Mimo通信方法、mimo發(fā)送裝置和mimo接收裝置制造方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及MIMO通信方法、MIMO發(fā)送裝置和MIMO接收裝置。獲得包括I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列的第一數(shù)字信號序列，第一數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列的每一位乘以構成n階(n是整數(shù))正交碼的碼之中的第一碼而獲得的。通過把I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列乘以大于1的第一系數(shù)來獲得第二數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列的每一位乘以構成2n階正交碼的碼之中的第一碼而獲得的。逐位地把第一數(shù)字信號序列和第二數(shù)字信號序列相加以創(chuàng)建一個數(shù)字信號序列，并且從單個天線發(fā)送所述一個數(shù)字信號序列。
【專利說明】MI MO通信方法、MI MO發(fā)送裝置和MI MO接收裝置
[0001]相關申請的交叉引用
[0002]本申請要求于2013年6月14日提交的序列號為61/835，119以及于2013年3月11日提交的序列號為61/776，161的美國臨時專利申請的在先申請日的權益，每一個申請的內容通過引用包含于此。

【技術領域】
[0003]本公開涉及一種使用MMO (多輸入多輸出通信)的MMO通信方法以及MMO發(fā)送裝置和MMO接收裝置。

【背景技術】
[0004]MMO通信方案已作為一種用于增加通信容量的技術被投入實際使用。這種技術被設計為允許使用具有N個發(fā)送單元的發(fā)送器和具有N個接收單元的接收器來傳輸N個系統(tǒng)上的不同數(shù)據(jù)序列，其中N是大于或等于2的整數(shù)，并且這種技術保留N倍的通信容量，導致在僅一個系統(tǒng)上傳輸?shù)那闆r下的通信速度的N倍的通信速度。
[0005]這種技術當前在LTE (長期演進)、WiFi (無線保真)等中被用作SU-MMO (單用戶-ΜΜ0)。在未來，將會存在作為MU-MMO (多用戶-ΜΜ0)的擴展版本，并且正在積極研究利用信道之間的正交性來提高頻率使用效率、多個小區(qū)的統(tǒng)一操作等。
[0006]在MMO中，當前，如上所述，發(fā)送器和接收器分別需要N個發(fā)送單元和N個接收單元。也就是說，發(fā)送器包括N個發(fā)送天線和N個發(fā)送電路，并且接收器包括N個接收天線和N個接收電路。N個發(fā)送電路具有相同的特性，并且N個接收電路具有相同的特性。
[0007]建立MMO通信的條件是通過使用從發(fā)送器發(fā)送的參考信號在接收器側測量形成在發(fā)送天線和接收天線之間的通信路徑的通信信道的增益、以矩陣的形式把增益表示為通信路徑矩陣(H矩陣)并且在接收器側乘以通信路徑矩陣的逆矩陣來分離多個發(fā)送信號的能力。


【發(fā)明內容】

[0008]在移動終端是MMO接收裝置的情況下，出現(xiàn)下面的問題。
[0009]首先，小殼體需要包括N個(多個)天線和接收電路。也就是說，包括多個天線和接收電路背離移動終端的更緊湊且更輕的設計和低功耗的趨勢。特別地，在MMO通信技術的發(fā)展中采用的8X8MM0通信需要多達八個天線和八個接收電路；然而，把這樣的8 X 8MIM0通信應用于小的移動終端實際上是不可能的。
[0010]其次，由于對于單個接收系統(tǒng)使用通常兩個天線的分集接收是常見的，所以接收器需要設置有(2XN)個或更多的天線以便為NXWMO接收的功能提供分集。在不使用分集的情況下，MIMO性能可能未被充分利用，導致這樣的問題:如果包括了諸如天線和接收電路的硬件，則將不會實現(xiàn)充分的效果。
[0011]第三，對于接收器的緊湊性，接收天線和發(fā)送天線之間的通信路徑的相關性的增加引起問題，這是因為上述H矩陣不是正則的并且無法實現(xiàn)信號分離。
[0012]因此，需要一種用于減少接收天線的數(shù)量的可供實際使用的技術。在這個方面，在由美國SkyCross Inc.出版的非專利文獻“Isolated Mode AntennaTechnology, January2008”中提出一種技術。這種技術通過使用布置在單個天線中的多個饋電點基于空間射束方向提供分離，在該天線中來自每個饋電點的輸入信號形成不同的射束，并且改變射束的偏振的平面能夠實現(xiàn)分離。
[0013]然而，當用于改變射束的偏振的平面的技術被用于實際無線傳輸時，在傳播期間由多個未指定的散射器散射的無線電波由接收天線組合并且接收，這使偏振的平面復雜地旋轉，導致了問題，這是因為各系統(tǒng)非常難以分離。
[0014]本發(fā)明人認識到需要減少MIMO通信中的接收天線的數(shù)量。
[0015]根據(jù)本公開的MMO通信方法是具有N個(N是大于或等于2的整數(shù))發(fā)送天線的MIMO通信方法。
[0016]通過下面的過程獲得要從第一發(fā)送天線發(fā)送的信號。
[0017]首先，獲得第一數(shù)字信號序列和第二數(shù)字信號序列。
[0018]第一數(shù)字信號序列包括I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列中的每一位乘以構成η階(η是整數(shù))正交碼的碼之中的第一碼而獲得的。
[0019]通過把I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列乘以大于I的第一系數(shù)來獲得第二數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列中的每一位乘以構成2η階正交碼的碼之中的第一碼而獲得的。
[0020]逐位地把第一數(shù)字信號序列和第二數(shù)字信號序列相加以創(chuàng)建一個數(shù)字信號序列。
[0021]對以上述方式獲得的所述一個數(shù)字信號序列執(zhí)行快速傅里葉逆變換，然后將其從第一發(fā)送天線發(fā)送。
[0022]通過下面的過程獲得要從第二發(fā)送天線發(fā)送的信號。
[0023]首先，獲得第三數(shù)字信號序列和第四數(shù)字信號序列。
[0024]第三數(shù)字信號序列包括I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列中的每一位乘以構成η階正交碼的碼之中的第二碼而獲得的。
[0025]通過把I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列乘以大于I的第一系數(shù)來獲得第四數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列中的每一位乘以構成2η階正交碼的碼之中的第二碼而獲得的。
[0026]逐位地把第三數(shù)字信號序列和第四數(shù)字信號序列相加以創(chuàng)建一個數(shù)字信號序列。
[0027]對以上述方式獲得的所述一個數(shù)字信號序列執(zhí)行快速傅里葉逆變換，然后將其從第二發(fā)送天線發(fā)送。
[0028]在接收器側，執(zhí)行下面的過程。
[0029]在接收天線接收從第一發(fā)送天線和第二發(fā)送天線發(fā)送的信號，并且執(zhí)行快速傅里葉變換以獲得頻率軸的接收信號作為第一級接收信號。然后，把通過計算第一級接收信號和在發(fā)送時使用的正交碼之中的最高階碼的內積獲得的信號乘以[1/(第一系數(shù))]，以獲得作為第一解碼接收信號的信號。
[0030]另外，從第一級接收信號減去通過把第一解碼接收信號再次和所述正交碼相乘獲得的結果以獲得第二級接收信號，并且計算第二級接收信號和在發(fā)送時使用的次高階正交碼的內積以獲得作為第二解碼接收信號的信號。
[0031]根據(jù)本公開的MIMO發(fā)送裝置是包括N個(N是大于或等于2的整數(shù))發(fā)送天線和N個發(fā)送單元的MMO發(fā)送裝置。
[0032]第一發(fā)送單元獲得第一數(shù)字信號序列和第二數(shù)字信號序列。
[0033]第一數(shù)字信號序列包括I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列中的每一位乘以構成η階(η是整數(shù))正交碼的碼之中的第一碼而獲得的。
[0034]通過把I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列乘以大于I的第一系數(shù)來獲得第二數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列中的每一位乘以構成2η階正交碼的碼之中的第一碼而獲得的。
[0035]執(zhí)行下述過程:逐位地把第一數(shù)字信號序列和第二數(shù)字信號序列相加以創(chuàng)建一個數(shù)字信號序列，并且對所述一個數(shù)字信號序列執(zhí)行快速傅里葉逆變換以創(chuàng)建OFDM調制的發(fā)送信號。
[0036]第一發(fā)送天線發(fā)送由第一發(fā)送單元創(chuàng)建的該OFDM調制的發(fā)送信號。
[0037]第二發(fā)送單元獲得第三數(shù)字信號序列和第四數(shù)字信號序列。
[0038]第三數(shù)字信號序列包括I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列中的每一位乘以構成η階正交碼的碼之中的第二碼而獲得的。
[0039]通過把I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列乘以大于I的第一系數(shù)來獲得第四數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列中的每一位乘以構成2η階正交碼的碼之中的第二碼而獲得的。
[0040]執(zhí)行下述過程:逐位地把第三數(shù)字信號序列和第四數(shù)字信號序列相加以創(chuàng)建一個數(shù)字信號序列，并且對所述一個數(shù)字信號序列執(zhí)行快速傅里葉逆變換以創(chuàng)建OFDM調制的發(fā)送信號。
[0041]第二發(fā)送天線發(fā)送由第二發(fā)送單元創(chuàng)建的該OFDM調制的發(fā)送信號。
[0042]根據(jù)本公開的MIMO接收裝置是用于接收從N個(N是大于或等于2的整數(shù))發(fā)送天線發(fā)送的信號的MMO接收裝置。
[0043]由接收天線接收的信號是通過獲得第一數(shù)字信號序列和第二數(shù)字信號序列而獲得的信號。
[0044]第一數(shù)字信號序列包括I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列中的每一位乘以構成η階(η是整數(shù))正交碼的碼之中的第一碼而獲得的。
[0045]通過把I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列乘以大于I的第一系數(shù)來獲得第二數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列中的每一位乘以構成2η階正交碼的碼之中的第一碼而獲得的。
[0046]逐位地把第一數(shù)字信號序列和第二數(shù)字信號序列相加以創(chuàng)建一個數(shù)字信號序列，并且對所述一個數(shù)字信號序列執(zhí)行快速傅里葉逆變換和OFDM調制，并且以無線方式發(fā)送。
[0047]然后，MIMO接收裝置對由接收天線接收的信號執(zhí)行快速傅里葉變換以獲得頻率軸的接收信號作為第一級接收信號。計算第一級接收信號和在發(fā)送時使用的正交碼之中的最高階碼的內積以獲得一信號，并且把獲得的信號乘以[1/(第一系數(shù))]以創(chuàng)建第一解碼接收信號。
[0048]另外，從第一級接收信號減去通過把第一解碼接收信號再次和所述正交碼相乘獲得的結果以獲得第二級接收信號，并且計算第二級接收信號和在發(fā)送時使用的次高階正交碼的內積以獲得作為第二解碼接收信號的信號。
[0049]根據(jù)本公開，把具有不同幅度的碼的復用應用于OFDM能夠把接收天線的數(shù)量減少至1，而傳統(tǒng)的(NXN)MIMO需要N個接收天線。這能夠在不增加天線的數(shù)量的情況下實現(xiàn)高速MMO通信。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0050]圖1是示出根據(jù)本公開的實施例的例子的發(fā)送裝置的例子的框圖。
[0051]圖2是示出根據(jù)本公開的實施例的例子的接收裝置的例子的框圖。
[0052]圖3是示出根據(jù)本公開的實施例的例子的數(shù)據(jù)復用單元的示圖。
[0053]圖4是示出根據(jù)本公開的實施例的例子的數(shù)據(jù)排列的示圖。
[0054]圖5是示出根據(jù)本公開的實施例的例子的數(shù)據(jù)分離單元的示圖。
[0055]圖6是示出根據(jù)本公開的另一實施例的例子的碼復用的示圖。
[0056]圖7是示出根據(jù)本公開的另一實施例的例子的發(fā)送裝置(使用四個發(fā)送天線的例子)的示圖。
[0057]圖8是示出根據(jù)本公開的另一實施例的例子的接收裝置(使用多個終端的例子)的示圖。
[0058]圖9是示出根據(jù)本公開的實施例的例子的發(fā)送(采取措施防止多徑衰落的例子)的示圖。
[0059]圖10示出根據(jù)本公開的誤比特率(縮寫為BER)特性。
[0060]圖11是在圖10中獲得的BER〈10X 10_3下使用EbNO值進行轉換的瑞利分布環(huán)境中的通信速度的例示。
[0061]圖12是示出應用8PSK的示例性環(huán)境的框圖。
[0062]圖13示出8PSK信號的分派。
[0063]圖14不出信號星座圖(constellat1n)。

【具體實施方式】
[0064]以下將依次參照附圖在下文描述本公開的實施例的例子。
[0065]1.根據(jù)實施例的發(fā)送裝置的結構的例子(圖1)
[0066]2.根據(jù)實施例的接收裝置的結構的例子(圖2)
[0067]3.發(fā)送裝置的數(shù)據(jù)復用單元的例子(圖3)
[0068]4.數(shù)據(jù)排列的例子(圖4)
[0069]5.接收裝置的數(shù)據(jù)分離單元的例子(圖5)
[0070]6.另一實施例的例子(碼復用的另一例子:圖6)
[0071]7.另一實施例的例子(使用四個發(fā)送天線的例子:圖7)
[0072]8.另一實施例的例子(使用多個終端的例子:圖8)
[0073]9.另一實施例的例子(采取措施防止多徑衰落的例子:圖9)
[0074]10.其它變型例
[0075][1.根據(jù)實施例的發(fā)送裝置的結構的例子]
[0076]圖1是示出根據(jù)實施例的發(fā)送裝置的示例性結構的框圖。圖1中示出的發(fā)送裝置100是例如用于無線電話系統(tǒng)的基站中所包括的發(fā)送裝置。
[0077]在本公開的實施例的例子中，執(zhí)行MIMO通信，其中在發(fā)送器側和接收器側分別需要多個天線。這里，在本公開的例子中，能夠減少接收天線的數(shù)量。
[0078]在圖1中的例子中，示出在2X2MM0中使用單個接收天線的例子。QPSK (正交相移鍵控)_0FDM(正交頻分復用)被用作無線傳輸信號調制方案。
[0079]如圖1中所示，發(fā)送裝置100包括:兩個發(fā)送單元#0110和#1120 ;和通信控制單元101，控制由兩個發(fā)送單元110和120執(zhí)行的發(fā)送處理。這兩個發(fā)送單元110和120具有相同的結構。
[0080]將描述發(fā)送單元#0110的結構。從通信控制單元101發(fā)送的數(shù)據(jù)流被提供給映射單元111。映射單元111執(zhí)行數(shù)據(jù)流的映射。從映射單元111輸出的數(shù)據(jù)被提供給交織單元112。交織單元112根據(jù)某一規(guī)則執(zhí)行交織處理以分配數(shù)據(jù)。
[0081]經(jīng)受交織單元112的處理的數(shù)據(jù)被提供給數(shù)據(jù)復用單元113，并且執(zhí)行復用處理。復用處理的細節(jié)將在下面描述。在IFFT幀構造單元114中形成由數(shù)據(jù)復用單元113復用的數(shù)據(jù)以創(chuàng)建具有要進行快速傅里葉逆變換(IFFT)的幀結構的數(shù)據(jù)。
[0082]由IFFT幀構造單元114獲得的具有所述幀結構的數(shù)據(jù)被提供給快速傅里葉逆變換單元115?？焖俑道锶~逆變換單元115執(zhí)行OFDM調制以從頻率軸轉換到時間軸，并且獲得I分量(實部分量)和Q分量(虛部分量)的發(fā)送數(shù)據(jù)。I分量的發(fā)送數(shù)據(jù)和Q分量的發(fā)送數(shù)據(jù)分別被提供給保護間隔插入單元1161和116Q以插入保護間隔。從保護間隔插入單元1161和116Q輸出的發(fā)送數(shù)據(jù)被提供給并行/串行轉換單元1171和117Q，并且被轉換成串行數(shù)據(jù)。由并行/串行轉換單元1171和117Q通過轉換獲得的I分量和Q分量的串行數(shù)據(jù)被提供給數(shù)字/模擬轉換器1181和118Q，并且被轉換成模擬信號。由數(shù)字/模擬轉換器1181和118Q通過轉換獲得的I分量和Q分量的信號被提供給正交調制和射頻單元119，并且經(jīng)受針對I分量和Q分量的正交調制并且被頻率轉換至特定發(fā)送頻率。從正交調制單元和射頻單元119輸出的發(fā)送信號被提供給發(fā)送天線#0102a，并且被從發(fā)送天線102a以無線方式發(fā)送。
[0083]發(fā)送單元#1120具有與發(fā)送單元#0110相同的結構。也就是說，從通信控制單元101發(fā)送的數(shù)據(jù)流被提供給映射單元121，并且依次被順序地提供給交織單元122、數(shù)據(jù)復用單元123、IFFT幀構造單元124和快速傅里葉逆變換單元125以進行處理。另外，由快速傅里葉逆變換單元125獲得的I分量和Q分量的發(fā)送數(shù)據(jù)被提供給保護間隔插入單元1261和126Q、并行/串行轉換單元1271和127Q、數(shù)字/模擬轉換器1281和128Q以及正交調制單元和射頻單元129，并且經(jīng)受正交調制以獲得發(fā)送信號，該發(fā)送信號已被頻率轉換至特定發(fā)送頻率。從正交調制單元和射頻單元129輸出的發(fā)送信號被提供給發(fā)送天線#1102b，并且被從發(fā)送天線102b以無線方式發(fā)送。
[0084]要注意的是，以無線方式從兩個發(fā)送天線102a和102b發(fā)送的信號具有相同的發(fā)送頻率。
[0085][2.根據(jù)實施例的接收裝置的結構的例子]
[0086]圖2是示出根據(jù)實施例的接收裝置的示例性結構的框圖。接收裝置200被構造為例如用于無線電話的移動終端。
[0087]執(zhí)行MMO通信的接收裝置200包括一個接收天線201和一個接收單元210。
[0088]由接收天線201接收的信號被提供給射頻單元和正交調制單元211，在射頻單元和正交解調單元211，解調以特定頻率以無線方式從發(fā)送裝置100發(fā)送的信號并且獲得I分量和Q分量的接收數(shù)據(jù)。I分量的接收數(shù)據(jù)和Q分量的接收數(shù)據(jù)分別被提供給串行/并行轉換單元2121和212Q，并且被轉換成并行數(shù)據(jù)。由串行/并行轉換單元2121和212Q通過轉換獲得的I分量和Q分量的接收數(shù)據(jù)被提供給模擬/數(shù)字轉換器2131和213Q，并且被轉換成數(shù)字數(shù)據(jù)。
[0089]由模擬/數(shù)字轉換器2131和213Q通過轉換獲得的接收數(shù)據(jù)被提供給保護間隔去除單元2141和214Q，并且保護間隔(GI)被去除。保護間隔已被去除的I分量和Q分量的接收數(shù)據(jù)被提供給快速傅里葉變換單元(FFT單元)215，并且為了從OFDM調制中解調而執(zhí)行用于轉換時間軸和頻率軸的轉換處理。
[0090]由快速傅里葉變換單元215通過變換獲得的數(shù)據(jù)被提供給數(shù)據(jù)分離單元216，并且對接收數(shù)據(jù)執(zhí)行分離處理。分離的接收數(shù)據(jù)被提供給去交織單元217。去交織單元217恢復由交織單元在發(fā)送處理中分配的數(shù)據(jù)。由去交織單元217恢復的接收數(shù)據(jù)被提供給去映射單元218，并且被去映射。由去映射單元218去映射了的接收數(shù)據(jù)被提供給通信控制單元 220。
[0091][3.發(fā)送裝置的數(shù)據(jù)復用單元的例子]
[0092]圖3示出由根據(jù)本公開的實施例的數(shù)據(jù)復用單元113和123執(zhí)行的處理的例子。在發(fā)送單元#0110中，獲得作為快速傅里葉逆變換單元115的輸入數(shù)據(jù)的、設置于頻率軸的數(shù)字數(shù)據(jù)的發(fā)送數(shù)據(jù)流，作為發(fā)送數(shù)據(jù)流lllla、llllb、llllc和lllld，發(fā)送數(shù)據(jù)流1111a、IlllbUlllc和Illld被交替地分配為I分量和Q分量。發(fā)送數(shù)據(jù)流1111a、1111b、Illlc和Illld的I分量側和Q分量側的每個流被乘以矩陣W2_0和W4_0或W4_2以獲得發(fā)送數(shù)據(jù)流 1112a、1112b、1112c 和 1112d。在發(fā)送數(shù)據(jù)流 1112a、1112b、1112c 和 1112d 由加法器1113相加之后，結果由乘法器1114乘以系數(shù)Ι/hO。通過在接收器側估計的信道hO的反饋獲取所述系數(shù)Ι/hO。通過乘以系數(shù)Ι/hO獲得的信號被以無線方式從發(fā)送天線#0102a發(fā)送。
[0093]類似地，在發(fā)送單元#1120中，獲得作為快速傅里葉逆變換單元125的輸入數(shù)據(jù)的、設置于頻率軸的數(shù)字數(shù)據(jù)的發(fā)送數(shù)據(jù)流，作為發(fā)送數(shù)據(jù)流1121a、1121b、1121c和1121d，發(fā)送數(shù)據(jù)流1121a、1121b、1121c和1121d被交替地分配為I分量和Q分量。在發(fā)送數(shù)據(jù)流1121a、1121b、1121c和1121d的I分量側和Q分量側的每個流被乘以矩陣W2_l和W4_l或W4_3以獲得發(fā)送數(shù)據(jù)流1122a、1122b、1122c和1122d。在發(fā)送數(shù)據(jù)流1122a、1122b、1122c和1122d由加法器1113相加之后，結果由乘法器1124乘以系數(shù)Ι/hl。通過在接收器側估計的信道hi的反饋獲取所述系數(shù)Ι/hl。通過乘以系數(shù)Ι/hl獲得的信號被以無線方式從發(fā)送天線#1102b發(fā)送。
[0094]在圖3中，省略了圖1中示出的從IFFT幀構造單元114和124到正交調制單元和射頻單元119和129的元件的結構。
[0095]在圖3中的發(fā)送數(shù)據(jù)流1112a和1112b中，每個流由表達式⑴和⑵表示，
[0096]表達式(I)I= (a0, a2, a4,,,)
[0097]表達式(2)Q= (al, a3, a5,,,),
[0098]其中aO、al等表示諸如I和_1的數(shù)據(jù)。另外,碼W2_0由表達式(3)表示，
[0099]表達式(3)W2_0=(1，1)T，
[0100]其中“Τ”表示矩陣的轉置。
[0101]圖3中的矩陣的乘法得出下面的表達式⑷。
[0102]表達式(4)(aO+j.al, aO+j.al, a2+j.a3, a2+j.a3,,,)
[0103]以上結果被設置于快速傅里葉逆變換單元115的頻率軸。這里，j表示虛數(shù)單位。
[0104]這同樣適用于發(fā)送天線#1102b側的路徑，除了要乘以矩陣W2_l之外。使用由表達式(5)給出的矩陣。
[0105]表達式(5)W2_1=(1，_1)T
[0106]因此，該乘法得出表達式(6)。
[0107]表達式(6)(bO+j.bl, _b0_j.bl, b2+j.b3, ~b2~j.b3,，，)
[0108]要注意的是，W2_0和W2_l是構成二階Walsh (沃爾什)碼的碼，Walsh碼是正交碼。這里可使用除Walsh碼之外的正交碼。
[0109]另夕卜，在圖3中的發(fā)送數(shù)據(jù)流1112c和1112d中，執(zhí)行四階Walsh碼的復用。碼W4_0=(l，1，-1，-1)和碼W4_2=(l，-1，-1，I)被分派給發(fā)送天線#0102a側。另外，碼W4_l=(l,-1, 1,-1)和碼W4_3=(l，I, I, I)被分派給發(fā)送天線#1102b。對于上述處理，發(fā)送流中的每個數(shù)據(jù)比特通過Walsh碼擴頻。在下面的描述中，Walsh碼的比特的單位在以下被稱為碼片(chip)。
[0110]另外，如圖3中所示，對于四階Walsh碼的乘法，還乘以用于增加信號幅度的系數(shù)CgO。例如，CgO=L I至1.5被用作系數(shù)CgO的值。系數(shù)CgO的值可以是大于I的任何其它值。
[0111]另外，由乘法器1114和1124把基于信道hO和hi的系數(shù)Ι/hO和Ι/hl乘以發(fā)送流。如下所述，乘以上述系數(shù)的目的是方便接收器側的處理。以上述方式獲得的信號逐個碼片地被相加以產(chǎn)生一個發(fā)送流，該發(fā)送流被發(fā)送。
[0112][4.數(shù)據(jù)排列的例子]
[0113]圖4示出通過圖3中示出的處理獲得的發(fā)送單元110的快速傅里葉逆變換單元115中的每個天線的數(shù)據(jù)排列。該數(shù)據(jù)由例如IFFT幀構造單元114獲得，并被提供給快速傅里葉逆變換單元115。
[0114]如圖4中所示，兩組的兩個二階Walsh碼的碼片和一組的四個四階Walsh碼的碼片被分派給四個子載波。由此，四個子載波被用作一系列數(shù)據(jù)的分派單位，其中8個數(shù)據(jù)比特(對于I和Q，各I比特)被分派給一個時隙。對于執(zhí)行快速傅里葉逆變換的所有頻率軸(N個子載波)重復上述分派。
[0115]在這個實施例中的例子的情況下，可以把用于二階WalSh碼的四比特和用于四階Walsh碼的四比特(S卩，一共8比特)分派給四個子載波。由于在不使用這個實施例的例子中的過程的傳統(tǒng)技術的情況下在QPSK調制中分派8比特(對于I和Q，各I比特)，所以2 X 2MIM0中的傳輸容量未削弱。
[0116][5.接收裝置的數(shù)據(jù)分離單元的例子]
[0117]圖5示出接收裝置200的數(shù)據(jù)分離單元216的處理操作。從發(fā)送裝置100 (基站)發(fā)送的兩個系統(tǒng)上的信號在經(jīng)受信道hO和hi的影響的同時到達接收器。當根據(jù)Walsh碼被組合時，基帶中的接收信號能夠如下表示:
[0118]表達式(9)接收信號=
[0119]{W2_0.(aO, al)+W2_0.(b0, bl)+W2_l.(a2, a3) +W2_l.(b2, b3)}
[0120]+ {W4_0.(cO, cl)+W4_2.(dO, dl)+W4_l.(c2, c3) +W4_3.(d2, d3)).CgO,其中，為了簡單，信道h0=l并且hl=l。
[0121]要注意的是，考慮信道hO和hl，如以下(10)至(13)中所給出的，獲得在由快速傅里葉變換單元215執(zhí)行的變換之后的在頻點號O至3的特定接收信號:
[0122]表達式(10){(aO+j.al) + (c0+j.cl).CgO+ (d0+j.dl).CgO}.hO
[0123]+ {(a2+j.a3) + (c2+j.c3).Cg0+(d2+j.d3).CgO}.hi
[0124]表達式(11){(aO+j.al) + (cO+j.cl).CgO+ (-1).(dO+j.dl).CgO}.hO
[0125]+{(-1).(a2+j.a3) + (c2+j.c3).CgO+ (-1).(d2+j.d3).CgO}.hi
[0126]表達式(12){(b0+j.bl) + (-1).(cO+j.cl).CgO+ (-1).(dO+j.dl).CgO}.hO
[0127]+ {(b2+j.b3) + (_l).(c2+j.c3).CgO+ (-1).(d2+j.d3).CgO}.hi
[0128]表達式(13){(b0+j.bl) + (-1).(cO+j.cl).CgO+ (d0+j.dl).CgO}.hO
[0129]+{(-1).(b2+j.b3) + (_l).(c2+j.c3).Cg0+(d2+j.d3).CgO}.hi
[0130]為了分離以上信號，在第一步驟中，通過高階Walsh碼的乘法來計算內積。也就是說，乘法器216b把接收數(shù)據(jù)串216a乘以碼W4_0，碼W4_0是四階Walsh碼。另外，乘法器216c把接收數(shù)據(jù)串216a乘以碼W4_l。另外，乘法器216d把接收數(shù)據(jù)串216a乘以碼W4_2。另外，乘法器216e把接收數(shù)據(jù)串216a乘以碼W4_3。在每個乘法期間，乘以系數(shù)CgO。
[0131]通過上述過程，彼此正交的Walsh碼W4_*的相互內積是零。結果，能夠從表達式
(9)獲得發(fā)送信號(c0, cl, c2, c3, d0, dl, d2, d3) 0由于c0、cl等具有+/-1，所以僅確定這些碼。由于二階Walsh碼的干擾，它們中的一些可能無法根據(jù)a0、al等的模式被解碼。通過把四階Walsh碼乘以系數(shù)CgO能夠避免這一點。
[0132]現(xiàn)在將參照表達式(10)至(13)詳細描述這一點。為了簡單，表達式(10)至(13)中的數(shù)據(jù)的虛部是O。在(a0，b0，C0，d0) = (l，-l，-l，l)的情況下，獲得下面的擴頻的結果。
[0133]W2_0: (I, 1,-1,-1)(原因:1*(1，1)，_1*(1，I))
[0134]W4_0: (-1,-1, I, I)(原因:_1*(1，1,-1,-1))
[0135]W4_2: (1,-1,-1, I)(原因:1*(1，-1，_1，I))
[0136]逐個碼片地把這些結果相加得出
[0137]2chip=(l,-1，-1，I)。
[0138]當在接收器執(zhí)行去擴頻時，由于W4_0=(l，I, -1, -1)，所以獲得下面的結果。
[0139]內積=1-1+1-1=0
[0140]也就是說，雖然需要再現(xiàn)CO (=-1)，但利用碼W4_0的去擴頻得出O。這是由于失去正交性而導致的。
[0141]這里，把四階Walsh碼乘以CgO=L 3得出
[0142]W2_0: (I, 1,-1,-1)(原因:1*(1，1)，_1*(1，I))
[0143]W4_0: (-1.3，-1.3，1.3，1.3)(原因:_1*1.3*(1，I, -1, -1))
[0144]W4_2: (1.3,-1.3,-1.3, 1.3)(原因:1*1.3* (1，_1，_1，I))。
[0145]逐個碼片地把這些結果相加得出
[0146]Σ chip= (1，-1.6，-1.6，I)。
[0147]當在接收器執(zhí)行去擴頻時，由于W4_0=(l，I, -1, -1)，所以獲得下面的結果。
[0148]內積=1-1.6+1-1.6=-1.2
[0149]再現(xiàn)成功。
[0150]也就是說，在這個實施例的例子中，如果采用系數(shù)CgO=L 3=1+0.3，則可能存在“ I”部分由于二階Walsh碼的干擾而消失的情況。
[0151]即使在這種情況下，通過使用“0.3”部分，關于四階Walsh碼的信息保留下來，并且可實現(xiàn)信號的解碼。
[0152]在第二步驟中，乘法器216f、216g、216h和216i以與發(fā)送的方式類似的方式使用獲得的與四階Walsh碼相關的數(shù)據(jù)再次乘以碼W4_0、W4_1、W4_2和W4_3。這些結果由加法器216j相加，并且由減法器216k從接收信號減去該相加的信號。從表達式(9)能夠看出，這個運算對應于用接收信號減去與四階Walsh碼相關的項的運算，并且作為結果，僅與二階Walsh碼相關的項保留下來。
[0153]在第三步驟中，由加法器216m和216η計算通過上述方式獲得的結果與碼W2_0和W2_l的內積。因此，所有的接收流(a0，al，a2，a3，b0，bl，b2，b3)能夠被分離并且解碼。
[0154]在這個實施例的例子中，如圖5中所示，信道hO和hi被從接收裝置200反饋給發(fā)送裝置100，并且在發(fā)送器側乘以信道Ι/hO和Ι/hl。在從各天線發(fā)送的信號中，作為已乘以信道ho和hi的結果，
[0155]在接收器側抵消hO和hi。因此，hO和hi不出現(xiàn)在接收器側的接收信號中。從表達式(10)至(13)清楚知道這一點。由于hO和hi通常因為傳播信息而具有小的值，所以發(fā)送功率增加。因此，還能夠使用這樣的方法:在發(fā)送的一側(這里，在#1側)乘以h0/hl并且在另一側或者在#1側不執(zhí)行處理。由于ho/hl的值基本上等于1，所以發(fā)送功率不增力口。為了這個目的，參考信號被用于這種信道估計。參考信號取決于OFDM中的傳統(tǒng)布置。也就是說，布置發(fā)送天線以免在OFDM的時域和頻域中彼此干擾。在由接收裝置估計hO和hi之后，關于估計的信息被發(fā)送給發(fā)送裝置。這里，把信道信息從接收裝置發(fā)送給發(fā)送裝置可減小總體通信開銷，這可能不適合例如高速移動。因此，也可應用用下面的方法。
[0156]為了簡單，表達式(10)至(13)被寫為下面的表達式(14)
[0157]表達式(14)Rx=h0.(1/hO).TX0+hl.(1/hl).Txl
[0158]=TX0+TX1,
[0159]其中Rx表示接收信號，并且TxO和Txl表示來自兩個發(fā)送天線#0102a和#1102b
的發(fā)送信號。
[0160]另外，把發(fā)送#1乘以h0/hl得出
[0161]表達式(15)Rx=h0.TX0+hl.(h0/hl).Txl
[0162]=h0.(TX0+TX1)。
[0163]在接收器側，在表達式(14)中計算Rx，并且在表達式(15)中計算Rx/hO。然后，計算它們和上述Walsh碼的內積。因此，能夠獲得與碼W4_*相關的數(shù)據(jù)。另外，能夠通過從Rx/hO和Rx/hl中的每一個減去把與碼W4_*相關的數(shù)據(jù)乘以碼W4_*的結果來獲得與碼W2_*相關的數(shù)據(jù)。之后，計算與碼W2_*的內積，因此，能夠執(zhí)行數(shù)據(jù)的解碼。
[0164]這個方法能夠減小開銷，而不需要把信道信息從接收裝置發(fā)送給發(fā)送裝置。
[0165][6.另一實施例的例子(碼復用的另一例子)]
[0166]圖6示出更大量的發(fā)送數(shù)據(jù)復用的例子。在OFDM的情況下，使用QAM調制子載波以便能夠實現(xiàn)更大量的數(shù)據(jù)通信。在這個實施例的例子中，由于多個正交碼的相乘結果被相加，所以信息已經(jīng)在幅度方向中攜帶。因此，使用碼復用方法來復用另外的數(shù)據(jù)。
[0167]圖6示出在使用兩個發(fā)送天線的情況下的碼復用。在圖6中，二階Walsh碼以與圖3中的例子的方式類似的方式被用于第一復用。碼W2_0和W2_l被分派給各發(fā)送天線以把天線彼此識別。四階Walsh碼被用于第二復用，一組的碼W4_0和W4_2以及一組的碼W4_l和W4_3被用于天線的分離。這與圖3中的例子中的情況相同。
[0168]另外，八階Walsh碼被用于第三復用。碼W8_0、W8_2、W8_4和W8_6被分派給發(fā)送天線#0102a側，并且碼W8_1、W8_3、W8_5和W8_7被分派給發(fā)送天線#1102b側，以把天線彼此識別。另外，與系數(shù)CgO分離地準備系數(shù)cgl，并且當使用八階Walsh碼時，乘以系數(shù)cgl。上述系數(shù)滿足關系cg0〈cgl。這能夠實現(xiàn)每個天線24比特的發(fā)送，其中八個子載波被合并到一組。
[0169]在接收器側，計算最高階Walsh碼和接收信號(第一級接收信號)的內積，并且從得到的碼解碼出乘以了這個Walsh碼的信號。然后，得到的信號被乘以該Walsh 5馬，并且結果被相加。從接收信號減去相加之和。獲得結果信號作為第二級的接收信號，并且該結果信號被乘以高階Walsh碼。類似地，對乘以了 Walsh碼的信號進行解碼。然后，再次乘以該Walsh碼，并且通過加法以及從在第二級中獲得的接收信號減去，獲得第三步驟中的接收信號。以類似方式重復上述過程以對所有信號解碼。
[0170]隨后，在16個子載波被合并到一組并且使用十六階Walsh碼的情況下，以類似方式增加復用操作的次數(shù)允許每個天線64比特的發(fā)送。
[0171]另外，在32個子載波被合并到一組并且使用三十二階Walsh碼的情況下，可實現(xiàn)每個天線160比特的發(fā)送，并且在六十四階Walsh碼與64個子載波一起使用的情況下，可實現(xiàn)384比特的發(fā)送。
[0172]比較上述情況與基于OFDM的傳統(tǒng)的無線發(fā)送，16QAM調制方案因為每個子載波4比特而允許16個子載波的64比特發(fā)送。64QAM調制方案允許256比特發(fā)送。
[0173]因此，發(fā)現(xiàn):即使使用單個接收天線，根據(jù)這個實施例的復用也能夠實現(xiàn)具有與利用多個接收天線的MMO通信相當?shù)娜萘康臄?shù)據(jù)通信，且不削弱傳統(tǒng)OFDM中的通信速度。
[0174]圖10示出誤比特率(縮寫為BER)特性作為根據(jù)本公開的特性的例子。圖10示出與傳統(tǒng)的2X2MM0(16QAM OFDM, MLD解調)的例子的比較。本公開提供八階復用和十六階復用。在八階復用中，使用具有長度2、4和8的三個正交碼，并且因此作為上述系數(shù)Cg需要三個系數(shù)CgO、Cgl和Cg2。在圖1中，進行下面的設置:CgO=0.3，Cgl=0.5且Cg3=l.0。在十六階復用的例子中，同樣地，使用四個系數(shù)，因此，進行下面的設置:CgO=0.15，081=0.25，082=0.5且083=1.0。在圖10中，水平軸代表EbNO (每比特的能量)；在本公開中，碼片的單位是Eb或Ec等同物。另外，在圖10中，在沒有糾錯(諸如，基于維特比算法的糾錯)的情況下獲得BER。在傳統(tǒng)的16QAM MMO的例子中，使用最大似然檢測(MLD)，MLD在解調特性方面是最出色的。
[0175]在圖10中，比較BER=10X10_3處的EbNO的值，針對本公開的十六階復用，利用比傳統(tǒng)方法差大約8dB的EbNO滿足等同的BER性能，并且針對八階復用，利用比傳統(tǒng)方法差大約IldB的EbNO滿足等同的BER性能。這意味著:與傳統(tǒng)方法相比，本公開能夠在較差通信環(huán)境中實現(xiàn)具有較高BER的通信。這還表示:基站的發(fā)送功率能夠減少8dB和lldB。這對于減小小區(qū)間干擾很有效，并且對于減少小區(qū)能量也有效。
[0176]在這個例子中，針對傳統(tǒng)方法，在LTE通信規(guī)范的1MHz頻帶附近，峰值通信速度是75Mbps，并且針對本公開中的八階復用，峰值通信速度是56.25Mbps，針對本公開中的十六階復用，峰值通信速度是75Mbps。能夠在通信環(huán)境中(也就是說，在EbNO良好的情況下)實現(xiàn)峰值速度。從圖10能夠看出，在使用傳統(tǒng)方法中的16QAM MIMO的情況下，需要EbN0>大約17dB，并且在較差情況的情形中，需要使用QPSK或終止MMO的所謂自適應措施。實際上，在繁忙的城市(諸如東京)中，從基站進行接收的環(huán)境通常經(jīng)受多次散射和多普勒衰落(即，在Rayleigh (瑞利)分布下的接收)，并且預期會獲得大約1dB到15dB的良好的EbNO。也就是說，存在提供峰值速度的環(huán)境非常有限制性的問題。相比之下，本公開能夠解決這個問題。本公開的優(yōu)點被示出在圖11中。
[0177]圖11是轉換成通信速度的在圖10中獲得的BER〈10X 10_3處的EbNO值出現(xiàn)在瑞利分布環(huán)境中的概率的示圖。水平軸代表瑞利分布的平均值。從圖11能夠看出，傳統(tǒng)方法在5dB到1dB的EbNO范圍中實質上無法實現(xiàn)通信。與之相比，在本公開中，對于八階復用可實現(xiàn)7Mbps到17Mbps的通信。對于十六階復用可實現(xiàn)IMbps到12Mbps的通信。八階復用的執(zhí)行通信速度高，因為期望的EbNO低。十六階復用的速度在超過大約13dB的EbNO附近變得高于八階復用的速度，并且預期在EbNO=大約25dB處超過70Mbps。然而，在傳統(tǒng)方法中，速度在EbNO=HdB附近變?yōu)?0Mbps，并且70Mbps需要EbN0=30dB。這是不現(xiàn)實的。
[0178]當前的LTE系統(tǒng)通過使用糾錯來解決以上問題。維特比和里德-所羅門校正在BER〈10X10_3處提供大約5dB的EbNO提高的效果。把其應用于圖11，如圖11中所示，在5dB到1dB的EbNO范圍中獲得從幾Mbps到12Mbps的提高。這基本上與實際的現(xiàn)場測試結果匹配。然而，與不對根據(jù)本公開的八階復用應用糾錯的情況相比，執(zhí)行速度低20Mbps以上。把類似的糾錯應用于本公開進一步提高速度?？紤]到以上情況，可以說，根據(jù)本公開的執(zhí)行速度能夠在實際環(huán)境中實現(xiàn)顯著高于傳統(tǒng)MMO的速度的通信。
[0179][7.另一實施例的例子(使用四個發(fā)送天線的例子)]
[0180]在這里公開的無線通信中，可增加發(fā)送天線的數(shù)量。圖7示出在使用四個天線的情況下的結構。也就是說，提供四個發(fā)送單元110、120、130和140以及四個發(fā)送天線102a、102b、102c和 102d。
[0181]在圖7中的例子中，分派Walsh碼，其中由發(fā)送單元110至140中包括的快速傅里葉逆變換單元115、125、135和145處理的16個子載波被合并到一組。最小的階是四階，并且最大的階是十六階。四階Walsh碼(W4_0、W4_1、W4_2、W4_3)分別被分派給四個發(fā)送天線102a、102b、102c和102d。由于八階Walsh碼具有八個類型，所以為四個發(fā)送天線102a、102b、102c和102d各自分派八個類型中的兩個類型。由于十六階Walsh碼具有16個類型，所以為四個發(fā)送天線102a、102b、102c和102d各自分派16個類型中的四個類型。將分派了八階Walsh碼和十六階Walsh碼的碼乘以系數(shù)CgO和cgl以增加幅度,其中cg0〈cgl。
[0182]在快速傅里葉逆變換單元115、125、135和145的輸入側分派給子載波的信號在接收時經(jīng)受快速傅里葉變換，然后通過子載波的正交性被分離。上述配置能夠以每個天線24比特為單位實現(xiàn)發(fā)送，其中16個子載波被合并到一組。為了增加通信速度，類似地，可增加復用操作的次數(shù)。
[0183]要注意的是，接收裝置可利用兩個接收天線執(zhí)行分集接收。也就是說，可使用兩個接收天線進行從N個(N是大于或等于2的整數(shù))發(fā)送天線發(fā)送的不同信號的分集接收。即使在N個發(fā)送天線的情況下，利用各個接收天線執(zhí)行的接收也允許來自各個發(fā)送天線的發(fā)送信號的分離。因此，包括兩個天線的接收終端能夠提供分集功能而非信號分離。在分集接收的情況下，例如，能夠使用本領域已知的最大比合并和選擇分集。
[0184]接下來，將描述用于增加信號幅度的系數(shù)cgm的例子。在圖3中的例子中，在接收器側計算乘以了四階Walsh碼的信號與四個碼片的內積，并且執(zhí)行解碼。也就是說，與每2個數(shù)據(jù)比特(對于I和Q個I比特)的四個碼片對應的能量被相加。這是為了確定解碼的信號的S/N。類似地，對于八階Walsh碼，執(zhí)行八個碼片的相加。因此，發(fā)現(xiàn):對于高階Walsh碼的情況，利用在緊鄰較低階的Walsh碼的情況下的系數(shù)cgm的值的一半獲得等同的S/N。雖然系數(shù)cgm對于增加合并的信號的幅度的變化有效，但它增加了峰值均值比(PAR)并且降低了發(fā)送功率放大器的失真性能。因此，增加該值是不適當?shù)?。另一方面，如上所述，乘以系?shù)cgm的目的是防止通過由不同階Walsh碼執(zhí)行的數(shù)據(jù)擴頻引起的正交性的擾動。也就是說，如這里所述，如果系數(shù)cgm針對其階數(shù)相差一的Walsh碼具有1/2關系，則內積=0不可避免。為了滿足上述條件，采用稍微大于1/2的值。例如，使用0.6(=1/2+1/10)。
[0185]總之，獲得下面的結果。
[0186]如果系數(shù)cgm由cgm=l+am(m是整數(shù)，其中am>0)給出并且使用的所有正交碼(Walsh碼)的最大階由M(M是整數(shù))表示，則a(M-1) =a(M) X {(1/2)+k}并且滿足k>0。
[0187][8.另一實施例的例子(使用多個終端的例子)]
[0188]接下來，將描述存在多個接收裝置的例子。這意味著實現(xiàn)MU-MM0。圖8是示出這個例子的示圖。
[0189]在圖8中，作為接收裝置的三個終端(接收裝置200、300和400)經(jīng)由無線通信連接到單個基站(發(fā)送裝置100)。基站(發(fā)送裝置100)具有四個發(fā)送天線102a、102b、102c和102d，并且使用例如圖7中示出的發(fā)送信號配置。另外，用作終端的接收裝置200、300和400分別具有單個接收天線201、301和401。接收裝置200、300和400中的每個具有與圖2和圖5中示出的接收裝置200的結構相同的結構。如圖8中所示，信道h00、hl0、h20、h30、h01、hll、h21、h31、h02、hl2、h22 和 h32 位于發(fā)送裝置 100 的發(fā)送天線 102a、102b、102c 和102d以及接收裝置200、300和400的接收天線201、301和401之間。
[0190]在圖8中的例子中，與傳統(tǒng)的4X IMMO不同，能夠以4X IMMO操作的接收裝置200,300和400具有通過在這個實施例中描述的處理使用單個接收天線(接收天線201、301和401之一)接收并且分離從四個發(fā)送天線102a、102b、102c和102d發(fā)送的不同數(shù)據(jù)的能力。如上所述，與使用單個發(fā)送天線的情況相比，這能夠實現(xiàn)更大的數(shù)據(jù)通信量。
[0191]另外，在圖8中的例子中，能夠將系統(tǒng)構造為使得每個接收裝置對不同的Walsh碼進行解碼。例如，接收裝置200僅對從圖7中的發(fā)送天線102a發(fā)送的碼W4_0以及碼W16_0和W16_l解碼，接收裝置300僅對從圖7中的發(fā)送天線102b發(fā)送的碼W4_l以及碼W16_4和W16_5解碼，并且接收裝置400僅對從圖7中的發(fā)送天線102c和102d發(fā)送的碼W4_2和W4_3以及碼W16_8、W16_9、W16_12和W16_13解碼。因此，例如，通過碼W16_*擴頻的控制信息和通過碼W4_*擴頻的數(shù)據(jù)被同時發(fā)送，因此能夠實現(xiàn)通信的層的管理。另外，在這樣做的情況下，接收裝置400需要更大的數(shù)據(jù)通信量并且能夠占用來自基站的兩個發(fā)送天線102c和102d的信號線。
[0192]圖8中的例子采用所謂的MU-MM0。在正常的MU-MMO中，執(zhí)行預編碼，在預編碼中確定信道矩陣(在這個例子中，三行四列矩陣)，并且由發(fā)送器側乘以另一矩陣(波束形成矩陣)，諸如彼此不干擾的信道的矩陣元素為零的矩陣。在這種情況下，需要把信道信息(在圖8中，h**)從終端反饋回基站并且確定波束形成矩陣的過程。過程的數(shù)量根據(jù)天線的數(shù)量和終端的數(shù)量的增加而增加，引起總體開銷的增加，導致通信速度或容量的降低。另夕卜，存在如下問題:在高速移動期間，這種反饋所需的時間段可能跟不上移動速度，引起通信崩潰。本公開的實施例的例子可能值得用作用于解決前述問題的手段。
[0193]在本公開的實施例的例子中，例如，用于圖8中示出的所有傳輸系統(tǒng)的頻率被設置為相同的值。也就是說，使用的射頻單元的頻率被設置為相同的值。因此，頻率使用效率能夠被設置為與正常MU-MIMO中的頻率使用效率等同，并且可避免頻率使用效率的降低。
[0194][9.另一實施例的例子(采取措施防止多徑衰落的例子)]
[0195]接下來，將給出采取措施防止多徑衰落的示例性實施例。在頻率選擇性衰落環(huán)境下，已在接收器側經(jīng)受快速傅里葉變換的各子載波分量的輸出由于衰落而不同。在這個實施例中的例子中，I比特的發(fā)送數(shù)據(jù)使用擴頻碼被分派給多個連續(xù)的子載波。因此，即使數(shù)據(jù)的一部分由于衰落而丟失也能夠再現(xiàn)發(fā)送數(shù)據(jù)的可能性能夠是正常OFDM的可能性的擴頻長度的倍數(shù)。這里，為了實現(xiàn)進一步增加針對衰落的健壯性的設計，擴頻碼片不被分派給連續(xù)的子載波，而是被分散。這個方法允許相同的數(shù)據(jù)被分派給不同的頻率，并且衰落的影響被分散。
[0196]圖9示出在由發(fā)送裝置100中的快速傅里葉逆變換單元115執(zhí)行的變換期間分配碼片的情況下的信號排列的例子。在左部分在分配之前，子載波分量按照頻率的升序排列，而在右部分在分配之后，偶數(shù)和奇數(shù)排列在頻率的上部和下部。在接收器側，在執(zhí)行快速傅里葉變換之后，執(zhí)行重新排列，然后通過與圖5中示出的例子中的過程相同的過程能夠對數(shù)據(jù)解碼。
[0197]如上所述，根據(jù)本公開的實施例的例子，把具有不同幅度的碼的復用應用于OFDM能夠把接收天線的數(shù)量減少至1，而傳統(tǒng)的(NXN)MIMO需要N個接收天線。因此，能夠實現(xiàn)如下的有益效果:在不增加小型終端中的天線的數(shù)量的情況下使高速MIMO通信變得可行，并且還基于分集實現(xiàn)高可靠性通信。另外，在包括多個終端的MU-MMO中，碼復用還能夠提供不需要傳統(tǒng)上需要的復雜的信道估計和正交化的效果。
[0198][10.其它變型例]
[0199]要注意的是，在本公開的權利要求中記載的結構和過程不限于上述實施例的例子中的結構和過程。應該理解，對于本領域技術人員而言顯而易見的是，根據(jù)設計或其它元素，可實現(xiàn)落在權利要求或其等同物的范圍內的示出的示例性實施例的各種修改、組合和變型。
[0200][11.其它示例性實施例(包括8PSK調制的例子)]
[0201]圖12、13和14中示出的示例性實施例是這樣的例子:基于圖1和隨后附圖中示出的第一示例性實施例中的二階正交碼，在擴頻器把8相移鍵控(縮寫為8PSK)調制應用于數(shù)據(jù)。這實現(xiàn)了在不增加復用操作的次數(shù)的情況下增加峰值速度的效果。
[0202]圖12是示出這個示例性實施例的框圖。圖13示出8PSK信號的分派。圖14示出信號星座圖。
[0203]在圖13中，由+/-1數(shù)字信號構成的I序列和Q序列由二階正交碼擴頻的部分被分派給8PSK轉換單元，并且其余部分被分派給根據(jù)圖1中示出的示例性實施例的序列。8PSK轉換單元根據(jù)圖13中示出的規(guī)則以3比特為一組把I信號和Q信號分派給8PSK信號。分派的結果以及從根據(jù)圖1中示出的示例性實施例的碼序列獲得的I信號和Q信號由各個加法器相加，并且結果被輸入到正交調制器。
[0204]將描述圖14中示出的信號星座圖。要通過二階正交碼擴頻的信號被放置在用于8PSK的圖14中的內圓中的八個點A到H中的任何點。圓的直徑由系數(shù)CgO確定。QPSK調制的四階擴頻信號被放置在外側的Cgl位置，并且八階擴頻信號被放置在更外側的Cg2位置。因此，對于每個天線八個子載波，八階復用的通信的量能夠從24比特增加到28比特(通信速度在LTE上是52.25Mbps)，并且對于LTE規(guī)范，通信速度是65.625Mbps/5MHz。
【權利要求】
1.一種具有N個(N是大于或等于2的整數(shù))發(fā)送天線的多輸入多輸出(MIMO)通信方法，該MMO通信方法包括: 獲得包括I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列的第一數(shù)字信號序列，第一數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列的每一位乘以構成η階(η是整數(shù))正交碼的碼之中的第一碼而獲得的，以及 通過把I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列乘以大于I的第一系數(shù)來獲得第二數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列的每一位乘以構成2η階正交碼的碼之中的第一碼而獲得的； 逐位地把第一數(shù)字信號序列和第二數(shù)字信號序列相加以創(chuàng)建第一合成數(shù)字信號序列； 在對第一合成數(shù)字信號序列執(zhí)行快速傅里葉逆變換之后，從第一發(fā)送天線發(fā)送第一合成數(shù)字信號序列； 獲得包括I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列的第三數(shù)字信號序列，第三數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列的每一位乘以構成η階正交碼的碼之中的第二碼而獲得的； 通過把I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列乘以大于I的第一系數(shù)來獲得第四數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列的每一位乘以構成2η階正交碼的碼之中的第二碼而獲得的； 逐位地把第三數(shù)字信號序列和第四數(shù)字信號序列相加以創(chuàng)建第二合成數(shù)字信號序列；以及 在對第二合成數(shù)字信號序列執(zhí)行快速傅里葉逆變換之后，從第二發(fā)送天線發(fā)送第二合成數(shù)字信號序列。
2.如權利要求1所述的方法，還包括: 在接收天線接收從第一發(fā)送天線和第二發(fā)送天線發(fā)送的信號； 執(zhí)行快速傅里葉變換以在頻率軸獲得接收信號作為第一級接收信號； 把通過計算第一級接收信號和在發(fā)送時使用的正交碼之中的最高階碼的內積獲得的信號乘以[1/(第一系數(shù))]以獲得作為第一解碼接收信號的信號； 從第一級接收信號減去通過把第一解碼接收信號和最高階正交碼相乘獲得的結果以獲得第二級接收信號；以及 計算第二級接收信號和在發(fā)送時使用的次高階正交碼的內積以獲得作為第二解碼接收信號的信號。
3.如權利要求1所述的方法，其中 把要從N個發(fā)送天線發(fā)送的數(shù)據(jù)乘以信道(1/hO，1/hl,...，1/h (N-1))以獲得一結果，作為要從各發(fā)送天線發(fā)送的發(fā)送數(shù)據(jù)。
4.如權利要求1所述的方法，其中 把要從N個發(fā)送天線發(fā)送的數(shù)據(jù)乘以信道(I，h0/hl，...，h0/h (N-1))以獲得一結果，作為要從各發(fā)送天線發(fā)送的發(fā)送數(shù)據(jù)。
5.如權利要求2所述的方法，還包括: 計算正交碼和通過把第一級接收信號乘以信道(他和!^，...，!!^^))獲得的信號的內積。
6.如權利要求2所述的方法，還包括: 計算正交碼和通過把第一級接收信號乘以信道(1/hO)獲得的信號的內積。
7.如權利要求2所述的方法，其中 接收天線的數(shù)量為二，并且使用這兩個天線執(zhí)行分集接收。
8.如權利要求1所述的方法，其中 在第一系數(shù)是系數(shù)cgm的情況下，cgm=l+am(m是整數(shù),其中am>0),并且在使用的所有正交碼的最大階由M(M是整數(shù))表示的情況下，a(M-1) =a(M) X {(1/2)+k}，并且滿足關系k>0。
9.如權利要求2所述的方法，其中 僅使用用于發(fā)送的正交碼的子集計算內積，并且僅有于正交碼的所述子集相乘的信號被解碼。
10.如權利要求1所述的方法，其中 所述N個發(fā)送天線以相同頻率執(zhí)行發(fā)送。
11.如權利要求2所述的方法，其中 根據(jù)預定規(guī)則，要被分派給用于發(fā)送的子載波的碼片被分配并且布置在執(zhí)行快速傅里葉逆變換的頻率軸上，以及 在已根據(jù)所述預定規(guī)則分配的碼片被恢復之后，在接收期間通過快速傅里葉變換在頻率軸獲得的信號被解碼。
12.—種多輸入多輸出(MMO)發(fā)送裝置，包括: 電路，被構造為 獲得包括I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列的第一數(shù)字信號序列，第一數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列的每一位乘以構成η階(η是整數(shù))正交碼的碼之中的第一碼而獲得的，以及 通過把I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列乘以大于I的第一系數(shù)來獲得第二數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列的每一位乘以構成2η階正交碼的碼之中的第一碼而獲得的； 逐位地把第一數(shù)字信號序列和第二數(shù)字信號序列相加以創(chuàng)建第一合成數(shù)字信號序列； 在對第一合成數(shù)字信號序列執(zhí)行快速傅里葉逆變換之后，控制第一天線以從第一發(fā)送天線發(fā)送第一合成數(shù)字信號序列； 獲得包括I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列的第三數(shù)字信號序列，第三數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列的每一位乘以構成η階正交碼的碼之中的第二碼而獲得的； 通過把I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列乘以大于I的第一系數(shù)來獲得第四數(shù)字信號序列，所述I數(shù)字信號序列和Q數(shù)字信號序列是通過把數(shù)字信號序列系統(tǒng)中的I序列和Q序列的每一位乘以構成2η階正交碼的碼之中的第二碼而獲得的； 逐位地把第三數(shù)字信號序列和第四數(shù)字信號序列相加以創(chuàng)建第二合成數(shù)字信號序列；以及在對第二合成數(shù)字信號序列執(zhí)行快速傅里葉逆變換之后，控制第二天線以發(fā)送第二合成數(shù)字信號序列。
13.如權利要求12所述的裝置，其中 所述電路被構造為把要從第一天線和第二天線發(fā)送的數(shù)據(jù)乘以信道(hO和hi,...,h (N-1))以獲得一結果，作為要從第一天線和第二天線發(fā)送的發(fā)送數(shù)據(jù)。
14.如權利要求12所述的裝置，其中 在第一系數(shù)是系數(shù)cgm的情況下，cgm=l+am(m是整數(shù),其中am>0),并且在使用的所有正交碼的最大階由M(M是整數(shù))表示的情況下，a(M-1) =a(M) X {(1/2)+k}，并且滿足關系k>0。
15.如權利要求12所述的裝置，其中 所述第一天線和第二天線以相同頻率執(zhí)行發(fā)送。
16.如權利要求12所述的裝置，其中 所述電路被構造為把碼片分派給用于發(fā)送的子載波，從而根據(jù)預定規(guī)則，碼片被分配并且布置在執(zhí)行快速傅里葉逆變換的頻率軸上。
17.如權利要求12所述的裝置，其中 所述電路被構造為對要 通過η階正交碼擴頻的信號進行8PSK調制。
18.一種用于接收的多輸入多輸出(MIMO)接收裝置，包括: 電路，被構造為 接收從第一天線和第二天線發(fā)送的第一信號和第二信號； 執(zhí)行快速傅里葉變換以在頻率軸獲得接收信號作為第一級接收信號； 把通過計算第一級接收信號和在發(fā)送時使用的正交碼之中的最高階碼的內積獲得的信號乘以[1/(第一系數(shù))]以獲得作為第一解碼接收信號的信號； 從第一級接收信號減去通過把第一解碼接收信號和最高階正交碼相乘獲得的結果以獲得第二級接收信號；以及 計算第二級接收信號和在發(fā)送時使用的次高階正交碼的內積以獲得作為第二解碼接收信號的信號。
19.如權利要求18所述的裝置，其中 所述電路被構造為計算正交碼和通過把第一級接收信號乘以信道(hO和hi,..., h (N-1))獲得的信號的內積。
20.如權利要求18所述的裝置，還包括: 第一天線；和 第二天線，其中 使用第一天線和第二天線執(zhí)行分集接收。
21.如權利要求18所述的裝置，其中 在第一系數(shù)是系數(shù)cgm的情況下，cgm=l+am(m是整數(shù),其中am>0),并且在使用的所有正交碼的最大階由M(M是整數(shù))表示的情況下，a(M-1) =a(M) X {(1/2)+k}，并且滿足關系k>0。
22.如權利要求18所述的裝置，其中 所述電路被構造為僅使用用于發(fā)送的正交碼的子集計算內積；以及僅對與正交碼的所述子集相乘的信號解碼。
23.如權利要求18所述的裝置，其中 所述電路被構造為在已在發(fā)送期間根據(jù)預定規(guī)則分配的項被恢復之后，對通過快速傅里葉變換在頻率 軸獲得的信號解碼。
【文檔編號】H04L27/34GK104052583SQ201410086812
【公開日】2014年9月17日 申請日期:2014年3月11日 優(yōu)先權日:2013年3月11日
【發(fā)明者】楠繁雄 申請人:索尼公司