無線通信方法、無線通信系統(tǒng)和無線發(fā)送裝置制造方法
【專利摘要】根據(jù)本發(fā)明的發(fā)送裝置包括：編碼部分；調(diào)制部分；根據(jù)來自控制部分的控制信息使用可變SF執(zhí)行擴(kuò)頻的可變SF擴(kuò)頻部分；對(duì)擴(kuò)頻部分的輸出執(zhí)行IDFT的IDFT部分；GI插入部分；將GI插入部分的輸出轉(zhuǎn)換為串行數(shù)據(jù)序列的并/串轉(zhuǎn)換部分；數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換部分；以及在將信號(hào)轉(zhuǎn)換至模擬信號(hào)后從天線發(fā)射信號(hào)、并將該信號(hào)控制為適當(dāng)?shù)陌l(fā)送功率的RF部分。所述控制部分被配置為產(chǎn)生用于確定可變SF的控制信息A并將該控制信息A輸入至可變SF擴(kuò)頻部分和RF部分。在控制信息A中，SF根據(jù)所需發(fā)送功率改變。
【專利說明】無線通信方法、無線通信系統(tǒng)和無線發(fā)送裝置
[0001]本申請(qǐng)是2008年9月12日提出的題為“無線通信方法、無線通信系統(tǒng)和無線發(fā)送裝置”的申請(qǐng)N0.200880106377.8的分案申請(qǐng)。
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0002]本發(fā)明涉及無線通信方法和無線發(fā)送裝置，更具體地，涉及用于在正交頻分復(fù)用(OFDM)和碼分復(fù)用(CDM)通信中的無線通信方法、無線通信系統(tǒng)和無線發(fā)送裝置，在所述正交頻分復(fù)用(OFDM)和碼分復(fù)用(CDM)通信中，采用使用正交碼來發(fā)送擴(kuò)頻數(shù)據(jù)的CDM-OFDM為代表的多載波信號(hào)的組合來執(zhí)行數(shù)據(jù)通信。
【背景技術(shù)】
[0003]近年來，下一代移動(dòng)通信系統(tǒng)得到了積極地研究，并且已提出各個(gè)單獨(dú)小區(qū)使用相同頻帶的單頻率重復(fù)蜂窩系統(tǒng)作為用于改進(jìn)這種系統(tǒng)中的頻率利用率的方案。
[0004]對(duì)于下行鏈路(即從基站裝置到移動(dòng)臺(tái)的通信)，正交頻分多址(OFDMA)是最有前途的候選方案。OFDMA是通過在多個(gè)移動(dòng)終端裝置間分配時(shí)隙并使用OFDM信號(hào)來進(jìn)行通信的系統(tǒng)，所述時(shí)隙是由時(shí)間軸和頻率軸構(gòu)成的訪問單元，所述OFDM信號(hào)是通過以64元正交幅度調(diào)制^4-QAM)或二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)對(duì)信息數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制而產(chǎn)生的。由于其使用OFDM信號(hào)，峰均功率比或PAPR可以變得非常高。高的峰值功率在發(fā)送功率放大能力具有相對(duì)較大的余量的下行鏈路通信中不會(huì)造成太大的問題，但在發(fā)送功率放大能力沒有余量的上行鏈路(即從移動(dòng)臺(tái)到基站裝置的通信)中可能是一個(gè)重要的問題。
[0005]此外，為了減小單小區(qū)重復(fù)中存在的干擾效應(yīng)，對(duì)CDM-OFDM方案進(jìn)行了研究，CDM-OFDM方案將一段數(shù)據(jù)分布在多個(gè)載波上(該處理被稱為“擴(kuò)頻”)并發(fā)送多段復(fù)用后的數(shù)據(jù)(即使用正交碼對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)頻以進(jìn)行復(fù)用)。據(jù)說，在CDM-OFDM信號(hào)的產(chǎn)生中，正交碼的使用使數(shù)據(jù)能夠在接收機(jī)上理想地被解復(fù)用，特定于基站的擾碼的使用還可以對(duì)干擾進(jìn)行擴(kuò)頻。
[0006]以下列出的非專利文獻(xiàn)I公開了 CDM-0FDM(在該文檔中被稱為“0FCDM” )。根據(jù)該文檔，在孤立的小區(qū)中，由于這樣的小區(qū)受干擾的影響小，當(dāng)不使用頻域擴(kuò)頻時(shí)獲得更好的吞吐量特性，反之，在受干擾影響大的環(huán)境中，例如在單頻率重復(fù)系統(tǒng)中，頻域擴(kuò)頻導(dǎo)致較好的特性。
[0007]同時(shí)，以下示出的專利文獻(xiàn)I提供了切換接入方法的方案。在該文檔中示出的方案在多載波和單載波間切換。該方案基本意在用于上行鏈路，并且提出在需要高發(fā)送功率時(shí)選擇單載波方案，在需要低發(fā)送功率時(shí)選擇OFDM方案。
[0008]非專利文獻(xiàn)1:1EICE TRANS.C0MMUN.，VOL.E86-B，N0.1JANUARY2003 " Variablespreading-factor-Orthogonal Frequency and Code DivisionMultiplexing(VSF-0FCDM)for Broadband Packet Wireless Access"
[0009]專利文獻(xiàn)I JP 專利公開(Kokai)N0.2007-151059A
【發(fā)明內(nèi)容】

[0010]本發(fā)明所要解決的問題
[0011]非專利文獻(xiàn)I提出了考慮通信環(huán)境改變CDM-OFDM系統(tǒng)中的擴(kuò)頻因子的方案。然而，由于該方案不考慮信號(hào)的PAPR特性，因此仍在覆蓋區(qū)擴(kuò)展中遺留了問題。
[0012]專利文獻(xiàn)I描述了通過在單載波和多載波間切換接入方法來減小PAPR特性的效果，但由于該技術(shù)使用在兩種方法間的切換，因此存在通信特性變化范圍大的問題。
[0013]在單載波通信中，通信帶寬變寬，由于頻率選擇性衰落效應(yīng)的緣故，特性惡化。相應(yīng)地，在使用寬頻帶的通信系統(tǒng)中，特性惡化顯著，吞吐量下降。換言之，在蜂窩系統(tǒng)的下行鏈路通信中，覆蓋區(qū)可能就PAPR特性而言得到了擴(kuò)展，但特性惡化將對(duì)大范圍區(qū)域產(chǎn)生影響。
[0014]鑒于這樣的問題，提出了本發(fā)明，并且本發(fā)明的目的在于，提供一種考慮PAPR特性并使特性惡化最小化的擴(kuò)展CDM-OFDM方案中的覆蓋區(qū)的技術(shù)。
[0015]解決問題的技術(shù)方案
[0016]根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供了一種用于CDM-OFDM發(fā)送中的發(fā)送裝置，在CDM-OFDM發(fā)送中采用CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數(shù)據(jù)，所述發(fā)送裝置包括:可變?cè)鲆娣糯笃?，用于調(diào)整發(fā)送功率；可變擴(kuò)頻因子擴(kuò)頻部分，用于使用旋轉(zhuǎn)正交碼，根據(jù)擴(kuò)頻因子將發(fā)送數(shù)據(jù)擴(kuò)頻在多個(gè)子載波上；以及控制部分，用于控制可變?cè)鲆娣糯笃鞯姆糯笠蜃雍涂勺償U(kuò)頻因子擴(kuò)頻部分的擴(kuò)頻因子。優(yōu)選地，所述控制部分執(zhí)行控制，以在放大因子提高時(shí)提高擴(kuò)頻因子。提高擴(kuò)頻因子意味著使用更多的子載波來發(fā)送一段數(shù)據(jù)。此處，擴(kuò)頻因子被定義為SF0對(duì)于需要高發(fā)送功率的終端，可以通過使用旋轉(zhuǎn)正交碼并以大SF發(fā)送數(shù)據(jù)，來執(zhí)行通/[目而不引起/[目號(hào)失真。
[0017]此外，提供了一種用于CDM-0FDMA發(fā)送中的發(fā)送裝置，在cdm-ofdma發(fā)送中采用CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數(shù)據(jù)，所述OFDMA方案包括多個(gè)時(shí)間/頻率子信道，所述發(fā)送裝置包括:可變?cè)鲆娣糯笃鳎糜谡{(diào)整發(fā)送功率；可變擴(kuò)頻因子擴(kuò)頻部分，針對(duì)每個(gè)頻率子信道，使用旋轉(zhuǎn)正交碼，根據(jù)擴(kuò)頻因子將發(fā)送數(shù)據(jù)擴(kuò)頻在多個(gè)子載波上；以及控制部分，用于控制可變?cè)鲆娣糯笃鞯姆糯笠蜃雍涂勺償U(kuò)頻因子擴(kuò)頻部分的擴(kuò)頻因子。優(yōu)選地，所述控制部分執(zhí)行控制，以在放大因子提高時(shí)提高擴(kuò)頻因子。此外，優(yōu)選地，所述控制部分執(zhí)行控制，使得在位于相同時(shí)間子信道上的頻率子信道上使用相同的擴(kuò)頻因子，所述時(shí)間子信道是通過將時(shí)間劃分為多個(gè)時(shí)間信道而形成的。然而，擴(kuò)頻因子相同不是嚴(yán)格必須的，并且可以將使擴(kuò)頻因子接近于相同擴(kuò)頻因子作為指導(dǎo)，來控制擴(kuò)頻因子。
[0018]此外，優(yōu)選地，所述發(fā)送裝置包括:數(shù)據(jù)插入部分，用于根據(jù)所用子載波減少的數(shù)量，針對(duì)未使用的子載波插入零數(shù)據(jù)；以及子載波分配部分，用于選擇傳送擴(kuò)頻數(shù)據(jù)所使用的子載波以及將所述數(shù)據(jù)分配至所述子載波。通過減少所用子載波并選擇具有小干擾的子載波，可以減小干擾效應(yīng)。此外，可以改變所用子載波的位置。
[0019]優(yōu)選地，所述子載波分配部分針對(duì)通過對(duì)擴(kuò)頻數(shù)據(jù)進(jìn)行劃分而形成的組中的每一組來分配子載波。優(yōu)選地，所述子載波分配部分根據(jù)各個(gè)單獨(dú)子載波的質(zhì)量確定要使用的子載波。通過選擇并將質(zhì)量好的子載波分配至每組，更有可能選擇質(zhì)量好的子載波，并且可以降低來自其他小區(qū)的干擾的相關(guān)性。
[0020]優(yōu)選地，所述可變擴(kuò)頻因子擴(kuò)頻部分包括離散傅立葉變換處理，并且通過根據(jù)擴(kuò)頻因子選擇離散傅立葉變換處理級(jí)之一的輸出，來實(shí)現(xiàn)利用可變擴(kuò)頻因子的擴(kuò)頻。
[0021]還提供了一種用于數(shù)據(jù)CDM-OFDM發(fā)送中的發(fā)送裝置，在數(shù)據(jù)CDM-OFDM發(fā)送中采用CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數(shù)據(jù)，所述發(fā)送裝置包括:可變擴(kuò)頻因子擴(kuò)頻部分，用于使用旋轉(zhuǎn)正交碼在頻域中對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)頻；以及RF部分，用于根據(jù)擴(kuò)頻因子改變輸出功率。優(yōu)選地，所述可變擴(kuò)頻因子擴(kuò)頻部分包括離散傅立葉變換處理；以及通過根據(jù)擴(kuò)頻因子選擇離散傅立葉變換處理級(jí)之一的輸出，來實(shí)現(xiàn)利用可變擴(kuò)頻因子的擴(kuò)頻。
[0022]根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種由基站和連接至所述基站的多個(gè)終端裝置組成的無線通信系統(tǒng)，其中針對(duì)從基站到終端裝置的通信，采用根據(jù)前述方案中任一項(xiàng)所述的發(fā)送裝置的發(fā)送方法；以及針對(duì)從終端裝置到基站的通信，采用DFT-s-OFDM通信。優(yōu)選地，多個(gè)終端裝置中的第一終端裝置具有從基站和不同于第一終端裝置的第二終端裝置接收數(shù)據(jù)以及向基站和不同于第一終端裝置的第二終端裝置發(fā)送數(shù)據(jù)的功能。優(yōu)選地，連接至基站的多個(gè)終端裝置中的第一終端裝置具有:接收使用旋轉(zhuǎn)正交碼從基站發(fā)送的數(shù)據(jù)、以及使用DFT-s-OFDM通信方案將接收到的數(shù)據(jù)發(fā)送至另一終端裝置的功能。
[0023]根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于以CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數(shù)據(jù)的CDM-OFDM發(fā)送方法，包括步驟:使用旋轉(zhuǎn)正交碼作為用于CDM方案中的頻率擴(kuò)頻的擴(kuò)頻碼，以及根據(jù)發(fā)送功率改變擴(kuò)頻因子。
[0024]還提供了一種用于以CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數(shù)據(jù)的CDM-0FDMA發(fā)送方法，所述OFDMA方案包括多個(gè)時(shí)間/頻率子信道，所述方法包括步驟:使用旋轉(zhuǎn)正交碼作為用于CDM方案中的頻率擴(kuò)頻的擴(kuò)頻碼，以及根據(jù)發(fā)送功率改變每個(gè)頻率子信道的擴(kuò)頻因子。
[0025]在該發(fā)送方法中，可以采用由特定于上述發(fā)送裝置的配置中的任一種來實(shí)現(xiàn)的方法。
[0026]此外，還可以提供一種用于以CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數(shù)據(jù)的CDM-0FDMA發(fā)送方法，所述OFDMA方案包括多個(gè)時(shí)間/頻率子信道，所述方法包括以下步驟:使用旋轉(zhuǎn)正交碼作為用于CDM方案中的頻率擴(kuò)頻的擴(kuò)頻碼，并根據(jù)每個(gè)頻率子信道的發(fā)送功率設(shè)置擴(kuò)頻因子；以及改變所用子載波的數(shù)量。或者還可以提供一種用于以CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數(shù)據(jù)的CDM-OFDM發(fā)送方法，包括:放大步驟，調(diào)整發(fā)送功率；以及可變擴(kuò)頻因子擴(kuò)頻步驟，用于使用旋轉(zhuǎn)正交碼，根據(jù)擴(kuò)頻因子將發(fā)送數(shù)據(jù)擴(kuò)頻在多個(gè)子載波上，其中在放大步驟中所用的放大因子以及在可變擴(kuò)頻因子擴(kuò)頻步驟中所用的擴(kuò)頻因子是受控制的。或者還可以提供一種用于以CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數(shù)據(jù)的CDM-0FDMA發(fā)送方法，所述OFDMA方案包括多個(gè)時(shí)間/頻率子信道，所述方法包括:放大步驟，調(diào)整發(fā)送功率；以及可變擴(kuò)頻因子擴(kuò)頻步驟，針對(duì)每個(gè)頻率子信道，使用旋轉(zhuǎn)正交碼，根據(jù)擴(kuò)頻因子將發(fā)送數(shù)據(jù)擴(kuò)頻在多個(gè)子載波上，其中在放大步驟中所用的放大因子以及在可變擴(kuò)頻因子擴(kuò)頻步驟中所用的擴(kuò)頻因子是受控制的。
[0027]—種使微處理器(如計(jì)算機(jī))執(zhí)行發(fā)送方法和/或發(fā)送裝置的功能的程序也被包含在本發(fā)明的范圍內(nèi)，或者還可以想到在其上存儲(chǔ)著用于執(zhí)行該程序的微處理器可讀程序的記錄介質(zhì)。
[0028]技術(shù)效果
[0029]對(duì)于需要高發(fā)送功率的終端，可以使用旋轉(zhuǎn)正交碼并以高SF發(fā)送數(shù)據(jù)來執(zhí)行通信，而不產(chǎn)生信號(hào)失真。通過根據(jù)所需發(fā)送功率改變SF，可以實(shí)現(xiàn)更靈活的通信，同時(shí)最小化因在寬頻帶中執(zhí)行通信而引起的特性惡化。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0030]圖1A不出了聞輸出放大器的輸入/輸出功率特性的不例。
[0031]圖1B是示出了采用根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的通信技術(shù)的發(fā)送裝置的示例的功能框圖。
[0032]圖2是示出了圖1B的可變SF擴(kuò)頻部分3的細(xì)節(jié)的示例功能框圖。
[0033]圖3是示出了圖2所示的擴(kuò)頻部分的示例操作的示意圖。
[0034]圖4示出了當(dāng)采用總共64個(gè)子載波時(shí)，針對(duì)各種SF的PAPR特性。
[0035]圖5示出了減小電路規(guī)模的可變SF擴(kuò)頻部分的示例配置。
[0036]圖6示出了接收機(jī)的示例模塊配置。
[0037]圖7示出了在圖6所示的可變SF解擴(kuò)部分68中使用IDFT的情形。
[0038]圖8是示出了根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例的發(fā)送裝置的示例配置的功能框圖。
[0039]圖9是示出了根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例的接收裝置的示例配置的功能框圖。
[0040]圖10是示出了根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例的發(fā)送裝置的示例配置的功能框圖。
[0041]圖11示出了對(duì)連續(xù)子載波進(jìn)行分配以及對(duì)4子載波的組進(jìn)行分配的示例。
[0042]圖12示出了當(dāng)如前述實(shí)施例一樣子載波總數(shù)為64并使用32個(gè)子載波時(shí)，以用于分組的各種子載波數(shù)量獲得的PAPR特性。
[0043]圖13是示出了根據(jù)第二實(shí)施例的接收裝置的示例配置的功能框圖。
[0044]圖14示出了用于第二實(shí)施例的幀格式的示例。
[0045]圖15示出了用于通信的小區(qū)布局的示例，其中每個(gè)小區(qū)被劃分為三個(gè)區(qū)域A、B和C0
[0046]圖16示出了實(shí)現(xiàn)了時(shí)間干擾協(xié)調(diào)的各個(gè)單獨(dú)扇區(qū)中的發(fā)送功率的變化。
[0047]圖17是示出了 DFT-s-OFDM發(fā)射機(jī)的示例配置的功能框圖。
[0048]圖18示出了當(dāng)執(zhí)行中繼時(shí)使用的幀格式的示例。
[0049]符號(hào)說明
[0050]1…編碼部分、2…調(diào)制部分、3…可變SF擴(kuò)頻部分、4…IDFT部分、5…保護(hù)間隔(GI)插入部分、6…并/串(P/S)轉(zhuǎn)換部分、7…數(shù)字/模擬(D/A)轉(zhuǎn)換部分、8…RF部分、10…控制部分、85...可變?cè)鲆娣糯笃鳌?6...高輸出放大器。
【具體實(shí)施方式】
[0051]下面將以MC-CDM(多載波CDM)作為具有可變擴(kuò)頻因子(以下將擴(kuò)頻因子稱為"SF")的碼分復(fù)用(CDM)多載波通信方案的示例，描述根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的通信技術(shù)。由于0FDM(正交頻分復(fù)用)用作多載波方案的示例，此處有時(shí)可以將其稱為CDM-0FDM。此處的描述假定針對(duì)OFDM信號(hào)總共存在64個(gè)子載波，并且可以使用取值為1 (即常規(guī)0FDM)、4、16和64的SF。SF指示多少個(gè)子載波被用于發(fā)送一段數(shù)據(jù)。此外，除非特別指出，以下描述的實(shí)施例示出的是復(fù)用與SF相同數(shù)量的數(shù)據(jù)的情形(即，使用與SF相同數(shù)量的正交碼)。此外，實(shí)施例構(gòu)想了下行鏈路通信，除非特別指出，下行鏈路通信一般指從基站到移動(dòng)臺(tái)的通信。
[0052]下面，將參照附圖，描述根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的通信技術(shù)。本發(fā)明的第一實(shí)施例以局域內(nèi)的服務(wù)為前提。對(duì)于局域內(nèi)的服務(wù)，干擾效應(yīng)不是一個(gè)重要的考慮因素。以上示出的非專利文獻(xiàn)I還描述了:在這樣的區(qū)域內(nèi)干擾效應(yīng)很小，并且使用將SF設(shè)置為I的OFDM信號(hào)(即常規(guī)OFDM信號(hào))是獲得最高吞吐量的方式。由于允許將SF設(shè)置為1，假定可以使基站的高輸出放大器保持高度的線性特性并且可以發(fā)送具有高PAPR(峰均功率比)的OFDM信號(hào)而不引起失真。下面將參照?qǐng)D1A描述由放大器引起的信號(hào)失真。
[0053]圖1A不出了聞輸出放大器的輸入/輸出功率特性的不例。在該圖中，橫軸代表輸入功率，縱軸代表輸出功率，并且黑體箭頭表示信號(hào)瞬時(shí)輸入功率的變化。當(dāng)例如在圖1A中放大器的平均輸入功率被設(shè)置為Il時(shí)，放大器具有高度的線性特性(以下這樣的區(qū)域?qū)⒈环Q為“線性區(qū)域”)。換言之，對(duì)于輸入信號(hào)的任意瞬時(shí)輸入功率，獲得恒定的增益。另一方面，當(dāng)放大器的平均輸入功率被設(shè)置為12時(shí)，關(guān)于瞬時(shí)輸入功率的變化，無法獲得恒定的增益(即瞬時(shí)輸入功率高時(shí)的增益低于瞬時(shí)輸入功率低時(shí)的增益)。這導(dǎo)致了諸如信號(hào)失真或信號(hào)泄漏至頻帶外等問題(以下，這樣的區(qū)域?qū)⒈环Q為“非線性區(qū)域”)。
[0054]對(duì)通信的常規(guī)討論假定信號(hào)未失真，也就是說，在如非專利文獻(xiàn)I所示的基站上，處理是線性的。然而，為了擴(kuò)展每個(gè)基站的覆蓋區(qū)，需要進(jìn)一步提高發(fā)送功率，并且由于放大器性能改進(jìn)受限的緣故，必須考慮非線性區(qū)中的操作。為了實(shí)現(xiàn)非線性區(qū)中的操作，將信號(hào)PAPR(即圖1A中黑體箭頭所示的變化)限制為小范圍是很重要的。常規(guī)OFDM信號(hào)方案使用該黑體箭頭范圍寬的信號(hào)，由此可知是不適用于放大器的非線性操作的方案。
[0055]圖1B是示出了采用根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的通信技術(shù)的發(fā)送裝置的示例的功能框圖。在該圖中，參考數(shù)字I表示用于對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼的編碼部分，2表示用于執(zhí)行調(diào)制的調(diào)制部分，如BPSK(在該部分中執(zhí)行的調(diào)制有時(shí)可以被稱為“主調(diào)制”)。參考數(shù)字3表示用于基于來自控制部分10的控制信息A以可變SF執(zhí)行擴(kuò)頻的可變SF擴(kuò)頻部分。稍后將更加詳細(xì)地描述可變SF擴(kuò)頻部分。參考數(shù)字4表示用于對(duì)擴(kuò)頻部分的輸出執(zhí)行離散傅立葉逆變換(IDFT)的IDFT部分。不用說，通常使用快速傅立葉逆變換(IFFT)。參考數(shù)字5表示保護(hù)間隔(GI)插入部分。在大多數(shù)現(xiàn)有系統(tǒng)中將GI用于OFDM信號(hào)，以減小符號(hào)間干擾的效應(yīng)。參考數(shù)字6表示用于將GI插入部分5的輸出轉(zhuǎn)換為串行數(shù)據(jù)序列的并/串(P/S)轉(zhuǎn)換部分。參考數(shù)字7表示用于將數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為模擬數(shù)據(jù)的數(shù)字/模擬(D/A)轉(zhuǎn)換部分。參考數(shù)字8表示用于在將信號(hào)轉(zhuǎn)換至模擬信號(hào)發(fā)送頻帶后從天線發(fā)射信號(hào)、并將該信號(hào)控制為適當(dāng)?shù)陌l(fā)送功率的RF部分。RF部分8包括用于調(diào)整輸出功率的可變?cè)鲆娣糯笃?5以及前述高輸出放大器86。最后,參考數(shù)字10表不控制部分,被配置為產(chǎn)生用于確定可變SF的控制信息A并將該控制信息A輸入至可變SF擴(kuò)頻部分3和RF部分8。在控制信息A中，SF根據(jù)所需發(fā)送功率改變。
[0056]圖2是示出了圖1B的可變SF擴(kuò)頻部分3的細(xì)節(jié)的示例功能框圖。在該圖中，參考數(shù)字31至33表示用于將輸入數(shù)據(jù)從串行轉(zhuǎn)換為并行的第一至第三串/并轉(zhuǎn)換部分(S/P轉(zhuǎn)換部分)；參考數(shù)字34至36表示用于對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)頻的第一至第三擴(kuò)頻部分；參考數(shù)字37和38表示用于將數(shù)據(jù)段連接在一起的數(shù)據(jù)連接部分；參考數(shù)字39表示用于根據(jù)控制信號(hào)A選擇SF的數(shù)據(jù)選擇部分。第一、第二和第三S/P轉(zhuǎn)換部分31、32和33具有不同的速率，分別輸出64、16和4段并行數(shù)據(jù)。在第一至第三擴(kuò)頻部分34至36中，根據(jù)它們的相應(yīng)SF進(jìn)行擴(kuò)頻。稍后將以擴(kuò)頻部分34為例，描述第一至第三數(shù)據(jù)擴(kuò)頻部分34至36的操作。[0057]由于在此處假定64個(gè)子載波，數(shù)據(jù)連接部分37和38連接來自第二和第二擴(kuò)頻部分35和36的多個(gè)輸出，以產(chǎn)生針對(duì)64個(gè)子載波的數(shù)據(jù)。由于第二擴(kuò)頻部分35的輸出是16個(gè)數(shù)據(jù)段，數(shù)據(jù)連接部分37連接四個(gè)輸出，以產(chǎn)生與64個(gè)子載波等價(jià)的數(shù)據(jù)，并且由于第三擴(kuò)頻部分36的輸出是4個(gè)數(shù)據(jù)段，數(shù)據(jù)連接部分38連接16個(gè)輸出，以產(chǎn)生與64個(gè)子載波等價(jià)的數(shù)據(jù)。有時(shí)，實(shí)際上，可以將S/P轉(zhuǎn)換部分31的輸出輸入至數(shù)據(jù)選擇部分39。當(dāng)產(chǎn)生SF為I的OFDM信號(hào)(即常規(guī)OFDM信號(hào))時(shí)就是這種情況。數(shù)據(jù)選擇部分39根據(jù)控制信號(hào)A選擇并輸出所用數(shù)據(jù)。在圖2中，示出了信號(hào)流的箭頭上指示的數(shù)字(4、16和64)表不一次輸入或輸出的數(shù)據(jù)段的數(shù)量。[0058]圖3是示出了圖2所示的擴(kuò)頻部分的示例操作的示意圖。輸入數(shù)據(jù)Dk是從Dl到D64的復(fù)數(shù)據(jù)，由Dk = ak+bkj表示(k是數(shù)據(jù)編號(hào))。此處，ak和bk是取決于主調(diào)制方案的值；例如當(dāng)主調(diào)制方案是BPSK時(shí)，ak= ±1且bk = 0。此外，jX j = -1。[0059]本實(shí)施例采用旋轉(zhuǎn)正交碼作為用于CDM的碼。碼長L的旋轉(zhuǎn)正交碼Cm(m是指示碼類型的下標(biāo)，是從I到L的自然數(shù))可以被表示為:Cm= (ejx0x(m-1)xo,ejx0x(m-1)xi,…，^χ^χΜχα-?)，其中 0 = 2χ π/1。[0060]圖3示出了 L = 64的旋轉(zhuǎn)正交碼。將輸入Dk與構(gòu)成Cm的各個(gè)單獨(dú)元素相乘。然而，為簡單起見，將使k = m的對(duì)用作用于相乘的對(duì)。由此，Dk被劃分為64個(gè)數(shù)據(jù)段。針對(duì)每個(gè)元素將64個(gè)結(jié)果相加，以產(chǎn)生擴(kuò)頻部分的輸出。當(dāng)該輸出信號(hào)被表不為 CM 時(shí)，CM = ( Σ m(am+bmj) Xejx θ x(『1)xo, 2m(am+bmj) Xejx θ X(『1)X1 …,Σm(am+bmj) Xejx θ x (m 1)χα 1})，其中 Σηι 是關(guān)于 m 的和。[0061]雖然圖3示出了 64-擴(kuò)頻的示例，但圖2的擴(kuò)頻部分35和36分別以L = 16和L=4執(zhí)行擴(kuò)頻。接著，可變SF擴(kuò)頻部分選擇與控制信號(hào)A中指定的SF相對(duì)應(yīng)的信號(hào)。[0062]為了表明針對(duì)擴(kuò)頻使用旋轉(zhuǎn)正交信號(hào)的優(yōu)點(diǎn)，圖4示出了當(dāng)采用總共64個(gè)子載波時(shí)，針對(duì)各種SF的PAPR特性。在該圖中，橫軸代表PAPR (dB)，縱軸代表信號(hào)具有的PAPR超過橫軸上指示的PAPR的概率)。然而，該數(shù)據(jù)表示通過對(duì)某些信號(hào)的模式進(jìn)行仿真計(jì)算得到的值。此外，CDM-OFDM前的數(shù)字指示SF，并且圖中以正方形點(diǎn)表示的特性代表SF =I(即常規(guī)0FDM)的PAPR特性，以三角形點(diǎn)表示的特性代表SF = 4的PAPR特性，以圓形點(diǎn)表示的特性代表SF = 16的PAPR特性，以“ X ”點(diǎn)表示的特性代表SF = 64的PAPR特性。[0063]由圖4中的曲線圖可見，當(dāng)SF增加時(shí)PAPR特性得到改進(jìn)。例如，如果作為參考以1%的PAPR特性(即曲線縱軸上的“I”處)設(shè)置高輸出放大器的輸入功率，那么相對(duì)于常規(guī)OFDM信號(hào)，對(duì)于4、16和64的SF分別產(chǎn)生了大約0.3dB、l.3dB和3dB的余量。換言之，當(dāng)使用相同的高輸出放大器時(shí)，針對(duì)4、16和64的SF，分別可以將平均輸入功率提高0.3dB、1.3dB和3dB，相應(yīng)地也可以提高輸出功率。[0064]更詳細(xì)地對(duì)此進(jìn)行描述，當(dāng)"Iin"表示發(fā)送常規(guī)OFDM信號(hào)發(fā)送期間高輸出放大器的平均輸入功率的極限(電功率的電平，平均輸入功率的輸入超過該值將使非線性失真不可忽略)，對(duì)于SF4，平均輸入功率的極限可以提高到(Iin+0.3) dB,對(duì)于SF16可以提高到(Iin+1.3)dB，對(duì)于 SF64 可以提高到(Iin+3)dB。[0065]如上所述，當(dāng)考慮局域內(nèi)的通信和覆蓋區(qū)擴(kuò)展時(shí)，對(duì)于需要高發(fā)送功率的終端，可以通過使用旋轉(zhuǎn)正交碼并以高SF發(fā)送數(shù)據(jù)，來執(zhí)行通信，而不產(chǎn)生信號(hào)失真。此外，由于PAPR特性取決于SF，通過根據(jù)所需發(fā)送功率改變SF，可以是實(shí)現(xiàn)更加靈活的通信，同時(shí)最小化因在寬頻帶中執(zhí)行通信而引起的特性惡化。
[0066]圖5示出了減小電路規(guī)模的可變SF擴(kuò)頻部分的示例配置。該配置通過DFT實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻，并且可以利用多個(gè)蝶形運(yùn)算單元和存儲(chǔ)器來實(shí)現(xiàn)。同上面示出的配置相比，DFT允許高速計(jì)算，還可以簡化電路。雖然圖5示出了時(shí)間稀化(thinning)方法，但還可以用頻率稀化方法來實(shí)現(xiàn)該配置。
[0067]圖5示出了基(radix)4的蝶形運(yùn)算單元。雖然為了簡化以下描述該圖示出16X3(級(jí))=48個(gè)蝶形運(yùn)算單元(表示為DFT4)是必須的，但由于這些蝶形運(yùn)算單元具有完全相同的結(jié)構(gòu)，可以用至少一個(gè)蝶形運(yùn)算單元實(shí)現(xiàn)該配置。DFT處理具有與基相對(duì)應(yīng)的處理級(jí)的概念，64(DFT點(diǎn)數(shù))被表示為4(即基)3。因此，在該實(shí)施例中，存在三級(jí)處理。
[0068]當(dāng)其輸入被表示為X1、X2、X3、X4且輸出被表示為Yl、Y2、Y3、Y4時(shí)，基_4蝶形運(yùn)算由等式⑴表示:
[0069]Yl = X1+X2+X3+X4
[0070]Y2 = Xl-jX2_X3+jX4...(I)
[0071]Y3 = X1 -X2+X3-X4
[0072]Y4 = Xl+jX2-X3-jX4
[0073]此外，j代表復(fù)數(shù)。圖5中的DFT4是由等式⑴表示的所有運(yùn)算。此外，在指示DFT4間的數(shù)據(jù)流的箭頭上，將信號(hào)示為"Wa"。該"Wa"是要與在每個(gè)箭頭上流動(dòng)的數(shù)據(jù)相乘的、被稱為旋轉(zhuǎn)因子的數(shù)值。由于在本實(shí)施例中DFT的點(diǎn)數(shù)是64，旋轉(zhuǎn)因子由等式(2)定義:
[0074]Wa = eJX2llXa/64...(2)
[0075]圖5所示的可變SF擴(kuò)頻部分包括:S/P轉(zhuǎn)換部分31、數(shù)據(jù)重排部分50、數(shù)據(jù)選擇部分39、以及蝶形運(yùn)算部分(DFT4)。在該圖中，對(duì)與圖2功能框圖中具有相同功能的模塊賦予了相同的參考數(shù)字。
[0076]對(duì)圖5的可變SF擴(kuò)頻部分的數(shù)據(jù)輸入進(jìn)行S/P轉(zhuǎn)換。圖5示出了產(chǎn)生64段并行數(shù)據(jù)的情形，64與最大子載波數(shù)量相等。S/P輸出是數(shù)據(jù)選擇部分64的輸入，并且對(duì)該輸出的選擇意味著選擇SF = 1，即OFDM方案。
[0077]接著，對(duì)多段并行轉(zhuǎn)換后的數(shù)據(jù)進(jìn)行重排。此處，根據(jù)控制信號(hào)A中指定的SF對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行重排。圖5示出了以所選的SF為64的重排結(jié)果。當(dāng)SF為16時(shí)，重排輸出將是:Dl, D5，D9，D13，D2，D6…，并且當(dāng) SF 為 4 時(shí)，重排輸出將是:D1, D2，D3，D4，D5，D6…
[0078]當(dāng)以此處所示的序列輸入時(shí)，數(shù)據(jù)是以良好的順序放置的。當(dāng)SF為16時(shí)，在第一組16個(gè)子載波中Dl至D16經(jīng)歷擴(kuò)頻，在下一組16個(gè)子載波中D17至D32經(jīng)歷擴(kuò)頻，并且依次地按照它們的下標(biāo)的順序?qū)?shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)頻。當(dāng)SF為4時(shí)，是類似的。當(dāng)數(shù)據(jù)的該順序并非必要時(shí)，如果在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)間數(shù)據(jù)順序是已知的，那么重排不是必須的。
[0079]當(dāng)SF為64時(shí)，執(zhí)行所有級(jí)處的處理，并且在數(shù)據(jù)選擇部分64中選擇第3級(jí)的輸出。當(dāng)選擇SF為16時(shí)，數(shù)據(jù)選擇部分64選擇第2級(jí)的輸出。當(dāng)SF為4時(shí)，數(shù)據(jù)選擇部分64選擇第I級(jí)的輸出。
[0080]因此，通過在一次DFT運(yùn)行中選擇一級(jí)的輸出，可以產(chǎn)生使用旋轉(zhuǎn)正交碼的具有可變SF的CDM信號(hào)。
[0081]下面，示出接收機(jī)的示例配置。注意，此處所示的配置采用了與圖5的DFT相對(duì)應(yīng)的IDFT，作為可變SF解擴(kuò)處理。圖6示出了接收機(jī)的示例模塊配置。在該圖中，參考數(shù)字61表示RF部分，RF部分具有將接收到的信號(hào)轉(zhuǎn)換至在其中該信號(hào)可以被轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)的頻帶的能力；62表示用于將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)的A/D轉(zhuǎn)換部分；63表示用于實(shí)現(xiàn)OFDM信號(hào)的符號(hào)同步以及移除在發(fā)送側(cè)添加的GI的符號(hào)同步部分；64表示用于執(zhí)行串并行轉(zhuǎn)換以使符號(hào)同步后的信號(hào)符合DFT輸入點(diǎn)數(shù)量(在本實(shí)施例中轉(zhuǎn)換為64點(diǎn))的S/P轉(zhuǎn)換部分；65表示用于執(zhí)行DFT處理的DFT部分。不用說，通常使用快速傅立葉變換(FFT)。在由DFT得到的信號(hào)中，將用于信道估計(jì)的信號(hào)輸入至信道估計(jì)部分66，在信道估計(jì)部分66中執(zhí)行信道估計(jì)處理。將用于數(shù)據(jù)的信號(hào)輸入至信道補(bǔ)償部分67，在信道補(bǔ)償部分67中關(guān)于信道估計(jì)信號(hào)對(duì)該信號(hào)進(jìn)行信道補(bǔ)償。此處，優(yōu)選地，執(zhí)行不易于增加噪聲的處理。
[0082]在經(jīng)歷了信道補(bǔ)償后，該信號(hào)被輸入至可變SF解擴(kuò)部分68，并在其中進(jìn)行可變SF解擴(kuò)處理。從控制部分74向可變SF解擴(kuò)部分68輸入關(guān)于SF的控制信息A'，并且基于SF執(zhí)行可變SF解擴(kuò)處理。稍后將更詳細(xì)地描述解擴(kuò)處理。在可變SF解擴(kuò)后，在并/串轉(zhuǎn)換部分69中將該信號(hào)轉(zhuǎn)換為串行數(shù)據(jù)。此時(shí)，在解調(diào)部分70中，該信號(hào)經(jīng)歷與在發(fā)送裝置中應(yīng)用的主調(diào)制相對(duì)應(yīng)的解調(diào)，并被輸入至解碼部分71。解碼部分71執(zhí)行與在發(fā)送裝置中應(yīng)用的編碼相對(duì)應(yīng)的處理，以獲得所發(fā)送的數(shù)據(jù)。還假定控制部分74具有供應(yīng)SF信息的能力，并且在數(shù)據(jù)解調(diào)時(shí)SF是已知的。
[0083]圖7示出了在圖6的可變SF解擴(kuò)部分68中使用IDFT的情形。同在擴(kuò)頻中一樣，該配置基于IDFT，并且使用多個(gè)蝶形運(yùn)算單元和存儲(chǔ)器來實(shí)現(xiàn)。由于IDFT允許高速算術(shù)處理，同傳統(tǒng)解擴(kuò)相比，可以簡化電路。雖然圖7示出了頻率稀化方法，但還可以用時(shí)間稀化方法來實(shí)現(xiàn)該配置。
[0084]圖7示出了基4的蝶形運(yùn)算單元。雖然為了簡化以下描述該圖示出每級(jí)存在16個(gè)蝶形運(yùn)算單元(在圖7中的表示為IDFT4)，也就是說16 X 3 (級(jí))=48個(gè)蝶形運(yùn)算單元，但由于這些蝶形運(yùn)算單元具有完全相同的結(jié)構(gòu)，可以用至少一個(gè)蝶形運(yùn)算單元實(shí)現(xiàn)該配置。
[0085]當(dāng)其輸出被表示為X1、X2、X3、X4且輸入被表示為Yl、Y2、Y3、Y4時(shí)，基_4蝶形運(yùn)算由以下等式3表示:
[0086][等式3]
[0087]Xl = (Yl+Y2+Y3+Y4)/4
[0088]Χ2 = (Yl+jY2-Y3_jY4)/4…(3)
[0089]X3 = (Yl-Y2+Y3-Y4)/4
[0090]Χ4 = (Yl-jY-Y3+jY4)/4
[0091]等式(3)是X1、X2、X3和X4的等式(I)的解。圖7中的IDFT4是由等式(3)表示的所有運(yùn)算。此外，在指示IDFT4間的數(shù)據(jù)流的箭頭上，將信號(hào)示為"Wa" (" a"是數(shù)字)。該"Wa"是要與在每個(gè)箭頭上流動(dòng)的數(shù)據(jù)相乘的、被稱為旋轉(zhuǎn)因子的數(shù)值。由于在本實(shí)施例中存在64個(gè)IDFT點(diǎn)，旋轉(zhuǎn)因子由等式⑷定義:
[0092]Wa = e-jX2llXa/64…⑷
[0093]圖7所示的可變SF解擴(kuò)部分68包括:數(shù)據(jù)重排部分80、數(shù)據(jù)選擇部分79、以及蝶形運(yùn)算部分(IDFT4)。[0094]將圖7的可變SF解擴(kuò)部分的數(shù)據(jù)輸入輸入至數(shù)據(jù)選擇部分79，并且對(duì)該數(shù)據(jù)的選擇意味著選擇SF = 1，即OFDM方案。接著，執(zhí)行第一級(jí)中的IDFT處理。該級(jí)的輸出對(duì)應(yīng)于SF = 4的輸出，即解擴(kuò)值。類似地，第2級(jí)的輸出對(duì)應(yīng)于SF = 16的解擴(kuò)值，第3級(jí)的輸出對(duì)應(yīng)于SF = 64的解擴(kuò)值。數(shù)據(jù)重排部分80對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行重排。這是由于當(dāng)Rk表示接收到的數(shù)據(jù)時(shí)，必須根據(jù)SF將數(shù)據(jù)重排為:第1級(jí)按照1?1，1?2，1?3，1?4，？5丨的升序輸出數(shù)據(jù)、第2級(jí)按照Rl，R5，R9，R13，R2，R6…的順序輸出、以及第3級(jí)按照Rl，R17，R33，R49，R2，R18...的順序輸出，這同樣在圖中示出了。這是基于也在發(fā)送裝置上執(zhí)行重排的假定，使得數(shù)據(jù)處于相同的位置關(guān)系。
[0095]具有這樣的可變解擴(kuò)單元的接收機(jī)配置具有有助于根據(jù)SF (擴(kuò)頻因子)的解擴(kuò)的優(yōu)點(diǎn)。
[0096]本實(shí)施例構(gòu)想了下行鏈路通信，并且其特征在于在OFDM和單載波方案間提供了一些步驟。并且它描述了可以通過使用DFT(離散傅立葉變換)和SF(擴(kuò)頻因子)間的關(guān)系來實(shí)現(xiàn)該步驟的示例電路配置。
[0097]下面，將參照附圖描述本發(fā)明的第二實(shí)施例。上述第一實(shí)施例旨在與局域內(nèi)的服務(wù)一起使用，局域內(nèi)的服務(wù)不用考慮干擾，而第二實(shí)施例構(gòu)想了將被用于基于未來公共網(wǎng)絡(luò)的通信的單頻率重復(fù)系統(tǒng)。單頻率系統(tǒng)是其中構(gòu)成小區(qū)的基站均使用相同頻帶執(zhí)行通信的系統(tǒng)，并且相應(yīng)地其重要問題是確保小區(qū)邊緣的通信質(zhì)量。
[0098]前述非專利文獻(xiàn)I公開了通過在蜂窩系統(tǒng)中執(zhí)行擴(kuò)頻以及與擾碼相乘來減小來自其他小區(qū)的影響的方法。在OFDM信號(hào)的頻域中實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻和加擾。如前所述，非專利文獻(xiàn)I未考慮PAPR。然而，該文獻(xiàn)示出了:通過將數(shù)據(jù)效率(復(fù)用數(shù)/SF)設(shè)置為大約0.25并使用加擾使得能夠通過接收機(jī)上的解擴(kuò)對(duì)干擾進(jìn)行擴(kuò)頻，改進(jìn)了通信效率。
[0099]由于本發(fā)明的第 一實(shí)施例在頻域中執(zhí)行擴(kuò)頻但將數(shù)據(jù)效率設(shè)置為1，當(dāng)干擾信號(hào)具有相似的信號(hào)形式時(shí)其無法對(duì)影響進(jìn)行擴(kuò)頻，這導(dǎo)致通信質(zhì)量的惡化。這是由于因在所有引起干擾效應(yīng)的小區(qū)中使用相同的擴(kuò)頻碼而導(dǎo)致相關(guān)性變高。非專利文獻(xiàn)I中還示出了，當(dāng)只考慮干擾時(shí)，乘以擾碼是一個(gè)選項(xiàng)，但這極大地惡化了信號(hào)的PAPR特性。本實(shí)施例示出了在不使PAPR特性惡化的情況下減小干擾效應(yīng)的發(fā)送和接收裝置的配置。
[0100]圖8是示出了根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的發(fā)送裝置的示例配置的功能框圖。在該圖中，對(duì)具有與圖1所示模塊相同功能的模塊賦予了相同的參考數(shù)字。除了圖1B的配置之外，圖8中所示的發(fā)送裝置還包括重復(fù)部分11和加擾部分12。從控制部分10向重復(fù)部分11輸入控制信息B。重復(fù)部分11具有將輸入信號(hào)重復(fù)控制信號(hào)B中指定的次數(shù)的能力。加擾部分12具有用隨機(jī)碼對(duì)輸入數(shù)據(jù)加擾的能力。在最簡單的情形下，加擾能力可以通過隨機(jī)地將輸入信號(hào)與±1相乘來實(shí)現(xiàn)。用于加擾的隨機(jī)信號(hào)可以是各種模式中的任一模式，但優(yōu)選地是與相鄰基站不相關(guān)的模式。此外，為了避免固定差錯(cuò)，優(yōu)選地針對(duì)每個(gè)分組或幀改變?cè)撾S機(jī)信號(hào)。
[0101]數(shù)據(jù)重復(fù)部分11和加擾部分12使得能夠在接收機(jī)上將干擾擴(kuò)頻。此外，通過取大的重復(fù)次數(shù)，改進(jìn)對(duì)干擾的容忍度。本質(zhì)上，數(shù)據(jù)重復(fù)和加擾不改變主調(diào)制的數(shù)據(jù)模式。因此，PAPR特性變?yōu)槿Q于控制信息A中指定的SF，并且將SF設(shè)置為64可以將PAPR特性保持在良好條件下(即圖4中64CDM-0FDM的特性)。
[0102]數(shù)據(jù)重復(fù)部分11還可以對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行復(fù)用。例如，雖然以上所示的示例以指定的次數(shù)簡單地進(jìn)行重復(fù)，然而可以將奇數(shù)編號(hào)的數(shù)據(jù)段與正交碼相乘，將偶數(shù)編號(hào)的數(shù)據(jù)段與用于奇數(shù)編號(hào)的數(shù)據(jù)段不同的正交碼相乘，并在加擾前將其相加。這樣的方法具有的優(yōu)點(diǎn)在于，可以某種程度地避免由重復(fù)造成的數(shù)據(jù)速率的損失，盡管PAPR特性會(huì)稍稍惡化。
[0103]圖9是示出了根據(jù)本實(shí)施例的接收裝置的示例配置的功能框圖。在該圖中，對(duì)具有與圖6中所示模塊相同功能的模塊賦予了相同的參考數(shù)字。除了圖6的配置之外，該配置還包括解擾部分75和相加部分76。從控制部分74向相加部分76輸入控制信息B'。解擾部分75具有用隨機(jī)碼對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行解擾的能力。隨機(jī)碼可以將數(shù)據(jù)除以由通信的另一端使用的隨機(jī)碼來實(shí)現(xiàn)。相加部分76根據(jù)控制信息B'對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行相加。所要相加的數(shù)據(jù)段的數(shù)目與在發(fā)送側(cè)使用的重復(fù)次數(shù)相同。
[0104]接收機(jī)上的解擾和相加可以對(duì)干擾進(jìn)行擴(kuò)頻，從而提供了即使在強(qiáng)干擾區(qū)域(如小區(qū)邊緣)也可以實(shí)現(xiàn)高度精確的通信的優(yōu)點(diǎn)。
[0105]雖然以假定區(qū)域具有強(qiáng)干擾對(duì)圖8和9進(jìn)行了描述，但在小干擾區(qū)域中(如小區(qū)的中心)，如果發(fā)送側(cè)不執(zhí)行重復(fù)和加擾以及接收側(cè)不執(zhí)行解擾和相加，該情形將對(duì)應(yīng)于第一實(shí)施例中所示的配置，并且可能獲得該配置的效果。實(shí)際上，如果重復(fù)次數(shù)被設(shè)置為I次，將不存在問題，并且是否執(zhí)行加擾不具有重要影響。
[0106]下面，將示出通過在頻域中進(jìn)行處理來避免干擾的方法。前一示例通過重復(fù)時(shí)域數(shù)據(jù)(即調(diào)制部分2的輸出)對(duì)干擾進(jìn)行擴(kuò)頻，以下示例通過減少所使用的子載波的數(shù)量并使用不同位置的子載波來降低干擾。
[0107]圖10是示出了根據(jù)本實(shí)施例的發(fā)送裝置的示例配置的功能框圖。在該圖中，對(duì)具有與圖1的功能框圖中的模塊相同功能的模塊賦予了相同的參考數(shù)字。除了圖1的配置之夕卜，該配置還包括零項(xiàng)插入部分13和子載波分配部分14。從控制部分10向零項(xiàng)插入部分13輸入控制信息C,并向子載波分配部分14輸入控制信息D。
[0108]以下，將描述具有減少數(shù)量的所用子載波的信號(hào)流。零項(xiàng)插入部分13根據(jù)所用子載波減少的數(shù)量插入零。作為示例，由于給定64個(gè)子載波對(duì)本實(shí)施例進(jìn)行了描述，當(dāng)使用16個(gè)子載波時(shí)，在輸入了來自調(diào)制部分2的16段數(shù)據(jù)后，在零項(xiàng)插入部分13中插入48段“O”數(shù)據(jù)。
[0109]控制信號(hào)A也根據(jù)所用子載波的數(shù)量改變。當(dāng)使用16個(gè)子載波時(shí)，控制信號(hào)A指定SF為16 (即，使所用子載波的數(shù)量等于SF)。采用這樣的信號(hào)處理，可變SF擴(kuò)頻部分3的輸出由16段數(shù)據(jù)后接48個(gè)連續(xù)的零的序列構(gòu)成。
[0110]由于本實(shí)施例減少了所用子載波的數(shù)量，當(dāng)所使用的電功率與就整個(gè)頻帶而言使用了全部子載波時(shí)的電功率相同時(shí)，可以提高每個(gè)子載波的發(fā)送功率，因此能夠減小干擾的效應(yīng)。
[0111]在這種情況下，如果子載波分配部分14選擇了具有盡可能小的干擾的16個(gè)連續(xù)的子載波，并且將這些子載波分配給可變SF擴(kuò)頻部分3的輸出，還可以進(jìn)一步改進(jìn)特性。從控制部分10向子載波分配部分14輸入此處的分配，作為控制信息D。
[0112]可以通過減少所使用的子載波的數(shù)量并選擇具有低干擾的子載波來減小干擾效應(yīng)，但由于針對(duì)擴(kuò)頻使用了其他小區(qū)中相同的碼的情形并未改變，干擾中仍保持了相關(guān)性。因此，以下將示出進(jìn)一步減小來自其他小區(qū)的干擾的相關(guān)性的方法。
[0113]直到插入零，該方法都與前一示例相似。接著，子載波分配部分14對(duì)零以外的數(shù)據(jù)進(jìn)行分組。例如，由于在前一示例中16段輸入數(shù)據(jù)具有信號(hào)，將該16段數(shù)據(jù)置于4組中，每組具有4段數(shù)據(jù)。接著，選擇具有良好質(zhì)量的子載波，并將該子載波分配至四組中的每一組中。通過進(jìn)行這樣的分配，可以提高能夠選擇良好質(zhì)量的子載波的可能性，并且可以減小來自其他小區(qū)的干擾的相關(guān)性。這是由于在接收機(jī)上解擴(kuò)時(shí)執(zhí)行了數(shù)據(jù)重排，數(shù)據(jù)重排減小了與其他小區(qū)中使用的旋轉(zhuǎn)正交碼的相關(guān)性。
[0114]圖11示出了對(duì)連續(xù)子載波的分配和對(duì)四子載波的組的分配的示例。在圖11中，橫軸代表頻率，每個(gè)矩形代表一個(gè)子載波。有陰影的方塊代表實(shí)際具有信號(hào)功率的子載波，白色方塊代表未分配信號(hào)功率的子載波。
[0115]圖11(a)不出了可變SF擴(kuò)頻部分3的輸出，該輸出也是子載波分配部分14的輸入。利用可變SF擴(kuò)頻部分3的控制，信號(hào)功率集中于頻域的較低范圍內(nèi)(即陰影線區(qū)域內(nèi))。子載波分配部分14根據(jù)來自控制部分10的控制信息D執(zhí)行分配。圖11(b)示出了對(duì)所有連續(xù)的16個(gè)子載波的分配，圖11(c)示出了對(duì)四子載波的組的分配。
[0116]通過對(duì)較少的子載波進(jìn)行分組，可以提高能夠選擇良好質(zhì)量的子載波以及減小干擾影響的效果的可能性，但可能更顯著地惡化PAPR特性。
[0117]圖12示出了當(dāng)如前述實(shí)施例一樣子載波總數(shù)為64并使用32個(gè)子載波時(shí)，以各種數(shù)量的子載波進(jìn)行分組所獲得的PAPR特性?？v軸和橫軸代表與圖4相同的含義。圖12中的SI的值“I”指示要進(jìn)行分組的子載波數(shù)量。該值為I意味著不對(duì)子載波進(jìn)行分組。OFDM代表具有32個(gè)子載波的OFDM信號(hào)的PAPR特性，32CDM-0FDM代表當(dāng)連續(xù)配置32個(gè)子載波時(shí)獲得的特性。采用這樣的分組，雖然PAPR特性存在惡化，但是當(dāng)以四子載波分組時(shí)(S4)，即使在I %的PAPR特性處進(jìn)行比較(即在曲線圖的縱軸上的“I”處進(jìn)行比較)，PAPR特性的惡化與大約1.5dB —樣小。因此，證明具有減小功率的效果，因此足以適用于向小區(qū)邊緣的通信。
[0118]圖13是示出了根據(jù)本實(shí)施例的接收裝置的示例配置的功能框圖。在該圖中，對(duì)具有與圖9所示模塊相同功能的模塊賦予了相同的參考數(shù)字。除了圖9的配置，該配置還包括提取部分77和零項(xiàng)刪除部分78。從控制部分74向零項(xiàng)刪除部分78輸入控制信息Ci，并向提取部分77輸入控制信息IV。
[0119]以下，將描述使用減少數(shù)量的子載波時(shí)的信號(hào)流。
[0120]提取部分77根據(jù)控制信息D'提取已在發(fā)送裝置上對(duì)其分配了功率的子載波。這意味著提取在圖11(b)或11 (C)中所示陰影子載波上的信號(hào)。提取部分77還具有將所提取的信號(hào)輸入至IDFT部分(可變SF解擴(kuò)部分)68使得在IDFT輸入中信號(hào)聚集在較低范圍內(nèi)的能力，這意味著如圖11(a)中所示的那樣輸入信號(hào)?？勺僑F解擴(kuò)部分68根據(jù)正在使用的子載波數(shù)量設(shè)置SF。此后，零項(xiàng)刪除部分78刪除無關(guān)數(shù)據(jù)。因此，這些部分具有與發(fā)送裝置中的部分相反的功能。
[0121]如上所述，本實(shí)施例可以通過在接收機(jī)上對(duì)已向其分配了信號(hào)的子載波進(jìn)行重排來降低與使用相同擴(kuò)頻碼相關(guān)的干擾相關(guān)性。因此，具有即使在強(qiáng)干擾區(qū)域(如小區(qū)邊緣)也可以實(shí)現(xiàn)高度精確的通信的優(yōu)點(diǎn)。
[0122]下面，參照附圖描述根據(jù)本發(fā)明第三實(shí)施例的通信技術(shù)。本發(fā)明的第三實(shí)施例是將第一或第二實(shí)施例中所示的CDM-OFDM信號(hào)應(yīng)用于OFDMA系統(tǒng)的示例。雖然第一和第二實(shí)施例示出了具有64個(gè)子載波的OFDM系統(tǒng)，但本實(shí)施例將關(guān)于OFDM系統(tǒng)的OFDMA系統(tǒng)形成為一個(gè)頻率子信道。此處，這樣的系統(tǒng)被稱為CDM-OFDMA系統(tǒng)。本實(shí)施例示出了具有12個(gè)子信道的情況，在這種情況下，總共存在64X12 = 768個(gè)子載波。
[0123]圖14示出了用于本實(shí)施例的幀格式的示例。在該圖中，縱軸代表頻率，橫軸代表時(shí)間。在頻率軸上，存在從Fl到F12的頻率子信道，在時(shí)間軸上，存在從Tl至T9的時(shí)間子信道。雖然在子信道間存在間隔，但這不意味著實(shí)際未被使用的子載波或時(shí)間是必要的。在圖14中，從Fl到F12的12個(gè)頻率子信道和從Tl到T9的9個(gè)時(shí)間子信道構(gòu)成了一幀，通過重復(fù)幀，基站和終端彼此通信。當(dāng)把由頻率子信道和時(shí)間子信道構(gòu)成的單元稱為時(shí)隙時(shí)，在執(zhí)行通信時(shí)分配時(shí)隙，并且基站和終端在這些時(shí)隙中進(jìn)行通信。此外，由Tl和Fl至F12構(gòu)成的時(shí)間子信道是一幀(圖14中的陰影時(shí)隙)，在一幀中，發(fā)送與幀結(jié)構(gòu)等有關(guān)的信息作為控制信息，并且需要向整個(gè)小區(qū)發(fā)送數(shù)據(jù)。
[0124]圖15示出了用于通信的小區(qū)布局的示例，其中每個(gè)小區(qū)被劃分為三個(gè)區(qū)域A、B和C。通過對(duì)小區(qū)的這種劃分形成的區(qū)域A至C被稱為扇區(qū)，所有扇區(qū)使用相同的頻率。然而，在圖15中，對(duì)區(qū)域進(jìn)行配置，使得在相鄰扇區(qū)中不指定相同區(qū)域。當(dāng)在這種情況下考慮干擾時(shí)，對(duì)于特定符號(hào)，該符號(hào)所代表的區(qū)域?qū)⒆疃嗟厥艿絹碜杂善渌?hào)所代表的區(qū)域的信號(hào)的影響。也就是說，扇區(qū)A更多地受到扇區(qū)B和C的影響。
[0125]在這樣的小區(qū)布局中，當(dāng)在扇區(qū)A中，例如用戶想要與位于小區(qū)邊緣的終端通信時(shí)，希望扇區(qū)B和C的信號(hào)功率(即干擾功率)較小。通過定位信號(hào)使得形成這樣的條件，可以降低干擾。以下，將其中每個(gè)扇區(qū)或小區(qū)考慮其他小區(qū)或扇區(qū)的發(fā)送功率以使得彼此的干擾功率最小化的方法稱為干擾協(xié)調(diào)。
[0126]圖16示出了實(shí)現(xiàn)了時(shí)間干擾協(xié)調(diào)的各個(gè)單獨(dú)扇區(qū)中的發(fā)送功率的變化。當(dāng)這些曲線圖基于圖14所示的幀格式時(shí)，數(shù)據(jù)通信可用的時(shí)間子信道是8個(gè)時(shí)間子信道T2至T9。圖16示出了其中每個(gè)扇區(qū)針對(duì)最大、最小和中等發(fā)送功率分別具有2個(gè)、4個(gè)和2個(gè)時(shí)間子信道，并且扇區(qū)的發(fā)送功率被控制為降至最小，同時(shí)在其他扇區(qū)中以最大發(fā)送功率發(fā)送數(shù)據(jù)的示例。通過由此實(shí)現(xiàn)干擾協(xié)調(diào)，可以降低扇區(qū)間的干擾。還可以使用頻率子信道來實(shí)現(xiàn)干擾協(xié)調(diào)。然而，由于本實(shí)施例使用旋轉(zhuǎn)正交碼作為正交碼并且考慮到CDM-OFDM系統(tǒng)中PAPR的減小，在本實(shí)施例中希望使用時(shí)間子信道執(zhí)行干擾協(xié)調(diào)。
[0127]在圖16中，在以最大發(fā)送功率發(fā)送數(shù)據(jù)的時(shí)間子信道中(例如扇區(qū)A的T2和T3)，在所有頻率子信道中SF被設(shè)置為64。由此，可以控制PAPR惡化。這是由于如第一實(shí)施例中所示，當(dāng)在CDM-OFDM信號(hào)中SF為64時(shí)獲得良好的PAPR特性。典型地，當(dāng)子載波數(shù)量增加時(shí)OFDM信號(hào)的PAPR特性惡化。因此，如在該實(shí)施例中所示，通過在時(shí)間子信道上實(shí)現(xiàn)干擾協(xié)調(diào)并且在各個(gè)單獨(dú)頻率子信道以相同的SF執(zhí)行擴(kuò)頻，可以避免PAPR惡化。
[0128]在圖16中，針對(duì)在其上以中等發(fā)送功率發(fā)送數(shù)據(jù)的時(shí)間子信道，將SF設(shè)置為16，并且針對(duì)在其上以最小發(fā)送功率發(fā)送數(shù)據(jù)的時(shí)間子信道，將SF設(shè)置為I。至于Tl幀，假定如前所述，所有終端都接收控制信息。因此，優(yōu)選不降低其發(fā)送功率。優(yōu)選地，當(dāng)考慮扇區(qū)間的切換時(shí)也不改變以干擾協(xié)調(diào)為目標(biāo)的時(shí)間子信道(即不希望改變扇區(qū)間時(shí)間子信道的位置)。因此，如第二實(shí)施例中所示，應(yīng)當(dāng)采用減小所用子載波并通過對(duì)所用子載波進(jìn)行配置來對(duì)干擾進(jìn)行擴(kuò)頻的方法。
[0129]接下來，將參照附圖描述根據(jù)本發(fā)明第四實(shí)施例的通信技術(shù)。(在第一實(shí)施例中示出的)其采用DFT的電路配置與針對(duì)DFT-s-OFDM(DFT-擴(kuò)頻-0FDM)通信方案的電路配置幾乎相同。圖17是示出了 DFT-s-OFDM發(fā)射機(jī)的示例配置的功能框圖。在該圖中，對(duì)與圖2的發(fā)射機(jī)的模塊具有相同功能的模塊賦予了相同的參考數(shù)字。在圖17中，參考數(shù)字80表示用于執(zhí)行時(shí)頻轉(zhuǎn)換的DFT部分，81表示選擇和分配子載波的子載波分配部分。DFT-s-OFDM通信方案具有與單載波調(diào)制方案一樣良好的PAPR特性，并且已被提出用作上行鏈路的通信方案。通過該配置可以理解，如果使SF等于子載波的數(shù)量，其是與第一實(shí)施例中所示的使用旋轉(zhuǎn)正交碼的CDM-OFDM系統(tǒng)相同的配置。然而，由于該實(shí)施例意在用于上行鏈路，其構(gòu)想通過FDM(頻分復(fù)用)與其他終端進(jìn)行復(fù)用。因此，插入子載波分配部分81，作為用于選擇用于發(fā)送的子載波的模塊。
[0130]因此，如果諸如定時(shí)等限制允許，第一實(shí)施例中所示的接收裝置將能夠?qū)υ贒FT-s-OFDM通信方案中產(chǎn)生的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。因此，這意味著，如果在下行鏈路使用第一實(shí)施例中所示的發(fā)送方案(即使用旋轉(zhuǎn)正交碼的CDM-0FDM)的系統(tǒng)中使用DFT-s-OFDM作為上行鏈路通信方案，能夠連接至基站的終端也能夠與其他終端通信，這意味著可以容易地實(shí)現(xiàn)移動(dòng)終端的重傳。
[0131]作為具體示例，根據(jù)在第三實(shí)施例中示出的OFDMA系統(tǒng)，將描述基站和終端B間的下行鏈路通信，其中終端A對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行中繼。圖18示出了當(dāng)執(zhí)行中繼時(shí)使用的幀格式的示例，其中，時(shí)隙T3處的Fl至F3 (交叉陰影線時(shí)隙)是被分配給從基站到終端A的通信的時(shí)隙，時(shí)隙Fl處的T7至T9 (灰色時(shí)隙)是被分配給從終端A到終端B的通信的時(shí)隙。此處，假定在時(shí)隙Fl處的T7至T9不執(zhí)行發(fā)送。
[0132]將目的地為終端B的數(shù)據(jù)從基站發(fā)送至終端A。對(duì)于該發(fā)送，不存在最優(yōu)的特殊SF，并且只要終端A能夠接收數(shù)據(jù)，可以使用任意方案。然而，為了在相同幀中完成重傳，優(yōu)選地，在該幀中在較早階段(即具有較小時(shí)間子信道號(hào)的階段)結(jié)束數(shù)據(jù)發(fā)送。因此，如上所述，本實(shí)施例使用多個(gè)子信道在T3完成發(fā)送。終端A對(duì)接收到數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)，并使用上行鏈路通信方案(即DFT-s-OFDM(圖17所示的發(fā)射機(jī)))將數(shù)據(jù)發(fā)送至終端B。一般地，在終端中使用的高輸出放大器通常在性能上比基站中的要差。因此，為了最小化PAPR特性的惡化，優(yōu)選使用較少的子載波。因此，本實(shí)施例使用與下行鏈路的一個(gè)子信道相當(dāng)?shù)淖虞d波(64個(gè)子載波)來發(fā)送DFT-s-OFDM信號(hào)。
[0133]相應(yīng)地，基站為從終端A到終端B的通信分配Fl的時(shí)隙T7至T9。終端B以下行鏈路接收方案對(duì)將SF設(shè)置為64的數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)。然而，當(dāng)在上行鏈路和下行鏈路使用FDD (頻分雙工)時(shí)，有必要在從終端A到終端B的通信期間將RF頻率改變?yōu)橄滦墟溌奉l率。
[0134]如上所述，在蜂窩系統(tǒng)等中，通過將采用旋轉(zhuǎn)正交碼的CDM-OFDM作為針對(duì)一個(gè)方向的通信方案，并將DFT-s-OFDM作為針對(duì)另一方向的通信方案，有可能在不必進(jìn)一步準(zhǔn)備解調(diào)電路等的情況下進(jìn)行終端重傳。
[0135]工業(yè)實(shí)用性
[0136]本發(fā)明適用于通信裝置。
【權(quán)利要求】
1.一種與基站裝置進(jìn)行無線通信的終端裝置的無線通信方法，其特征在于包括: 接收表示由所述基站裝置分配的時(shí)隙的信息的步驟； 使用第I通信方式對(duì)接收到的所述信息進(jìn)行解調(diào)的步驟；以及 使用由所述基站裝置分配的所述時(shí)隙，以第2通信方式向其他終端裝置發(fā)送數(shù)據(jù)的步驟。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線通信方法，其特征在于， 所述第I通信方式是OFDM方式，所述第2通信方式是DFT-S-OFDM方式。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的無線通信方法，其特征在于， 所述OFDM方式是使用了旋轉(zhuǎn)正交碼的方式。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線通信方法，其特征在于， 所述第I通信方式和所述第2通信方式根據(jù)由所述基站裝置分配的所述時(shí)隙的位置來確定。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的無線通信方法，其特征在于， 所述時(shí)隙是由頻率子信道和時(shí)間子信道構(gòu)成的分配單位。
6.一種第I終端裝置，與基站裝置和第2終端裝置進(jìn)行通信，其特征在于包括: 接收部，接收表示由所述基站裝置分配的時(shí)隙的信息； 解調(diào)部，使用第I通信方式對(duì)接收到的所述信息進(jìn)行解調(diào)；以及發(fā)送部，使用由所述基站裝置分配的所述時(shí)隙，以第2通信方式向所述第2終端裝置發(fā)送數(shù)據(jù)。
7.一種包括基站裝置和兩個(gè)以上的終端裝置的無線通信系統(tǒng)，其特征在于， 所述基站裝置向每個(gè)所述終端裝置發(fā)送表示為了發(fā)送數(shù)據(jù)而分配的時(shí)隙的信息， 所述兩個(gè)以上的終端裝置中的第I終端裝置使用第I通信方式對(duì)從所述基站裝置發(fā)送來的所述信息進(jìn)行解調(diào)，并且使用由所述基站裝置分配的所述時(shí)隙，以第2通信方式向其他裝置發(fā)送數(shù)據(jù)。
8.一種包括基站裝置和兩個(gè)以上的終端裝置的無線通信系統(tǒng)，其特征在于， 所述基站裝置發(fā)送表示分配給所述兩個(gè)以上的終端裝置中的至少第I終端裝置和第2終端裝置的為了數(shù)據(jù)發(fā)送而使用的時(shí)隙的信息，并且從所述第I終端裝置和所述第2終端裝置接收使用分配給各所述終端裝置的所述時(shí)隙發(fā)送來的數(shù)據(jù)， 分別分配給所述第I終端裝置和所述第2終端裝置的所述時(shí)隙是由相同的頻率子信道和不同的時(shí)間子信道構(gòu)成的時(shí)隙。
9.一種使用包含兩個(gè)以上的時(shí)隙的幀與多個(gè)終端裝置進(jìn)行通信的基站裝置，其特征在于， 所述多個(gè)終端裝置至少包括第I終端裝置和第2終端裝置， 所述基站裝置包括:發(fā)送部，對(duì)所述第I終端裝置和所述第2終端裝置發(fā)送表示所述時(shí)隙的構(gòu)成的信息， 表示所述時(shí)隙的構(gòu)成的信息是對(duì)于每個(gè)所述終端裝置不同的信息。
【文檔編號(hào)】H04J13/00GK103607216SQ201310486578
【公開日】2014年2月26日 申請(qǐng)日期:2008年9月12日 優(yōu)先權(quán)日:2007年9月12日
【發(fā)明者】浜口泰弘, 洼田稔, 難波秀夫, 藤晉平, 橫枕一成 申請(qǐng)人:夏普株式會(huì)社