)據(jù)為“Low”(0)。I信號108、Q信號109分別用限幅放大器110、111限幅放大，獲得數(shù)字化的I信號(數(shù)字I信號)112和數(shù)字化的Q信號(數(shù)字Q信號)113。然后，數(shù)字Q信號113輸入D觸發(fā)器電路901的D輸入端，而數(shù)字I信號112輸入時鐘輸入端，D觸發(fā)器電路901的輸出信號經(jīng)低通濾波器902頻帶限制，濾除噪聲等引起的部分信號變動，從而獲得最終的解調(diào)輸出。
直接變頻接收機(jī)，因具有適合集成電路化的小型、輕巧的結(jié)構(gòu)，正不斷地用于移動通信的終端。目前，由于無線移動通信中的通信容量要求越來越大，所以需要進(jìn)行通信數(shù)據(jù)速率高速比、通信頻率窄帶化。在FSK調(diào)制信號中，把數(shù)據(jù)速率與FSK頻率偏移的比值定義為調(diào)制指數(shù)，以往主要使用調(diào)制指數(shù)為5以上的FSK調(diào)制形式，而現(xiàn)今則使用3以下調(diào)制指數(shù)的高速FSK調(diào)制形式。
在上述已有的直接變頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)中，因只能用數(shù)字I信號的上升沿判別數(shù)據(jù)，所以在出現(xiàn)數(shù)字I信號的上升沿之前，即使二進(jìn)制位數(shù)據(jù)發(fā)生變化也不能檢測數(shù)據(jù)的變化。因此，數(shù)據(jù)判別發(fā)生遲后。再有，因噪聲等影響，使數(shù)字I信號發(fā)生變動，并使數(shù)據(jù)判別出錯的情況下，則會在下一數(shù)字I信號的上升沿出現(xiàn)之前，判別結(jié)果一直出錯，因而存在經(jīng)低通濾波器的最終輸出結(jié)果錯誤概率高的問題。上述問題，調(diào)整指數(shù)越小越嚴(yán)重。
在已有技術(shù)例所示的直接變頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)中，對2以下調(diào)制指數(shù)的高速、窄帶的FSK形式進(jìn)行解調(diào)時，因I、Q信號間相位檢測中的延遲，很難進(jìn)行正確解調(diào)。
另外，在上述本振信號發(fā)生頻率漂移情況下，也會因相位檢測中的延遲而使接收特性大為劣化，因此存在信號源中要求頻率準(zhǔn)確度高的問題。
本發(fā)明是為了解決上述問題，其目的在于，通過I、Q兩信號符號變化時進(jìn)行數(shù)據(jù)判別，盡可能減小由原數(shù)據(jù)變化點(diǎn)進(jìn)行判別的延遲，并減小噪聲引起數(shù)據(jù)變動的影響，從而提高調(diào)制指數(shù)低的FSK信號的接收靈敏度。
本發(fā)明再一目的在于提供這樣一種直接變頻接收機(jī)，該接收機(jī)能接收已有技術(shù)數(shù)字式解調(diào)系統(tǒng)不能接收的高速FSK信號，同時提高了對本振信號頻率漂移的容許能力，能用數(shù)字電路元器件實(shí)現(xiàn)構(gòu)成要素，容易集成化，且集成電路(IC)化的接收機(jī)小巧且價格亦低。
為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的直接變頻接收機(jī)具有生成與FSK信號載波大致相等頻率的本地振蕩器；對本地振蕩器輸出進(jìn)行移相分配輸出相互相位差90°的同相信號和正交信號的90°相位分配器；將FSK信號和同相信號進(jìn)行混頻的第一混頻器；對第一混頻器輸出進(jìn)行頻帶限制的第一低通濾波器；對第一低通濾波器的輸出進(jìn)行限幅放大的第一限幅放大器；對FSK信號和正交信號進(jìn)行混頻的第二混頻器；對第二混頻器的輸出進(jìn)行頻帶限制的第二低通濾波器；對第二低通濾波器的輸出進(jìn)行限幅放大的第二限幅放大器；對第一限幅放大器的輸出和第二限幅放大器的輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第一“異”電路；將第一“異”電路的輸出作為時鐘輸入并將第一限幅放大器的輸出作為D輸入的第一D觸發(fā)器電路；對第一“異”電路的輸出進(jìn)行反相后輸出的第一反相電路；將第一反相電路輸出作為時鐘輸入并將第二限幅放大器的輸出作為D輸入的第二D觸發(fā)器電路；對第一限幅放大器的輸出和第二D觸發(fā)器電路的Q端輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第二“異”電路；對第二限幅放大器的輸出和第一D觸發(fā)器電路的Q端輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第三“異”電路；對第二“異”電路和第三“異”電路的輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第四“異”電路。
又，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)也可有對第四“異”電路的輸出進(jìn)行頻帶限制的第三低通濾波器。
又，本發(fā)明也可作成取消第一反相電路、第二D觸發(fā)器電路、第二“異”電路和第三“異”電路的結(jié)構(gòu)。
又，本發(fā)明也可作成模擬處理數(shù)字電路進(jìn)行的處理的結(jié)構(gòu)。
又，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)也可設(shè)有將第一“異”電路的輸出進(jìn)行F/V(頻率-電壓)變換的F/V變換手段，以及對F/V變換手段的輸出與閾值的大小進(jìn)行判別的閾值判別電路。
本發(fā)明的直接變頻接收機(jī)還可這樣構(gòu)成即根據(jù)I、Q信號的正交性，由取入I信號符號變化點(diǎn)上的Q信號的符號，使Q信號相移90°后的信號與I信號的符號進(jìn)行比較，獲得第1解調(diào)結(jié)果；同樣，由取入Q信號符號變化點(diǎn)上的I信號的符號，使I信號相移90°后的信號與Q信號的符號進(jìn)行比較，獲得第2解調(diào)結(jié)果；將上述第1、第2解調(diào)結(jié)果經(jīng)過按優(yōu)先順序輸出解調(diào)結(jié)果的優(yōu)先信號判定手段，獲得最終解調(diào)結(jié)果。上述直接變頻接收機(jī)與已有結(jié)構(gòu)的相比，縮短了符號判別中產(chǎn)生的延遲時間。
按照本發(fā)明的上述結(jié)構(gòu)，用90°移相分配器對與接收到的FSK信號的載波信號頻率大致相等的本振輸出進(jìn)行移相，并分配成相互差90°相位的同相信號和正交信號，一路用第一混頻器對同相信號和FSK信號進(jìn)行混頻，并用第一低通濾波器進(jìn)行頻帶限制，獲得同相基帶信號(I信號)，再經(jīng)第一限幅放大器形成數(shù)字I信號。又在另一路中，用第二混頻器對正交信號和FSK信號進(jìn)行混頻，并在第二低通濾波器中進(jìn)行頻帶限制，獲得正交基帶信號(Q信號)后，經(jīng)第二限幅放大器形成數(shù)字Q信號。用第一“異”電路輸出數(shù)字化后的I信號和Q信號“異”運(yùn)算后的信號。
在第一D觸發(fā)器電路中，用第一“異”電路的輸出作為時鐘信號，保持并輸出數(shù)字I、Q信號從相同符號變?yōu)椴煌枙r的I信號。
又在第二D觸發(fā)器電路中，用第一“異”電路的反相輸出作為時鐘信號，保持并輸出數(shù)字I、Q信號從不同符號變?yōu)橄嗤枙r的Q信號。
在第二、三、四“異”電路的組合中，當(dāng)數(shù)字I、Q信號從同符號變?yōu)椴煌枙r，若變化的是I信號，則判斷為I信號相位超前Q信號，第四“異”電路輸出為0，若不是，則輸出1。
又，當(dāng)I信號、Q信號從不同符號變?yōu)橥枙r，若變化后的是Q信號，則判斷為Q信號相位遲后I信號，第四“異”電路輸出為Low(0)，若不是，則輸出為High(1)。根據(jù)情況，用第三低通濾波器所得輸出的頻帶，濾除噪聲等引起的部分輸出變動，從而能解調(diào)接收到的FSK信號。
本發(fā)明通過上述結(jié)構(gòu)，縮短了符號判別中的檢測延遲時間，所以能以更高的速率接收窄頻帶的FSK信號。而且，與已有技術(shù)的FSK接收機(jī)相比，本發(fā)明的接收機(jī)具有更高的靈敏度，且對于本振頻率漂移有較大的容許能力。
再有，本發(fā)明中的優(yōu)先信號判定手段適用于已有的2路結(jié)構(gòu)的直接變頻接收機(jī)中的解調(diào)信號合成部，因此能很容易獲得上述效果。
另外，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)比較簡單，能用數(shù)字信號處理電路來實(shí)現(xiàn)，所以能容易將解調(diào)器整體集成電路化，同時使接收機(jī)小型化并省電。
下面結(jié)合附圖詳細(xì)說明本發(fā)明的實(shí)施例。
圖1為本發(fā)明第1實(shí)施例中的直接變頻接收機(jī)的電路系統(tǒng)圖；圖2為上述實(shí)施例中的各部分波形圖；圖3為上述實(shí)施例中符號變化與解調(diào)輸出的對應(yīng)圖；圖4為本發(fā)明第2實(shí)施例中直接變頻接收機(jī)的電路系統(tǒng)圖；圖5為第2實(shí)施例中各部分波形圖；圖6為本發(fā)明第3實(shí)施例中直接變頻接收機(jī)的電路系統(tǒng)圖；圖7為第3實(shí)施例中各部分的波形圖；圖8為本發(fā)明第4實(shí)施例中直接變頻接收機(jī)的電路系統(tǒng)圖；圖9為本發(fā)明第5實(shí)施例直接變頻接收機(jī)的主要組成部分連線圖；圖10為本發(fā)明第5實(shí)施例直接變頻接收機(jī)主要部分的波形圖；圖11表示本發(fā)明第5實(shí)施例直接變頻接收機(jī)中作為主要部件的邊沿檢測手段結(jié)構(gòu)的電路系統(tǒng)圖；圖12表示本發(fā)明第5實(shí)施例直接變頻接收機(jī)中作為主要部件的邊沿檢測手段的又一結(jié)構(gòu)電路系統(tǒng)圖；圖13為本發(fā)明第6實(shí)施例直接變頻接收機(jī)主要組成部分連線圖；圖14為本發(fā)明第7實(shí)施例直接變頻接收機(jī)的主要組成部分連線圖；圖15表示本發(fā)明第7實(shí)施例直接變頻接收機(jī)中作為主要部件的優(yōu)先信號判定手段結(jié)構(gòu)的電路系統(tǒng)圖；圖16為已有技術(shù)的直接變頻接收機(jī)的概示圖。
實(shí)施例1下面，參照


本發(fā)明第1實(shí)施例。
圖1中，101為FSK信號，102、103為混頻器，104為本地振蕩器(下面簡稱為“本振”)，105為90°移相分配器，106、107為低通濾波器，108為I信號，109為Q信號，110、111為限幅放大器，112為數(shù)字化后的I信號，113為數(shù)字化后的Q信號，以上與已有技術(shù)例結(jié)構(gòu)相同。
114、115、116、117為輸出兩個輸入的“異”運(yùn)算結(jié)果的“異”電路、118、119為D觸發(fā)器電路，該電路在時鐘輸入信號上升時保持D輸入狀態(tài)并作為Q輸出；120為輸出輸入信號的反相信號的反相電路；121為濾除高頻成分的低通濾波器；122為解調(diào)輸出端。又，也可作成不設(shè)低通濾波器的結(jié)構(gòu)。
在如上構(gòu)成的直接變頻接收機(jī)中，從接收到的FSK信號101獲得數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113的基本動作與已有技術(shù)例的相同。
下面參照圖2，說明用所得的數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113進(jìn)行解調(diào)的動作。
用“異”電路114對數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113進(jìn)行“異”運(yùn)算，然后一方面供給D觸發(fā)器電路118的時鐘輸入，另一方面供給反相電路120進(jìn)行反相運(yùn)算后，供給D觸發(fā)器電路119的時鐘輸入。
D觸發(fā)器電路118取數(shù)字I信號112作為D輸入，D觸發(fā)器電路119取數(shù)字Q信號113作為D輸入?！爱悺彪娐?14的輸出，當(dāng)數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113的符號相同時為Low(0)，不同時為High(1)。因此，在D觸發(fā)器電路118中，當(dāng)數(shù)字I信號112與數(shù)字Q信號113的符號從同符號變?yōu)椴煌枙r，保持D輸入的數(shù)字I信號112并作為Q端輸出。又，在D觸發(fā)器電路119中，當(dāng)數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113的符號從不同符號變?yōu)橄嗤枙r，保持D輸入的數(shù)字Q信號113并作為Q端輸出。
邏輯“異”電路115對D觸發(fā)器電路119的Q輸出和數(shù)字I信號進(jìn)行“異”運(yùn)算，并供給“異”電路117。而“異”電路116對D觸發(fā)器電路118的Q輸出和數(shù)字Q信號113進(jìn)行“異”運(yùn)算，然后供給“異”電路117。
這里，先說明數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113的符號開始從相同符號變?yōu)椴煌枙r的動作。
此時，能判斷為符號變化的信號方，其相位超前。因數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113的符號從相同符號變?yōu)椴煌?，所以“異”電?14的輸出變成1，D觸發(fā)器電路118的時鐘輸入上升，作為D輸入的數(shù)字I信號112從Q端輸出。這里，D觸發(fā)器118的時鐘輸入的上升時間，與數(shù)字I、Q信號發(fā)生符號變化的時間相比，存在“異”電路114中產(chǎn)生的延遲，所以D輸入的變化與鎖存時間不會同時出現(xiàn)，Q端輸出數(shù)字I、Q信號變?yōu)椴煌柡蟮臄?shù)字I信號的符號。因此，“異”電路116因?qū)ψ優(yōu)榉柌煌蟮臄?shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113進(jìn)行“異”運(yùn)算，所以其輸出變?yōu)?。再有，D觸發(fā)器電路119因時鐘未出現(xiàn)上升而仍舊保持同符號時的Q輸出。因此，“異”電路115根據(jù)從相同符號變化為不同符號時，變化的是數(shù)字I信號112還是數(shù)字Q信號113，而輸出不同。若變化的是數(shù)字I信號，則因“異”電路115的輸入為不同符號，所以輸出為1。相反，若變化了的是數(shù)字Q信號，“異”電路115的輸入信號因仍舊為同符號時的那樣雙方都未變化，所以其輸出如下文所述，成為0。
從上述可見，從同符號變化為不同符號的是數(shù)字I信號時，“異”電路117的輸入都為1，其輸出為0。這種情況與I信號相位超前Q信號時的輸出相一致。再，變化了的是數(shù)字Q信號時，“異”電路117的輸入變成1和0，其輸出為1。這種情況與Q信號相位超前I信號時的數(shù)據(jù)相一致。
下面說明數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113的符號從不同符號變?yōu)橄嗤枙r的動作。
此時能判斷為符號變化的信號方，其相位遲后。“異”電路114因符號從不同變?yōu)橄嗤敵鰹?，經(jīng)過反相電路120，D觸發(fā)器電路119的時鐘輸入上升，因而D端輸入的數(shù)字Q信號113作為Q端輸出。所以，在“異”電路115中，對構(gòu)成同符號的數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113進(jìn)行“異”運(yùn)算，其輸出為0。在D觸發(fā)器電路118中，因時鐘未上升而Q端保持其原先不同符號時的輸出。所以，“異”電路116根據(jù)從不同符號變化成相同符號的是數(shù)字I信號112還是數(shù)字Q信號113，而有不同的輸出。若變化的是數(shù)字I信號，“異”電路116因其輸入信號仍為不同符號時的那樣兩方都未變化，所以其輸出如先前所述仍為1。反之，若變化的是Q信號，則“異”電路116的輸入為相同符號，輸出為0，由上可見，從不同符號變?yōu)橄嗤柕氖荌信號時，“異”電路117的輸入一為0，一為1，所以輸出為1。這種情況與I信號相位遲后Q信號時的數(shù)據(jù)一致。若變化的是數(shù)字Q信號，則“異”電路117的輸入都為0，其輸出為0。這種情況與Q信號相位遲后I信號時的數(shù)據(jù)一致。
下面說明因噪聲等的影響而使數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113兩者同時變化時的動作。數(shù)字I、Q兩信號同時變化時，因“異”電路114的輸出未變化，所在D觸發(fā)器電路118、119的Q輸出也未變化?！爱悺彪娖?15、116因數(shù)字I、Q信號都變化而都反轉(zhuǎn)，但“異”電路117的輸出未變化。這樣，若在數(shù)字I信號、Q信號同時發(fā)生變化的情況下，則仍保持變化前的狀態(tài)。
如上那樣，“異”電路117的輸出，當(dāng)數(shù)字I信號112的相位超前數(shù)字Q信號113時為0，遲后時為1，通過低通濾波器121濾除噪聲引起的部分變動，從而獲得解調(diào)輸出122。圖3為數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113的符號變化與解調(diào)輸出的對應(yīng)關(guān)系圖。
如上所述，按照本實(shí)施例，由于用數(shù)字I信號和數(shù)字Q信號的符號從同符號變?yōu)椴煌枴⒒驈牟煌栕優(yōu)橥枙r的值獲得解調(diào)輸出，所以與已有技術(shù)例相比增加了每一符號的數(shù)據(jù)判別次數(shù)，減小了判別原數(shù)據(jù)變化點(diǎn)的延遲，并且因減少了噪聲等引起數(shù)據(jù)變動的影響，從而能提高調(diào)制指數(shù)低時FSK信號的接收靈敏度。
雖然本實(shí)施例是以I信號相位超前Q信號時為0，遲后時為1進(jìn)行了說明，但不限于此，很容易類推到，在1和0的定義相反時，只要在“異”電路117與低通濾波器121之間設(shè)一反相電路就可以了。
實(shí)施例2下面參照

本發(fā)明第2實(shí)施例。
圖4中，與圖1結(jié)構(gòu)不同點(diǎn)在于，除去了“異”電路115、116，D觸發(fā)器電路119和反相電路120，“異”電路117的一輸入端是數(shù)字Q信號113，而另一輸入端是D觸發(fā)器電路118的Q輸出，并且設(shè)有為濾除低通濾波器121輸出中DC成分的高通濾波器401。高通濾波器201，在本實(shí)施例中是由電容器402和電阻403構(gòu)成的RC濾波器。其它結(jié)構(gòu)部分與圖1的相同。
下面說明上述結(jié)構(gòu)的直接變頻接收機(jī)中用數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113進(jìn)行解調(diào)的動作。
“異”電路114對數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113進(jìn)行“異”運(yùn)算，當(dāng)數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號同符號時輸出0，不同符號時輸出1。在D觸發(fā)器電路118中，“異”電路114的輸出作為時鐘輸入，且數(shù)字I、Q信號112、113的符號從同符號變?yōu)椴煌枙r時鐘上升，并將此時的數(shù)字I信號112作為D輸入進(jìn)行保持，再輸出到Q輸出端上。
數(shù)字I信號112與數(shù)字Q信號113從同符號變?yōu)椴煌枙r，“異”電路117的兩輸入相互必定是不同的符號，其輸出為1。接著，數(shù)字I、O信號從不同符號變成同符號時，若變化的是數(shù)字I信號112，則因“異”電路117的兩輸入未變化，仍為不同符號，輸出仍為1。若變化的是數(shù)字Q信號113，則“異”電路117的兩輸入從不同符號變成同符號，輸出為0。因此，“異”電路117的輸出如圖5(117)所示，并通過低通濾波器121積分和高通濾波器201濾除DC分量，獲得如圖5(122)所示的解調(diào)輸出。
如上所述，按照本實(shí)施例，由于用數(shù)字I、Q信號和兩符號從同符號變成不同符號時的數(shù)字I信號的符號獲得解調(diào)輸出，所以比已有技術(shù)例增加了每一符號的數(shù)據(jù)判別次數(shù)，從而減小了判別原數(shù)據(jù)變化點(diǎn)的延遲，并且由于減小了噪聲引起的數(shù)據(jù)變動，從而能提高接收靈敏度。但在本實(shí)施例中，每一符號的數(shù)據(jù)判別次數(shù)為實(shí)施例1的一半，且只要是調(diào)制指數(shù)高到某種程度的FSK信號就能可靠接收，還能減少電路結(jié)構(gòu)的元件。
在本實(shí)施例中，雖作成取消D觸發(fā)器電路119的結(jié)構(gòu)，但并不限于此，也可取消D觸發(fā)器電路118而用D觸發(fā)器電路119來取代，并將D觸發(fā)器電路119的Q輸出加給“異”電路117的一輸入端，將數(shù)字I信號112加給另一輸入端，再設(shè)置使“異”電路117輸出反相的反相電路。
又，在本實(shí)施例中，雖用“異”電路114的輸出作為D觸發(fā)器電路的時鐘輸入，但并不限于此，也可作成這樣的結(jié)構(gòu)，即設(shè)置使“異”電路114輸出反相后作為時鐘供給的反相電路，且D觸發(fā)器電路保持?jǐn)?shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113從不同符號變?yōu)橥枙r的D輸入，并將其作為Q輸出。
實(shí)施例3下面參照

本發(fā)明第3實(shí)施例。
圖6中，101為FSK信號，102、103為混頻器，104為本振，105為90°移相分配器，106、107為低通濾波器，108為I信號，109為Q信號，以上結(jié)構(gòu)與圖1的相同。
601、602、603、604為兩輸入信號相乘后輸出的模擬乘法器，605為保持輸出控制信號極性從負(fù)變?yōu)檎龝r的輸入信號的保持手段，606為保持輸出控制信號極性從正變?yōu)樨?fù)時的輸入信號的保持手段，607、608、609為將輸入信號延遲相當(dāng)于接收的FSK信號101移頻 相位的時間的延遲電路，610為濾除高頻成分的低通濾波器。
參照圖7說明上述結(jié)構(gòu)的直接變頻接收機(jī)中使用I信號108和Q信號109進(jìn)行解調(diào)的動作。
I信號和Q信號，頻率都等于接收的FSK信號101的移頻，相位相互差90°，通過在模擬乘法器601中將I、Q信號相乘，其輸出端上獲得2倍移頻的頻率。延遲器607延遲一段相當(dāng)于所得2倍頻率信號 相位的時間，也即相當(dāng)于接收的FSK信號101移頻 相位的時間。保持手段605將延遲器607延遲的信號作為控制信號輸入，并保持控制信號的極性從負(fù)變正時的I信號108，加給模擬乘法器603。另一方面，保持手段606將延遲器607延遲的信號作為控制信號輸入，并保持控制信號的極性從正變負(fù)時的Q信號109，加給模擬乘法器602。模擬乘法器602將由延遲器608延遲與延遲器607相同時間的I信號和保持手段606的輸出相乘。另一方面，模擬乘法器603將由延遲器609延遲與延遲器607相同時間的Q信號和保持手段605的輸出相乘。模擬乘法器604將模擬乘法器602的輸出和模擬乘法器603的輸出相乘，經(jīng)低通濾波器610濾除高頻成分獲得解調(diào)輸出122。
如上所述，按照本實(shí)施例，由于模擬處理實(shí)施例1中數(shù)字電路進(jìn)行的解調(diào)動作，所以可不用限幅放大器110、111。
實(shí)施例4下面參照

本發(fā)明第4實(shí)施例。
圖8中，102、103為混頻器，104為本振，105為90°移相分配器，106、107為低通濾波器，108為I信號，109為Q信號，110、111為限幅放大器，112為數(shù)字化了的I信號，113為數(shù)字化了的Q信號，121為低通濾波器，114、115、116、117為“異”電路，118、119為D觸發(fā)器電路，120是反相電路，122為解調(diào)輸出，以上結(jié)構(gòu)與圖1的一樣。
與圖1不同點(diǎn)在于，相對于4值FSK信號801設(shè)有輸出與“異”電路114輸出信號頻率成比例的電壓的頻率電壓變換手段(F/V變換手段)802，以及對F/V變換手段802的輸出進(jìn)行閾值判別的閾值判別電路803。
F/V變換手段802如由檢測輸入信號上升、下降沿的邊沿檢測電路804，位于邊沿檢測部的產(chǎn)生一定時間寬度脈沖的脈沖波發(fā)生電路805，和對所得脈沖波積分的低通濾波器806等構(gòu)成。邊沿檢測電路804可用如對輸入信號進(jìn)行微小時間延遲的延遲電路807和“異”電路808構(gòu)成。
在上述結(jié)構(gòu)的直接變頻接收機(jī)中，通過從接收的4值FSK信號801判別移頻(頻率偏移)方向，即判別移頻是在載頻的正側(cè)還是負(fù)側(cè)，來解調(diào)1位(bit)數(shù)據(jù)。該解調(diào)的動作，與實(shí)施例1的一樣。下面說明判別接收的4值FSK信號移頻，對剩下的另1位數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)的動作。
與實(shí)施例1一樣，所得數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113的頻率相同，相位相差90°?！爱悺彪娐?14利用“異”運(yùn)算，等價進(jìn)行數(shù)字I信號112和數(shù)字Q信號113相乘的運(yùn)算，其輸出中含有FSK信號801 2倍移頻的頻率成分。因此，通過用F/V變換手段802將移頻量變換成電壓，用閾值判別電路803對移頻量進(jìn)行閾值判別，從而獲得對應(yīng)于移頻量的1位解調(diào)輸出809。
下面說明F/V變換手段802的動作。“異”電路114的輸出一方面經(jīng)延遲電路807延遲微小時間后供給“異”電路808、另一方面直接供給“異”電路808?！爱悺彪娐?08在“異”電路114輸出符號變化時輸出微小時間的1。也即檢測“異”電路114輸出的邊沿。脈沖波發(fā)生電路805在檢測到邊沿時刻上產(chǎn)生一定時間寬度的脈沖，經(jīng)低通濾波器806積分，獲得與脈沖波密度成比例的電壓。因此，“異”電路114輸出的頻率變換成電壓。
如上所述，按照本實(shí)施例，通過對應(yīng)于移頻方向的1位數(shù)據(jù)判定和對應(yīng)于移頻量的1位數(shù)據(jù)解調(diào)，能夠?qū)?值FSK信號進(jìn)行解調(diào)。
在本實(shí)施例中，雖然說明了4值FSK信號的解調(diào)，但不限于此，很容易類推到，只要變更閾值判定電路就能進(jìn)行多值FSK信號的解調(diào)。
按照如上所述的本發(fā)明，由于用數(shù)字化了的I、Q信號從同符號變?yōu)椴煌柣驈牟煌栕優(yōu)橥枙r的值獲得解調(diào)輸出，所以比已有技術(shù)增加每一符號的數(shù)據(jù)判別次數(shù)，減小了判別原有數(shù)據(jù)變化點(diǎn)的延遲，且因減小了噪聲引起數(shù)據(jù)變動的影響，所以能提高接收調(diào)制指數(shù)低的FSK信號時的接收靈敏度。
實(shí)施例5下面，參照圖9、圖10說明本發(fā)明第5實(shí)施例。圖9為本發(fā)明第5實(shí)施例直接變頻接收機(jī)的主要部分電路系統(tǒng)圖。
圖9中，1是天線，2是被接收信號的放大器，3是放大器2振幅放大后的FSK信號，4是產(chǎn)生與接收FSK信號3載波大致相等頻率的本振信號5的本地振蕩器(簡稱本振”)，6是對本振信號5相移90°的90°移相器，7是對接收FSK信號3和本振信號5的輸出信號進(jìn)行混頻的第1信號混頻手段，8是對接收FSK信號3和90度移相器6的輸出信號進(jìn)行混頻的第2信號混頻手段，9、10是限制第1、2信號混頻手段7、8輸出信號頻帶僅提取所需要的FSK調(diào)制分量的低通濾波器，11、12是經(jīng)低通濾波器9、10提取后的I、Q基帶信號，13、14是將I、Q基帶信號11、12二值化后輸出信號15、16的第1、2限幅放大器，17是檢測信號16的符號變化點(diǎn)的第1邊沿檢測手段，18是輸出信號19的D型觸發(fā)器，它將信號15作為其數(shù)據(jù)輸入，而將邊沿檢測手段17的檢測信號作為其時鐘輸入，20是從信號19和信號16“異”運(yùn)算獲得解調(diào)結(jié)果21的第1″異″運(yùn)算電路。
圖10中，(a)為發(fā)送信號，(b)-(g)為在上述結(jié)構(gòu)接收機(jī)內(nèi)部解調(diào)過程中的各信號波形例，分別對應(yīng)于圖9中所示的(b)-(g)點(diǎn)。
下面說明上述結(jié)構(gòu)中的動作。
首先，放大器2放大接收天線1接收到的FSK調(diào)制信號的振幅，供給混頻器7、8。這里，第1本振4產(chǎn)生的與FSK調(diào)制信號載波大致相等頻率的本振信號5在混頻器7中與FSK信號一同混頻后，經(jīng)低通濾波器9限制頻帶，獲得僅包含F(xiàn)SK調(diào)制分量的信號11。
該信號11通常稱為I信號。再有本振信號5經(jīng)90度移相器6相移90度后，同樣用混頻器8與FSK調(diào)制信號3混頻，經(jīng)低通濾波器10限制頻帶，獲得具有與信號11相同的FSK調(diào)制分量的信號12。通常信號12稱為Q信號。
圖10(a)為發(fā)送信號，圖10(b)、10(c)分別為I信號11、Q信號12的信號波形例。已知I信號11和Q信號12相位相互正交，它們的相位滯后關(guān)系具有隨發(fā)送信號的符號變化而反轉(zhuǎn)的特性。
I信號11和上述Q信號12相位正交。因此，它們的二值化后的信號15、16(圖10(d)(e))通常也保持90°的相位差，信號16的符號變化點(diǎn)，與上述信號15的符號變化點(diǎn)相比，在偏離90°的時刻上發(fā)生。因此，通過在信號16的符號變化點(diǎn)上取入信號15的符號，可得信號15的虛擬90°相位滯后的二值信號19。也即，邊沿檢測手段17檢測信號16符號變化點(diǎn)時產(chǎn)生窄脈沖，作為第1觸發(fā)器18的時鐘信號，借此在信號16的符號變化點(diǎn)上取入信號15作為輸出，從而獲得信號15的虛擬90度相位滯后信號19。
這里，在Q信號12比I信號11滯后90度時，將信號15的90度滯后信號19(圖10(f))與信號16構(gòu)成同相，這樣在第1“異”運(yùn)算電路20中的相位比較結(jié)果21(圖10(g)為零。反之，在Q信號12比I信號11超前90度時，信號16比將信號15延遲90度的信號19超前180度，兩者反相，所以此時第1“異”運(yùn)算電路20中的相位比較結(jié)果21為1。通過這些運(yùn)算，能檢測因發(fā)送數(shù)據(jù)符號變化產(chǎn)生的I、Q信號間的相位關(guān)系，如上所述，該結(jié)果能檢測發(fā)送信號的符號變化，也即能進(jìn)行解調(diào)。
下面，參照圖11、圖12說明用于接收機(jī)結(jié)構(gòu)的邊沿檢測手段17的具體電路例。
圖11為邊沿檢測手段17的第1實(shí)施例電路圖。
圖11中，40為“異”運(yùn)算電路，41為電阻元件，42為電容元件?！爱悺边\(yùn)算電路40的兩輸入端中，一端加邊沿檢測手段17的輸入信號，另一端經(jīng)電容元件42接地?！爱悺边\(yùn)算電路40的輸入端之間設(shè)有電阻元件41，它與電容42構(gòu)成信號延遲電路。按照該結(jié)構(gòu)，當(dāng)邊沿檢測手段17的輸入信號發(fā)生符號變化時，則由電阻元件41和電容元件42延遲的信號加給“異”運(yùn)算電路40設(shè)有電阻和電容元件的輸入端，而另一輸入端上符號變化不會產(chǎn)生延遲。
因此，在延遲時間中，上述“異”運(yùn)算電路40的兩輸入端符號不同，從而產(chǎn)生邊沿檢出的信號。
圖12為邊沿檢測手段第2實(shí)施例的電路圖。
圖12中，43為“異”運(yùn)算電路，42為偶數(shù)個信號反相電路。圖12實(shí)施例用偶數(shù)個信號反相電路42替換了圖11中的邊沿檢測手段17中由電阻和電容元件構(gòu)成的延遲電路，其動作與圖11結(jié)構(gòu)例的相同。
通常由集成電路構(gòu)成電容元件往往比較困難，所以采用圖12的邊沿檢測手段容易集成電路化。
實(shí)施例6下面，參照圖13說明本發(fā)明第6實(shí)施例。圖13為本發(fā)明第6實(shí)施例直接變頻接收機(jī)主要部分的電路系統(tǒng)圖。
圖13中，1是天線，2是接收信號的放大器，3是經(jīng)放大器2振幅放大后的接收FSK信號，4是產(chǎn)生本振信號5的本地振蕩器，該信號5的頻率與接收FSK信號3載波頻率大致相等。6是將本振信號5的相位相移90度的90度移相器，7是對接收信號3和本振信號5的輸出信號進(jìn)行混頻的第1信號混頻手段，8是將接收FSK信號3與90度移相器6的輸出信號相混頻的第2信號混頻手段，9、10是限制第1、2信號混頻手段7、8輸出信號頻帶并僅提取所需FSK調(diào)制分量的低通濾波器，11、12為經(jīng)低通濾波器輸出的I、Q基帶信號，13、14是輸出將I、Q基帶信號11、12二值化后的信號15、16的第1、2限幅放大器，17是檢測信號16的符號變化點(diǎn)的第1邊沿檢測手段，18是將信號15作為數(shù)據(jù)輸入將邊沿檢測手段17的檢測信號作為時鐘輸入并輸出信號19的D型觸發(fā)器，20是根據(jù)信號19和信號16的“異”運(yùn)算獲得解調(diào)結(jié)果21的第1“異”運(yùn)算電路，上面的結(jié)構(gòu)與圖9的相同。
圖13中與圖9的不同點(diǎn)在于新設(shè)有檢測信號15符號變化點(diǎn)的第2邊沿檢測手段23；將信號16作為數(shù)據(jù)輸入將第2邊沿檢測手段23的輸出信號作為時鐘輸入的D型觸發(fā)器24；獲得D型觸發(fā)器24輸出信號和信號15的“異”運(yùn)算結(jié)果27的第2“異”運(yùn)算電路；將信號21作為“+”輸入、信號27作為“-”輸入，獲得最終解調(diào)結(jié)果29的加減運(yùn)算電路28。
圖13所示第6實(shí)施例的解調(diào)動作大致與圖9結(jié)構(gòu)的相同，下面，用圖10說明其不同點(diǎn)。
在第5實(shí)施例中，由于用D型觸發(fā)器18檢測Q信號(圖10(e))符號變化點(diǎn)上的I信號(圖10(d))的符號，所以能獲得將I信號(圖10(d))虛擬延遲90度的信號(圖10(f))，通過與Q信號(圖10(e))比較獲得解調(diào)結(jié)果(圖10(g))。
也即，在圖9結(jié)構(gòu)中僅檢測Q信號符號變化點(diǎn)上的I信號和Q信號的相位關(guān)系。這當(dāng)中，I信號和Q信號是相位相差90度的同一頻率的信號，因而能通過將第5實(shí)施例中所述的I信號和Q信號交錯，在I信號符號變化點(diǎn)上檢測I信號和Q信號的相位關(guān)系。這樣，能夠檢測I信號和Q信號交互產(chǎn)生的符號變化點(diǎn)上的各個相位關(guān)系，因此可使相位檢測中的延遲時間減少約一半。
圖13構(gòu)成中，除第5實(shí)施例中的動作外，還有，邊沿檢測手段23檢測到I信號11的符號變化點(diǎn)時產(chǎn)生窄脈沖，作為第2觸發(fā)器24的時鐘輸入，在二值化的I信號15(圖10(d))的符號變化點(diǎn)上取入二值化后的Q信號16(圖10(e))作為輸出，從而獲得將信號16(圖10(e))虛擬延遲90度的信號25(圖10(h))。然后，用信號25(圖10(h))和信號15(圖10(d))的“異”運(yùn)算電路26進(jìn)行符號比較，獲得第2解調(diào)結(jié)果27(圖10(i))。
也即，Q信號12比I信號11滯后90度時，將Q信號12二值化后的信號16虛擬延遲90度，形成信號25，它比將I信號11二值化后的信號15延遲180度，相位相反，在第2“異”運(yùn)算電路26中的相位比較結(jié)果27為1。
反之，在Q信號12比I信號11超前90度時，將信號11延遲90度的信號與信號16同相，此時，第2“異”運(yùn)算電路26中的相位比較結(jié)果27為零。通過這些運(yùn)算，能檢測隨發(fā)送數(shù)據(jù)符號變化的I、Q信號間的相位關(guān)系。
然而，由此獲得的第2解調(diào)結(jié)果27中的正負(fù)關(guān)系與第1解調(diào)結(jié)果21相反，因此在加減運(yùn)算電路28中取相反符號后合成，獲得最終解調(diào)結(jié)果29(圖10(j))。
用上述結(jié)構(gòu)進(jìn)行解調(diào)，在I信號11和Q信號12交互發(fā)生的符號變化點(diǎn)上不斷更新解調(diào)結(jié)果，因此與實(shí)施例1中情況相比，I信號11和Q信號12中的相位檢測次數(shù)大約增加一倍，所以解調(diào)中的相位檢測延遲、即解調(diào)誤差大致減少一半。
由于解調(diào)誤差的減少關(guān)系到直接接收靈敏度的提高，所以能改善接收靈敏度。再有，因減小了解調(diào)中相位檢測的延遲量，從而能接收高速率的FSK信號。
實(shí)施例7下面，參照圖14說明本發(fā)明第7實(shí)施例。圖14為采用本發(fā)明第7實(shí)施例FSK解調(diào)器的接收機(jī)主要部分電路系統(tǒng)圖。
圖14中，1為天線，2為接收信號的放大器，3是經(jīng)放大器2振幅放大后的接收FSK信號，4是產(chǎn)生本振信號5的本地振蕩器，該信號頻率與接收FSK信號3的載波頻率大致相等，6是將本振信號5相移90度的90度移相器，7是對接收FSK信號3和本振信號5的輸出信號混頻的第1混頻手段，8是對接收FSK信號3和90度移相器6的輸出信號混頻的第2混頻手段，9、10是限制第1、2混頻手段7、8輸出信號帶寬僅輸出所需FSK調(diào)制分量的低通濾波器，11、12是低通濾波器9、10輸出的I、Q基帶信號，13、14是輸出將I、Q基帶信號11、12二值化后的信號15、16的第1、2限幅放大器，17是檢測信號16符號變化點(diǎn)的第1邊沿檢測手段，18是將信號15作為數(shù)據(jù)輸入將邊沿檢測手段17的檢測信號作為時鐘輸入并輸出信號19的第1D型觸發(fā)器，20是利用信號19和信號16的“異”運(yùn)算獲得第1解調(diào)結(jié)果21的第1“異”運(yùn)算電路，23是檢測信號15中符號變化點(diǎn)的第2邊沿檢測手段，24是將信號16作為數(shù)據(jù)輸入將第2邊沿檢測手段23的輸出信號作為時鐘輸入的第2D型觸發(fā)器，26是對第2D型觸發(fā)器24的輸出信號25和信號15進(jìn)行“異”運(yùn)算后獲得第2解調(diào)結(jié)果27的第2“異”運(yùn)算電路，以上結(jié)構(gòu)與圖13的相同。
圖14結(jié)構(gòu)中與圖13結(jié)構(gòu)的不同點(diǎn)在于，代替加減運(yùn)算電路28的有將第2解調(diào)結(jié)果27的符號反相的符號反相電路30，和按照第1解調(diào)結(jié)果21和符號反相電路30的輸出信號中優(yōu)先(早到)順序輸出信號的優(yōu)先(早到)信號判定手段31，而且獲得最終解調(diào)結(jié)果32。
圖14所示第7實(shí)施例中的解調(diào)動作大體上與圖13結(jié)構(gòu)相同，下面用圖10說明其不同點(diǎn)。
如第6實(shí)施例中說明的那樣，第1解調(diào)結(jié)果21(圖10(g))和第2解調(diào)結(jié)果27(圖10(i)反相，在此，用上述符號反相電路30將第2解調(diào)結(jié)果27反相，使之具有一致性，并隨同第1解調(diào)結(jié)果21加給優(yōu)先信號判定手段31。第1解調(diào)結(jié)果和第2解調(diào)結(jié)果會使解調(diào)結(jié)果交替變化，所以發(fā)送信號中符號變化時，先檢測一個，再檢測另一個。因此，在發(fā)送符號變化后僅檢測第1、2解調(diào)結(jié)果中的一個時，因解調(diào)結(jié)果相反而在第6實(shí)施例最終解調(diào)結(jié)果中出現(xiàn)符號不確定區(qū)域。
設(shè)置優(yōu)先信號判定手段31是為了抑制在上述解調(diào)結(jié)果中產(chǎn)生符號不確定區(qū)，當(dāng)兩輸入信號符號相同時輸出與輸入信號相同符號的信號。然而當(dāng)兩輸入信號中一個符號發(fā)生變化時，則檢測到符號變化的信號占先使輸出符號變化。通過這一動作使圖10(j)所示第6實(shí)施例獲得的最終解調(diào)結(jié)果符號變化點(diǎn)上的符號不確定區(qū)消失，因而減小了解調(diào)結(jié)果中的判定延遲。
圖15是優(yōu)先信號判定手段31具體電路結(jié)構(gòu)實(shí)施例。
圖15中，45是將優(yōu)先信號判定手段的兩輸入信號作為輸入信號、對任一個輸入信號中的符號變化進(jìn)行檢測的“異”運(yùn)算電路，46是對“異”運(yùn)算電路45的輸出信號進(jìn)行反相的符號反相電路，47是將優(yōu)先信號判定手段31的兩輸入信號中的任一個作為數(shù)據(jù)輸入而將符號反相電路46的輸出信號作為時鐘輸入的D型觸發(fā)器，48是將“異”運(yùn)算電路45的輸出信號作為一輸入的“異”運(yùn)算電路，它用于當(dāng)檢測出優(yōu)先信號判定手段31兩輸入信號中任一個符號變化時將D型觸發(fā)器47的輸出信號反相。
圖15所示(g)、(i)信號，如上所述，一個信號接著另一個信號發(fā)生符號變化。圖15中，圖示了(g)信號符號變化后(i)信號符號發(fā)生變化時的情況。下面按照(g)、(i)信號的變化順序說明動作。
1)接在(g)信號符號之后(i)信號變化時，“異”運(yùn)算電路45的輸出信號(k)變成0，符號反相電路46的輸出信號變成1。此時D型觸發(fā)器47因時鐘輸入端上輸入上升脈沖而輸出數(shù)據(jù)輸入的符號作為輸出信號(l)。然后，由于“異”運(yùn)算電路48的輸入信號(k)為0，其輸出信號(m)中輸出與輸入信號(l)相同符號的信號。也就是說與輸入(g)和(i)符號相同。
2)僅發(fā)生(g)信號符號變化時，“異”45的輸出信號(k)變?yōu)?，而“異”運(yùn)算電路48輸出與輸入信號(l)的符號相反的信號。也就是說與變化后的(g)信號符號相同。接在(g)信號之后發(fā)生(i)信號變化的情況如1)中所述。
根據(jù)以上動作，輸出(g)、(i)信號中先變化的信號的符號。因此，圖15(m)中所示優(yōu)先信號判定手段31的輸出信號由于不存在圖10(j)所示解調(diào)結(jié)果中的符號不確定區(qū)，所以解調(diào)結(jié)果中的解調(diào)誤差也小。
在接收調(diào)制指數(shù)5以上速度比較慢的FSK信號情況下，第6、第7實(shí)施例所述結(jié)構(gòu)在性能上沒有大的差別。然而，在接收像調(diào)制指數(shù)在3以下的高速FSK信號時，若不用本實(shí)施例所示結(jié)構(gòu)，則會導(dǎo)致性能劣化。
再有，如上所述因減小了解調(diào)中的延遲誤差，所以也有利于對本振信號頻率漂移的容許能力。
如上所述，按照本發(fā)明，在直接變頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)中，能接收已有數(shù)字式解調(diào)方式所不能的高速FSK信號。同時能提高對本振信號頻率漂移的容許能力。再有，組成要素能用數(shù)字電路元件實(shí)現(xiàn)，所以容易集成化，且IC化的接收機(jī)小巧、價格低，工業(yè)應(yīng)用價值大。
權(quán)利要求
1.一種直接變頻接收機(jī)，具有頻偏受調(diào)制的移頻調(diào)制信號，產(chǎn)生與該移頻調(diào)制信號的載波大致相等頻率的本地振蕩器，對所述本地振蕩器輸出信號進(jìn)行分配、相移成相互相位差90°、并輸出相位相對超前信號(同相信號)和相位相對遲后信號(正交信號)的90°移相分配器，對上述移頻調(diào)制信號與上述同相信號進(jìn)行混頻的第1混頻器，對上述第1混頻器輸出信號進(jìn)行頻帶限制使同相基帶信號分量通過的第1低通濾波器，對上述同相基帶信號限幅放大后作為數(shù)字信號輸出的第1限幅放大器，對上述移頻調(diào)制信號和上述正交信號進(jìn)行混頻的第2混頻器，對上述第2混頻器輸出信號進(jìn)行頻帶限制使正交基帶信號分量通過的第2低通過濾波器，對上述正交基帶信號限幅放大后作為數(shù)字信號輸出的第2限幅放大器；其特征在于，還具有對上述第1限幅放大器輸出和上述第2限幅放大器輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第1“異”電路；取上述第1“異”電路輸出為時鐘輸入，取上述第1限幅放大器輸出為其D端輸入，并當(dāng)時鐘輸入上升時保持D端輸入狀態(tài)作為Q端輸出的第1D觸發(fā)器電路；反相輸出上述第1“異”電路輸出的第1反相電路；取上述第1反相電路輸出為時鐘輸入，取上述第2限幅放大器輸出為D端輸入，并當(dāng)時鐘輸入上升時保持D端輸入狀態(tài)作為Q端輸出的第2D觸發(fā)器電路；對上述第1限幅放大器輸出和上述第2D觸發(fā)器電路Q端輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第2“異”電路；對上述第2限幅放大器的輸出和上述第1D觸發(fā)器電路Q端輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第3“異”電路；對上述第2“異”電路輸出和上述第3“異”電路輸出進(jìn)行“異”運(yùn)算后輸出的第4“異”電路。
2.如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，可進(jìn)一步設(shè)置對第4“異”電路輸出進(jìn)行頻帶限制，濾除噪聲等引起的部分符號變動后作為解調(diào)輸出的第3低通濾波器。
3.如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，可進(jìn)一步去除第2D觸發(fā)器電路、第1反相電路、第二“異”電路和第3“異”電路，將第2限幅放大器的輸出加給第4“異”電路輸入端的一端，將第1D觸發(fā)器電路的Q端輸出加給上述輸入端的另一端，并可進(jìn)一步設(shè)置對上述第4“異”電路輸出進(jìn)行積分的第4低通濾波器，和設(shè)置濾除上述第4低通濾波器輸出中DC成分的高通濾波器。
4.如權(quán)利要求3所述的接收機(jī)，其特征在于，可進(jìn)一步設(shè)置第2反相電路，第1“異”電路的輸出供給上述第2反相電路以取代它供給第1D觸發(fā)器電路的時鐘輸入；上述第2反相電路的輸出供給第1D觸發(fā)器電路的時鐘輸入。
5.如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，可設(shè)置將第1低通濾波器輸出與第2低通濾波器輸出相乘后輸出的第1模擬乘法器和將上述第1模擬乘法器輸出延遲一段相當(dāng)于移頻調(diào)制信號移頻 相位的時間的第1延遲電路，來替代第1限幅放大器、第2限幅放大器和第1“異”電路；設(shè)置第1保持手段來替代第1D觸發(fā)器電路，該第1保持手段在上述第1延遲電路輸出的極性從負(fù)變正時保持并輸出第1低通濾波器的輸出；設(shè)置第2保持手段來替代第1反相電路和第2D觸發(fā)器電路，該第2保持手段在上述第1延遲電路輸出的極性從正變負(fù)時保持并輸出第2低通濾波器的輸出；設(shè)置第2延遲電路和第2模擬乘法器來替代第2“異”電路，所述第2延遲電路對所述第1低通濾波器的輸出延遲一段與上述第1延遲電路的延遲時間相同的時間，所述第2模擬乘法器將所述第2保持手段的輸出和所述第2延遲電路的輸出相乘并輸出；設(shè)置第3延遲電路和第3模擬乘法器來替代第3“異”電路，所述第3延遲電路對所述第2低通濾波器的輸出延遲一段與所述第1延遲電路的延遲時間相同的時間，所述第3模擬乘法器將所述第1保持手段的輸出和所述第3延遲電路的輸出相乘后輸出；設(shè)置第4模擬乘法器和第5低通濾波器來代替第4“異”電路，所述第4模擬乘法器將所述第2模擬乘法器的輸出和所述第3模擬乘法器的輸出相乘并輸出，所述第5低通濾波器濾除第4模擬乘法器輸出中的高頻成分。
6.如權(quán)利要求1所述的接收機(jī)，其特征在于，可進(jìn)一步包含輸出與第1“異”電路輸出信號的頻率成比例的電壓的頻率電壓變換手段，和判別上述頻率電壓變換手段輸出與閾值的大小的閾值判別電路，通過在所述電壓比較電路中將與所述頻率電壓變換手段輸出的移頻調(diào)制信號的移頻成比例的電壓進(jìn)行閾值判別，進(jìn)行多值移頻調(diào)制信號的解調(diào)。
7.如權(quán)利要求6所述的接收機(jī)，其特征在于，作為頻率電壓變換手段可進(jìn)一步包含檢測第1“異”電路輸出信號的上升、下降沿的邊沿檢測手段；由上述邊沿檢測手段檢測到的邊沿產(chǎn)生一定時間寬度脈沖波的脈沖波發(fā)生手段；對上述脈沖波發(fā)生手段產(chǎn)生的脈沖波進(jìn)行積分的第6低通濾波器。
8.一種直接變頻接收機(jī)，它具有產(chǎn)生與接收FSK調(diào)制信號載波頻率基本相等頻率的本振信號的本地振蕩器；對上述本振信號產(chǎn)生與其頻率相同、相位偏移90度的信號的90度移相器；對上述本振信號和上述接收FSK調(diào)制信號混頻的第1信號混頻器；對上述90度移相器移相上述本振信號后的信號和上述接收FSK調(diào)制信號混頻的第2信號混頻器；濾除第1信號混頻器輸出信號中的高頻分量，提取作為調(diào)制分量的I基帶信號的第1低通濾波器；以同樣方式從第2信號混頻器的輸出信號中提取Q基帶信號的第2低通濾波器；將上述I基帶信號變換為二值信號的第1限幅放大器；將上述Q基帶信號變換為二值信號的第2限幅放大器；其特征在于，檢測上述第2限幅放大器輸出信號中符號變化點(diǎn)的第1邊沿檢測手段；將上述第1邊沿檢測手段的輸出信號作為時鐘輸入，將上述第1限幅放大器的輸出信號作為數(shù)據(jù)輸入，在上述Q基帶信號變化點(diǎn)上檢測出上述I信號，從而產(chǎn)生對上述I信號產(chǎn)生虛擬滯后90度相位的信號的第1D型觸發(fā)器；將上述第1D型觸發(fā)器的輸出信號和上述第2限幅放大器的輸出信號作為輸入，并在其輸出獲得解調(diào)符號判定結(jié)果的第1“異”運(yùn)算電路。
9.如權(quán)利要求8所述的接收機(jī)，其特征在于，所述接收機(jī)可進(jìn)一步添加檢測第1限幅放大器輸出信號中符號變化點(diǎn)的第2邊沿檢測手段；將上述第2邊沿檢測手段的輸出信號作為時鐘輸入，將第2限幅放大器的輸出信號作為數(shù)據(jù)輸入，在I基帶信號變化點(diǎn)上檢測出Q基帶信號，從而產(chǎn)生對該Q基帶信號虛擬滯后90度相位的信號的第2D型觸發(fā)器；將上述第2D型觸發(fā)器的輸出信號和上述第1限幅放大器的輸出信號作為輸入的第2“異”運(yùn)算電路；將第1“異”運(yùn)算電路的輸出信號作為“+”端輸入，將第2“異”運(yùn)算電路的輸出信號作為“-”端輸入，并從上述“+”端輸入信號中減去“-”端輸入后，輸出所得解調(diào)符號判定結(jié)果的加減運(yùn)算電路。
10.如權(quán)利要求9所述的接收機(jī)，其特征在于，可進(jìn)一步設(shè)置使第2“異”運(yùn)算電路的輸出信號符號反相的第1符號反相電路，以及將第1“異”運(yùn)算電路和上述第1符號反相電路的輸出信號作為輸入，并按優(yōu)先順序輸出這些輸入信號中符號有變化的信號的優(yōu)先信號判定手段，來替代上述加減運(yùn)算電路。
11.如權(quán)利要求10所述的接收機(jī)，其特征在于，所述優(yōu)先信號判定手段可具有將上述優(yōu)先信號判定手段的兩輸入信號作為輸入信號，檢測出任一輸入信號中符號變化的第3“異”運(yùn)算電路，使上述第3“異”運(yùn)算電路輸出信號的符號反相的第2符號反相電路，將上述優(yōu)先信號判定手段的兩輸入信號中的任一信號作為數(shù)據(jù)輸入，將第2符號反相電路的輸出信號作為時鐘輸入的第3D型觸發(fā)器；設(shè)有將上述第3D型觸發(fā)器的輸出信號和上述第3“異”運(yùn)算電路的輸出信號作為輸入，當(dāng)檢測出上述優(yōu)先信號判定手段兩輸入信號中任一方有符號變化時使上述第3D型觸發(fā)器的輸出信號反相的第4“異”運(yùn)算電路，并將上述第4“異”運(yùn)算電路的輸出信號作為上述優(yōu)先信號判定手段的輸出信號。
12.如權(quán)利要求8、9、10的任一權(quán)利要求所述的接收機(jī)，其特征在于，所述邊沿檢測手段可具有第5“異”運(yùn)算電路，所述邊沿檢測手段的輸入信號加給上述第5“異”運(yùn)算電路兩輸入端中的任一端，其另一輸入端通過電容元件接地，并在上述第5“異”運(yùn)算電路兩輸入端之間設(shè)置電阻元件，使上述第4“異”運(yùn)算電路輸入信號中的一輸入信號具有延遲，當(dāng)上述邊沿檢測手段的輸入信號中產(chǎn)生符號變化時，獲得窄脈沖的輸出信號。
13.如權(quán)利要求8、9、10的任一權(quán)利要求所述的接收機(jī)，其特征在于，上述邊沿檢測手段可具有第6“異”運(yùn)算電路，所述邊沿檢測手段的輸入信號加給上述第6“異”運(yùn)算電路兩輸入端中的一端，在上述第6“異”運(yùn)算電路兩輸入端之間設(shè)有偶數(shù)個符號反相電路，使上述第6“異”運(yùn)算電路輸入信號的一信號具有延遲，當(dāng)上述邊沿檢測手段的輸入信號發(fā)生符號變化時，獲得窄脈沖的輸出信號。
全文摘要
一種直接變頻接收機(jī)，用D觸發(fā)器鎖存數(shù)字I、Q信號從同符號變?yōu)椴煌枙r的數(shù)字I信號，用另一D觸發(fā)器鎖存從不同符號變?yōu)橥枙r的數(shù)字Q信號，將上述兩觸發(fā)器Q端輸出與數(shù)字I、Q信號“異”運(yùn)算，獲得解調(diào)輸出。或用邊沿檢測手段檢測數(shù)字Q信號符號變化點(diǎn)供給D觸發(fā)器的時鐘輸入，將數(shù)字I信號供給其數(shù)據(jù)輸入，檢出邊沿時取入數(shù)字I信號，再將D觸發(fā)器Q端輸出和數(shù)字Q信號供給“異門”，獲得解調(diào)輸出。該接收機(jī)有高靈敏度、高速接收優(yōu)點(diǎn)。
文檔編號H04L27/152GK1136741SQ95120068
公開日1996年11月27日 申請日期1995年11月8日 優(yōu)先權(quán)日1994年11月10日
發(fā)明者安倍克明, 三村政博, 長谷川誠, 渡邊和紀(jì), 橫崎克司 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社