一種用于ofdm-wlan系統(tǒng)的硬件低復(fù)雜度載波頻偏估計方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種用于OFDM-WLAN系統(tǒng)的硬件低復(fù)雜度載波頻偏估計方法，具體步驟如下：1)利用長訓練序列(LTF)計算計算歸一化細頻偏，定義為εF；2)利用短訓練序列(STF)計算延時相關(guān)累加和，定義為AC；3)利用εF的范圍以及AC實部虛部之間的關(guān)系確定歸一化粗頻偏，定義為εC；4)利用εF和εC得到整體頻偏并進行頻偏補償。本發(fā)明巧妙的利用了長短訓練序列頻偏估計范圍之間的關(guān)系，減少了一次反三角函數(shù)和一次頻偏補償?shù)挠嬎?。同時利用多天線的分集合并，減少了復(fù)數(shù)乘法器的使用。
【專利說明】—種用于OFDM-WLAN系統(tǒng)的硬件低復(fù)雜度載波頻偏估計方法

【技術(shù)領(lǐng)域】
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[0001]本發(fā)明屬于無線通信【技術(shù)領(lǐng)域】，具體涉及到一種用于0FDM-WLAN系統(tǒng)的載波頻偏估計方法。

【背景技術(shù)】
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[0002]正交頻分復(fù)用(OFDM)是一種多載波調(diào)制技術(shù)，因其能有效的對抗頻率選擇性衰落被廣泛的應(yīng)用于無線局域網(wǎng)中(WLAN)，例如IEEE802.lla/g/n/ac協(xié)議。但是OFDM系統(tǒng)對于頻偏特別敏感，很小的頻偏就會嚴重破壞子載波之間的正交性，造成子載波間干擾(ICI)。而子載波間干擾無法利用后續(xù)的信道估計進行補償，因此頻偏估計在整個OFDM接收機中起著至關(guān)重要的作用。
[0003]對于0FDM-WLAN系統(tǒng)這種突發(fā)性數(shù)據(jù)傳輸模式，一般采用計算連續(xù)兩個相同符號之間的互相關(guān)來實現(xiàn)頻率同步。例如IEEE802.1lac中，利用短訓練序列(STF)和長訓練序列(LTF)分別做粗、細頻偏估計和補償，這種方法需涉及到兩次反三角函數(shù)的計算。而在硬件實現(xiàn)中，反三角函數(shù)的計算通常是采用查找表(LUT)或者是CORDIC迭代算法，對于硬件資源的消耗十分巨大。另外，這種方法對于各個天線分別進行頻偏估計和補償，硬件設(shè)計時所需的復(fù)數(shù)乘法器和延時器數(shù)目很多，更進一步加大了硬件資源的消耗。
[0004]FPGA(Filed-Programmable Gate Array),即現(xiàn)場可編程門陣列，作為專用集成電路領(lǐng)域的一種半定制電路，即解決了定制電路的不足，而且克服了可編程器件門電路數(shù)太少的缺點。利用FPGA實現(xiàn)0FDM-WLAN系統(tǒng)，具有快速低延遲以及低功耗的特性。但是基于上述頻率同步方案需要花費大量的邏輯資源，而FPGA的資源是有限的，因此尋求低復(fù)雜度和高效準確的算法是非常有必要的。


【發(fā)明內(nèi)容】

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[0005]針對【背景技術(shù)】中所述的缺陷和不足，本發(fā)明提出了一種用于0FDM-WLAN系統(tǒng)的載波頻偏估計方法，硬件資源消耗大幅減少且能準確估計出頻偏。
[0006]本發(fā)明實施方法示例:
[0007]I) 0FDM-WLAN系統(tǒng)實時接收到的信號，通過延時自相關(guān)算法計算出歸一化細頻偏估計。由于WLAN多為集中式MMO-OFDM系統(tǒng)，各個發(fā)射天線使用同一晶振。WLAN所支持的終端接收天線距離很近，基本可認為每根接收天線上的載波頻偏相同。利用多天線接收分集增益，每根天線上取相同數(shù)量的長訓練子序列做自相關(guān)累加求和，這樣硬件乘法器在時間上就能錯開，且能保證在整個計算過程中乘法器的利用率為100%，大大減少了硬件乘法器的數(shù)量、提高了硬件使用的效率。圖1顯示的是LTF序列，其中LTFl和LTF2為長度為64的相同序列。具體的步驟如下:
[0008](I)定義Af為接收到的信號與前Lf時刻信號的相關(guān)累加和，rj(n)為第j根天線上接收的標號為η的信號，N,為接收天線數(shù)目，Lf為長訓練序列長度，L」表示向下取整，圖2顯示的是對于4根接收天線時計算延時相關(guān)的示意圖。
[0009]

【權(quán)利要求】
1.一種用于OFDM-WLAN系統(tǒng)的硬件低復(fù)雜度載波頻偏估計方法，包含以下步驟: 1)將所述0FDM-WLAN系統(tǒng)實時接收到的信號經(jīng)過時間同步后，利用長訓練序列LTF計算歸一化細頻偏，具體步驟如下: (1)定義Af為接收到的信號與前Lf時刻信號的相關(guān)累加和，h(n)為第j根天線上接收的標號為η的信號，Nr為接收天線數(shù)目，Lf為長訓練序列長度，L」表示向下取整，
(2)定義εF為歸一化細頻偏估計，N為OFDM系統(tǒng)子載波個數(shù)，Im, Re分別表示取虛數(shù)的實部、虛部，
2)定義Ac(n)為由短訓練序列STF計算得到的延時相關(guān)累加和，Lc為短訓練序列長度，Ic和Qc分別為其實部和虛部，
Ic = Re {Ac (η)}；
Qc = Im {Ac (η)}； 3)利用εF以及I。和Qc之間的關(guān)系確定歸一化粗頻偏ε c,具體步驟如下: (1)若Iε F|——0.25，則ε c = 0，不滿足則轉(zhuǎn)至步驟⑵或(3); (2)若εF > 0，且Qc > Ic，則ε c = -1，不滿足則轉(zhuǎn)至步驟⑷； (3)若εF < 0，且-Qc > Ic,則ε c = 1，不滿足則轉(zhuǎn)至步驟⑷；
(4)ε c = O ； 4)利用所求得的4和ε。得到系統(tǒng)整體的頻偏并進行頻偏補償，定義ε為系統(tǒng)的整體頻偏，Rdn)為頻偏補償后的接收信號，
ε = ε c+ ε F ；
Rj(Ii) = rj(n).e_J2 …/Ν。
【文檔編號】H04L27/26GK104202287SQ201410480009
【公開日】2014年12月10日 申請日期:2014年9月18日 優(yōu)先權(quán)日:2014年9月18日
【發(fā)明者】楊綠溪, 李恒, 呂川, 馬春利, 徐琴珍 申請人:東南大學