專利名稱：高頻信號處理器和無線通信系統(tǒng)的制作方法
高頻信號處理器和無線通信系統(tǒng)相關(guān)申請的交叉引用2011年11月I日提交的包括說明書、附圖和摘要的日本專利申請N0.2011-239887的公開的全部內(nèi)容通過引用合并于此。
背景技術(shù)：
本發(fā)明涉及一種高頻信號處理器和無線通信系統(tǒng)。更具體地，本發(fā)明涉及有效地適用于具有直接轉(zhuǎn)換接收器的高頻信號處理器和無線通信系統(tǒng)的技術(shù)。如專利文獻I中所述；例如，直接轉(zhuǎn)換接收器減少了在使用如下電路的混頻器中生成的二次失真。一個電路向混頻器供應(yīng)具有預(yù)定頻率間隔的測試信號。另一個電路檢測混頻器中生成的二次失真。另一個電路基于檢測結(jié)果來控制混頻器參數(shù)。該配置搜索混頻器參數(shù)以最小化混頻器中的二次失真。當檢測到混頻器中的二次失真時，接收器基于造成二次失真的特定頻率來檢測來自混頻器的輸出振幅幅度。專利文獻2描述了，允許直接轉(zhuǎn)換發(fā)射器減少第一調(diào)制器(1-信號混頻器電路)和第二調(diào)制器(Q-信號混頻器電路)中發(fā)生的載波泄漏的技術(shù)。例如，在第一調(diào)制器中可以減少載波泄漏。為了該目的，當改變第一調(diào)制器的差分平衡時，發(fā)射器檢測在用于第一調(diào)制器的本地信號以及來自第一調(diào)制器和第二調(diào)制器的相加的輸出信號之間的相位差。發(fā)射器搜索差分平衡，其允許相位差達到指定值(90° )，即，允許載波泄漏僅保留在第二調(diào)制器中。專利文獻1:日本專利特開N0.2004-336822專利文獻2:日本專利特開N0.2009-212869

發(fā)明內(nèi)容
圖15是圖示在作為本發(fā)明的先決條件的無線通信系統(tǒng)中簡明的配置示例的框圖。例如，無線通信系統(tǒng)被表示為移動電話。如圖15所示，無線通信系統(tǒng)包括高頻信號處理芯片(高頻信號處理器)RFIC’，其主要地在基帶頻帶和高頻帶(射頻(RF)頻帶)之間轉(zhuǎn)換頻率。RFIC’包括低噪聲放大器電路LNA、混頻器電路MIX、和驅(qū)動器電路(可變的放大器電路)DRV作為接收電路。低噪聲放大器電路LNA放大在天線ANT處接收到的高頻信號。在低噪聲放大器電路LNA之后提供混頻器電路MIX并且混頻器電路MIX把高頻帶轉(zhuǎn)換成基帶。RFIC’包括作為發(fā)送電路的驅(qū)動器電路(可變的放大器電路)DRV。在高頻功率放大器電路HPA之前提供DRV。例如，在LNA和MIX之間提供SAW (表面聲波Surface AcousticWave)濾波器SAffrx0 SAWrx外部地被加到芯片上并且去掉不同于接收帶的不必要的頻帶。在DRV和HPA之間提供SAW濾波器SAWtx。SAWtx外部地被加到芯片上并且去掉不同于發(fā)送帶的不必要的頻帶。最近，用于小型化包括高頻信號處理芯片的無線通信系統(tǒng)和減少系統(tǒng)花費的需求不斷增加。因此，高頻信號處理芯片需要除去SAW濾波器。然而，如果除去SAW濾波器，來自發(fā)送電路的泄漏信號可能經(jīng)由接收電路中的二次調(diào)制間失真(頂2)疊加在目標基帶信號上。圖16A至圖16C是圖示作為本發(fā)明的先決條件的高頻信號處理器上的問題的示例圖。例如，F(xiàn)DD (頻分雙工)系統(tǒng)包括W-CDMA (寬帶碼分多址)和LTE (長期演進)。圖15中圖示的高頻功率放大器電路HPA可以輸出具有大量功率的發(fā)送信號。然后發(fā)送信號可以經(jīng)由雙工器DPX泄漏至接收電路。圖16A圖示了在該情況中接收電路中的輸出頻率頻譜。如圖16A所示，LNA設(shè)有接收頻帶之內(nèi)的高頻信號(目標波信號)RFrx和來自HPA的發(fā)送泄漏信號RFtx_L。LNA放大這些信號并且輸出結(jié)果。在天線ANT處接收RFrx。RFrx具有指定的數(shù)個兆赫的信號頻帶(2.類似地，RFtx_L也具有指定的信號頻帶。在示例中，RFtx_L的信號頻帶被表示為具有諸如IMHz的指定頻率間隔(f_int)的兩個頻率頻譜。如果SAWtx和SAWrx是可用的，則在LNA的輸入和輸出處1^^04皮充分地抑制。如果SAfftx和SAWrx是不可用的，則RFtx_L不被抑制并且被提供給混頻器電路MIX。圖16B圖示了為了接收頻帶中的指定信道頻率配置的本地信號(本地生成的信號)LOrx0混頻器電路MIX使LOrx與目標波信號RFrx相乘。如圖16C所示，MIX作為頻率轉(zhuǎn)換直接地把RFrx下轉(zhuǎn)換成基帶頻帶(f_BB)并且輸出導致的接收基帶信號BBrx。這里，因為設(shè)備失配，混頻器電路MIX可以生成頂2分量。如果因為發(fā)送泄漏信號RFtx_L，所以MIX生成IM2分量,則MIX生成了在f_int的頻率的干擾波。如圖16C所不,干擾波(f_int)疊加在接收基帶信號BBrx的頻帶(f_BB)上。因此，正常的接收操作是困難的。為了解決IM2的問題，可以使用專利文獻I中描述的技術(shù)。專利文獻I中使用的系統(tǒng)觀測頂2分量的振幅水平幅度并且搜索用于最小化所述幅度的校正參數(shù)。為了該目的，系統(tǒng)互相獨立地搜索1-信號混頻器電路和Q-信號混頻器電路。替代地，系統(tǒng)搜索混頻器電路中的一個。系統(tǒng)將所述搜索結(jié)果應(yīng)用至另一個混頻器電路，假定另一個混頻器電路產(chǎn)生相同的搜索結(jié)果。因此，可 能出現(xiàn)以下問題。(I) IM2分量的振幅水平非常小的接近最小化的頂2所在的位置(最優(yōu)校正點)。檢測自身可能是困難的。如果檢測了振幅水平，則最優(yōu)校正點可能依靠振幅水平的檢測精確度在某種程度上改變。高精確地決定最優(yōu)校正點或高精確地搜索最小的頂2點并且減少IM2可能是很困難的。(2)校正1-信號混頻器電路改變了 Q-信號混頻器電路的最優(yōu)校正點。通過對照，校正Q-信號混頻器電路改變了 1-信號混頻器電路的最優(yōu)校正點。不能解決該IQ干擾問題。(3)搜索最小的頂2點(最優(yōu)校正點)可能是耗時的。對頂2振幅水平的最小點的搜索可能類似于對U-形或V-形曲線的局部極小點的搜索。例如，實際可能的搜索方法針對通過粗糙地估算全可變范圍上的校正變量的最小點。然后該方法改變針對的最小點的鄰近。然而，該搜索方法可能需要許多處理步驟。另外，如果需要解決以上IQ干擾問題(2)該方法需要重復地校正1-信號混頻器和Q-信號混頻器電路。結(jié)果，搜索時間可能顯著地增加。本發(fā)明已經(jīng)考慮到了上述問題。本發(fā)明針對減少二次調(diào)制間失真，二次調(diào)制間失真可能得自在高頻信號處理器和具有該處理器的無線通信系統(tǒng)中的接收電路。通過參考如下描述和附圖可以容易地確定本發(fā)明的這些和其他的目的和新穎的特征。以下總結(jié)了本申請中公開的發(fā)明的代表實施例。根據(jù)本發(fā)明的實施例高頻信號處理器設(shè)置有第一操作模式和第二操作模式，并且包括測試信號生成電路、第一開關(guān)、混頻器電路、相位檢測部、和控制部。所述測試信號生成電路生成具有第一頻率分量和第二頻率分量的測試信號。所述第一開關(guān)(SWr)在第一操作模式中在天線處發(fā)送接收到的信號作為第一信號并且在第二操作模式中發(fā)送測試信號作為所述第一信號。所述混頻器電路(MIXrx_I *MIXrx_Q)包括差分電路，該差分電路能夠在指定可變范圍內(nèi)校正差分平衡并且把第一信號下轉(zhuǎn)換成第二信號，第二信號的頻帶比所述第一信號的頻帶低。相位檢測部(PHDET)在第二操作模式中從第二信號提取第三信號并且檢測所述第三信號的相位。所述第三信號具有與第一頻率分量和第二頻率分量之差相等的頻率分量。所述控制部(DGCTL)根據(jù)來自所述相位檢測部的檢測結(jié)果來改變所述混頻器電路的差分平衡。當差分平衡被設(shè)置成可變范圍內(nèi)的第一校正值時所述混頻器電路在所述第一操作模式中操作。在所述第二操作模式中，所述控制部改變差分平衡并且同時搜索轉(zhuǎn)變點，所述轉(zhuǎn)變點允許所述第三信號的相位在最小波動范圍內(nèi)改變所述差分平衡之前和之后轉(zhuǎn)變大約180°。控制部向混頻器電路提供了第一校正值，即，與該轉(zhuǎn)變點相對應(yīng)的差分平衡。根據(jù)上述的配置，校正混頻器電路的差分平衡可以減少得自混頻器電路的二次調(diào)制間失真(頂2)分量。當監(jiān)視關(guān)于從混頻器電路輸出的頂2分量的相位信息時，高頻信號處理器搜索差分平衡的最優(yōu)校正值。這使得能夠促進校正，提供高精確校正，并且縮短校正時間。具體地，對差分平衡的二分搜索可以更加地縮短校正時間。本發(fā)明中討論的代表實施例的效果被簡要地概述為能夠減少高頻信號處理器和具有該處理器的無線通信系統(tǒng)的接收電路中可能發(fā)生的二次調(diào)制間失真。


圖1是圖示根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的無線通信系統(tǒng)的主要構(gòu)件的簡明配置示例的框圖；圖2是圖示在圖1中圖示的無線通信系統(tǒng)中的高頻信號處理器的主要構(gòu)件的詳細配置示例的電路框圖；圖3A是圖示圖2中圖示的高頻信號處理器中的頂2特性的示例的說明性示圖；圖3B是圖示圖3A中圖示的特性機制的示例的原理圖；圖4是圖示圖2中圖示的高頻信號處理器中的測試信號生成電路和校正電路塊的更詳細的配置示例的電路框圖；圖5是圖示圖2中圖示的高頻信號處理器中的接收混頻器電路的配置示例的電路圖；圖6是圖示在圖5中圖示的混頻器電路中的用于調(diào)整差分平衡(頂2校正參數(shù))的示例性方法的原理圖；圖7是圖示圖5中圖示的混頻器電路中的用于調(diào)整差分平衡(頂2校正參數(shù))的另一個示例性方法的原理圖；圖8是圖示圖5中圖示的混頻器電路中的用于調(diào)整差分平衡(IM2校正參數(shù))的又一個示例性方法的原理圖；圖9是圖示在圖2中圖示的高頻信號處理器中的使校正電路塊搜索最優(yōu)校正點的示例性方法的流程圖10補充了根據(jù)圖9中圖示的流程圖的實際操作的示例；圖1lA和圖1lB圖示了根據(jù)本發(fā)明第二實施例的高頻信號處理器的示例性問題；圖12是圖示了根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的使高頻信號處理器搜索最優(yōu)校正點的示例性方法的說明性示圖；圖13A和圖13B補充了圖12 ;圖14是圖示了根據(jù)本發(fā)明的第三實施例的使高頻信號處理器搜索最優(yōu)校正點的示例性方法的流程圖；圖15是圖示在作為本專利的先決條件的無線通信系統(tǒng)中的簡明配置示例的框圖；以及圖16A至圖16C圖示了作為本發(fā)明的先決條件的高頻信號處理器中的示例問題。
具體實施例方式以下描述根據(jù)需要被分成章節(jié)或?qū)嵤├?。這些是互相有關(guān)的除非另外明確地說明。一個章節(jié)或?qū)嵤├赡鼙硎居糜谄渌娜炕虿糠值男薷?、細?jié)、或補充描述。實施例可以參照元件的數(shù)字，包括項目的數(shù)字、數(shù)值、數(shù)量和范圍。原則上實施例不限于特定的值，除非另外明確地說明或除非實施例被無可非議地限于特定的值。例如，實施例可以大于、小于、或等于特定的值。原則上不一定需要實施例的組成元件(包括處理步驟)，除非另外明確地說明或除非組成元件是無可非議地需要。類似地，實施例可以參照在組成元件之間的形狀或位置的關(guān)系。原則上實施例包括等同的基本上類似的或接近的形狀，除非另外明確地說明或除非所述等同是不可用的。同樣適用于上述的數(shù)值和范圍。根據(jù)實施例，電路元件配置每一個功能塊。根據(jù)已知的用于CMOS(互補金屬氧化物半導體)的集成電路技術(shù)，但不僅限于此，在由單晶硅制成的半導體襯底上形成電路元件。實施例使用MOSFET (金屬氧化物半導體場效應(yīng)晶體管)(縮寫為MOS晶體管)作為MISFET(金屬絕緣體半導體場效應(yīng)晶體管)。柵極絕緣體薄膜可以包括非氧化薄膜。將參照附圖進一步地詳細描述本發(fā)明的實施例。通篇用于圖示實施例的附圖，通過相同的參考數(shù)字普遍地標出了相同的組件并且為了簡單而省略了重復的描述。第一實施例無線通信系統(tǒng)的整體配置圖1是圖示根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的無線通信系統(tǒng)的主要部件的簡明配置示例的框圖。圖1中圖示的無線通信系統(tǒng)典型地代表但是不僅限于用于W-CDMA(寬帶碼分多址)和LTE (長期演進)的移動電話系統(tǒng)。圖1中圖示的無線通信系統(tǒng)包括高頻信號處理芯片(高頻信號處理器)RFIC、高頻功率放大器電路ΗΡΑ、隔離器ISO、雙工器DPX、和天線ANT。例如，RFIC包括一個半導體芯片。RFIC包括低噪聲放大器電路LNA和接收混頻器電路MIXrx作為接收電路。RFIC包括驅(qū)動器電路(可變放大器電路)DRV和發(fā)送混頻器電路MIXtx作為發(fā)送電路。RFIC包括作為發(fā)送/接收電路的后端電路BE。例如，BE包括諸如CPU (中央處理單元)的基帶處理器或應(yīng)用處理器。在發(fā)送期間，RFIC中的發(fā)送混頻器電路MIXtx使用具有指定頻率(發(fā)送頻帶中的特定頻率)的本地信號(在本地生成的信號或載波信號)LOtx上轉(zhuǎn)換(頻率轉(zhuǎn)換)來自BE的發(fā)送基帶信號。DRV以指定增益線性地放大來自MIXtx的輸出信號并且將該信號輸出至ΗΡΑ。例如，HPA被配置為一個半導體芯片。HPA設(shè)置有使用復合半導體的HBT (異質(zhì)結(jié)雙極晶體管)，但不僅限于此。HPA放大來自DRV的輸出信號的功率。HPA經(jīng)由ISO將放大的高頻信號RFtx輸出至DPX。ISO穿過從HPA輸出至DPX的信號并且攔阻反向信號。DPX將發(fā)送頻帶與接收頻帶分離。具體地，DPX經(jīng)由ISO從高頻信號RFtx中選擇指定發(fā)送頻帶。DPX把所選擇的發(fā)送頻帶作為發(fā)送功率信號TX發(fā)送至ANT。DPX從在ANT處接收到的接收功率信號RX中選擇指定接收頻帶。DPX把所選擇的接收頻帶作為高頻信號RFrx發(fā)送至RFIC中的LNA。LNA放大來自DPX的高頻信號RFrx并且將它輸出至接收混頻器電路MIXrx。MIXrx使用具有指定頻率(接收頻帶中的指定頻率)的本地信號(在本地生成的信號或載波信號)LOrx把來自LNA的輸出信號直接地下轉(zhuǎn)換(頻率轉(zhuǎn)換)成基帶頻帶。MIXrx將作為接收基帶信號BBrx的轉(zhuǎn)換結(jié)果輸出至后端電路BE。BE接收BBrx并且執(zhí)行指定基帶處理。RFIC、HPA、ISO、和DPX可以作為獨立的部件安裝在相同的布線基板上。替代地，HPA、ISO、和DPX可以安裝在一個模塊布線基板上。模塊布線基板和RFIC可以安裝在相同的布線基板上。布線基板和模塊布線基板典型地由陶瓷制成。然而，本發(fā)明不限于此。圖1中圖示的無線通信系統(tǒng)在特性上被配置成從圖15中圖示的配置示例中去掉SAW濾波器SAWtx和SAWrx。這可以使無線通信系統(tǒng)小型化并且減少它的成本。然而，去掉SAW濾波器引起參照圖16描述的在基于FDD的無線通信系統(tǒng)中相同時段中執(zhí)行發(fā)送和接收時的問題。實際上，來自HPA的高頻信號RFtx可以作為發(fā)送泄漏信號(RFtx_L)經(jīng)由DPX被提供至LNA的輸入側(cè)。通常地，差分的MIXrx傾向于差分對中的變化并且因此引起響應(yīng)于發(fā)送泄漏信號的二次調(diào)制間失真(頂2)。結(jié)果，干擾波疊加在基帶頻帶上。由于頂2的干擾波可能得自正常高頻信號(目標波信號)RFrx和發(fā)送泄漏信號。根據(jù)情況，除FDD系統(tǒng)之外，該問題可能發(fā)生在TDD (時分雙工)系統(tǒng)，諸如GSM (全球移動通信系統(tǒng))(注冊商標)。正常地，然而，RFtx功率電平大大高于RFrx功率電平。發(fā)送泄漏信號是更關(guān)鍵的。將在稍后描述的根據(jù)實施例的高頻信號處理芯片(高頻信號處理器)的使用有利地解決了頂2問題。高頻信號處理器的主要部件的配置圖2是圖示圖1中圖示的無線通信系統(tǒng)中的高頻信號處理器的主要部件的詳細配置示例的電路框圖。圖2圖示了圖1中圖示的高頻信號處理器RFIC中接收電路周圍的詳細配置示例。圖2中圖示的RFIC包括低噪聲放大器電路LNA、本地信號生成電路LOGENJg頻器電路MIXr_I和MIXrx_Q、濾波器電路FLTi和FLTq、可變放大器電路PGAi和PGAq、模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路ADCi和ADCq、和后端電路BE。除了這些電路之外，圖2中圖示的RFIC在特性上包括開關(guān)SWr、Sffi和SWq、測試信號生成電路TSGEN、和校正電路塊CALBK。SWr選擇來自LNA和TSGEN的輸出信號中的一個并且將所選擇的信號輸出至MIXrx_I和MIXrx_Q。MIXrx_I使用來自LOGEN的本地信號L0rx_I，以把來自SWr的輸出信號下轉(zhuǎn)換成基帶頻帶。MIXrx_Q使用來自LOGEN的本地信號L0rx_Q，以把來自SWr的輸出信號下轉(zhuǎn)換成基帶頻帶。信號L0rx_I和L0rx_Q以90°的相位互相正交。MIXrx_I和MIXrx_Q執(zhí)行直接轉(zhuǎn)換和正交解調(diào)。雖然沒示出，但是MIXrx_I和MIXrx_Q每一個包括差分電路，該差分電路在正極端子生成輸出和在負極端子生成輸出。
FL Ti (例如，低通過濾器)從來自MIXrx_I的輸出信號中去掉不必要的諧波分量。PGAi基于與ADCi的輸入范圍相對應(yīng)的增益放大了來自FL Ti的輸出信號。ADCi把來自PGAi的輸出信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。FLTq (例如，低通濾波器)從來自MIXrx_Q的輸出信號中去掉不必要的諧波分量。PGAq基于與ADCq的輸入范圍相對應(yīng)的增益放大了來自FLTq的輸出信號。ADCq把來自PGAq的輸出信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。SWi把來自ADCi的輸出信號輸出至BE和CALBK中的一個。SWq把來自ADCq的輸出信號輸出至BE和CALBK中的一個。圖2中圖示的RFIC包括正常操作模式和校準模式。在正常操作模式中，Sffr選擇LNA側(cè)作為輸入源。SWi和SWq選擇BE側(cè)作為輸出目的地。作為普通的接收操作，來自圖1中圖示的天線ANT的接收功率信號RX被轉(zhuǎn)換成基帶頻帶，并且然后被提供至BE。在正常操作模式中，根據(jù)需要使用校準模式一段時間(例如，加電序列)。在校準模式中，SWr選擇TSGEN側(cè)作為輸入源。SWi和SWq選擇CALBK側(cè)作為輸出目的地。例如，TSGEN生成測試信號RFtst，測試信號RFtst得自利用0.5MHz信號調(diào)制具有指定頻率f_tx的高頻信號。因此，RFtst包含f_tx±0.5MHz的頻率分量。例如，頻率f_tx同樣被設(shè)置成圖1中圖示的本地信號LOtx。RFtst經(jīng)由SWr輸入到MIXrx_I和MIXrx_Q0如上所述，MIXrx_I和MIXrx_Q使用L0rx_I和L0rx_Q執(zhí)行下轉(zhuǎn)換。如果在MIXrx_I和MIXrx_Q*的每一個中存在差分平衡差，則二次調(diào)制間失真(頂2)發(fā)生。在本示例中頂2頻率分量是1MHz。ADCi和ADCq把所述IMHz IM2頻率分量轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，然后經(jīng)由SWi和Sffq將其輸入至CALBK。校正電路塊CALBK包括放大器電路LAMPi和LAMPq、相位檢測電路PHDET、和數(shù)字校正電路DGCTL。LAMPi放大來自SWi的輸出信號(在本示例中1MHz)。LAMPq放大來自SWq的輸出信號(在本示例中1MHz)。PHDET檢測來自LAMPi的輸出信號的相位和來自LAMPq的輸出信號的相位。DGCTL根據(jù)檢測PHDET中來自LAMPi的輸出信號的相位的結(jié)果來改變MIXrx_I的差分平衡。DGCTL也根據(jù)檢測PHDET中來自LAMPq的輸出信號的相位的結(jié)果來改變MIXrx_Q的差分平衡。當允許DGCTL適當?shù)馗淖僊IXrx_I的差分平衡時，CALBK搜索與轉(zhuǎn)變點等同的差分平衡，在來自LAMPi的輸出信號中在所述轉(zhuǎn)變點處相位反轉(zhuǎn)大約180°。類似地，當允許DGCTL適當?shù)馗淖僊IXrx_Q的差分平衡時，CALBK搜索與轉(zhuǎn)變點等同的差分平衡，在來自LAMPq的輸出信號中在所述轉(zhuǎn)變點處相位反轉(zhuǎn)大約180°。在正常操作模式中，作為CALBK的搜索結(jié)果，MIXrx_I和MIXrx_Q使用所述差分平衡操作。如上所述，IM2分量的相位與差分平衡相對應(yīng)地反轉(zhuǎn)180° ,所述差分平衡最小化頂2分量幅度。根據(jù)第一實施例的高頻信號處理器使用該特性來檢測相位的180°反轉(zhuǎn)和校正所述差分平衡。這可以容易地搜索并且高度精確地檢測頂2分量的最小值。如上所述，檢測IM2分量的振幅水平的技術(shù)需要比較IM2分量的振幅水平之間的精細幅度關(guān)系。檢測操作自身可能是困難的。高度精確檢測可能是困難的。放大器電路(例如，圖2中的LAMPi或LAMPq)可以在先地放大振幅水平以促進檢測或改進檢測精確度。然而，放大器電路需要嚴格的線性度，因為該技術(shù)比較振幅水平之間的幅度關(guān)系。結(jié)果，增益是有限的。根據(jù)第一實施例的相位檢測技術(shù)可以解決該問題，因為該技術(shù)僅僅需要檢測明顯的改變，即，相位的180°反轉(zhuǎn)。即使IM2分量包含微細的振幅水平，圖2中圖示的LAMPi和LAMPq也可以將該振幅水平放大至足夠的水平并且檢測相位。LAMPi和LAMPq不需要線性度。該技術(shù)可以使用高增益放大器電路，諸如限幅放大器。圖3A是圖示圖2中圖示的高頻信號處理器中頂2特性的示例的說明性示圖。圖3B是圖示圖3A中圖示的特性機制的示例的原理圖。圖3A在F301改變了頂2校正參數(shù)(例如，圖2中MIXrx_I的差分平衡)。特定的校正參數(shù)最小化頂2并且提供最優(yōu)的校正點(圖2中MIXrx_I的最優(yōu)差分平衡)。如圖3A所示，在F302，在最優(yōu)校正點處相位顯著地反轉(zhuǎn)180°。圖2中的校正電路塊CALBK使用通過F302指示的相位特性來搜索最優(yōu)校正點。圖3B使用向量在原理上圖示了頂2分量。圖3B中，向量I表示在圖2中的混頻器電路MIXrx_I (或MIXrx_Q)在正極端子側(cè)上生成的頂2分量。向量IB表示在圖2中的混頻器電路MIXrx_I (或MIXrx_Q)在負極端子側(cè)上生成的頂2分量。最初，向量I和IB屬于圖3B中在F303圖示的不同相位。隨著差分輸出進行，用于第一相位的合成頂2向量IM2發(fā)生并且對應(yīng)于向量Ι-1B。在該狀態(tài)中，改變頂2校正參數(shù)逆時針旋轉(zhuǎn)向量I的相位和順時針旋轉(zhuǎn)向量IB的相位。向量I和IB互相接近。結(jié)果，合成IM2向量頂2保持了它的相位不變并且減小了它的幅度。圖3B中圖示的向量I和IB在圖3A中圖示的最優(yōu)校正點處理想地導致I=IB。結(jié)果，合成頂2向量頂2 (1-1B)等于零。然后，進一步地改變頂2校正參數(shù)逆時針旋轉(zhuǎn)向量I的相位和順時針旋轉(zhuǎn)向量IB的相位。結(jié)果，向量I和IB如圖3B中圖示的在F304互相分離。在該階段，合成頂2向量頂2 (1-1B)具有與在F303的第一相位180°不同的第二相位。當頂2校正參數(shù)改變時，在保持第二相位的同時合成IM2向量頂2增加它的幅度。該示例假定向量I和IB具有相同的幅度。實際上，向量I和IB可以具有微小地不同的幅度。而且在該情況，合成頂2向量頂2的相位在最優(yōu)校正點改變大約180°。測試信號生成電路和校正電路塊的細節(jié)圖4是圖示圖2中圖示的高頻信號處理器中的測試信號生成電路和校正電路塊的更加詳細的配置示例的電路框圖。圖4圖示了圖2中圖示的測試信號生成電路TSGEN和校正電路塊 CALBK 的詳細的配置示例。LNA、MIXrx_1、MIXrx_Q、LOGEN、FLT1、FLTq、PGAiJPPGAq被配置為差分的。ADCi和ADCq分別從PGAi和PGAq接收差分輸出信號并且把所述信
號轉(zhuǎn)換成單一數(shù)字信號。在圖4中，TSGEN包括測試本地信號生成電路L0TSG、測試基帶信號生成電路BBTSG、分頻器電路DIVN、和測試混頻器電路MIXtst。LOTSG生成具有指定頻率f_tx的測試載波信號。頻率f_tx優(yōu)選地被設(shè)置為與圖1中圖示的用于發(fā)送的本地信號LOtx的頻率相等。在這種情況下，可以和用于發(fā)送的本地信號生成電路(未圖示)一樣使用L0TSG，其生成LOtx0這可以防止電路面積增加。BBTSG生成具有與基帶頻帶相對應(yīng)的指定頻率(例如，IMHz)的振蕩信號。DIVN通過指定分配比(例如，2)把振蕩信號從BBTSG中分開。MMtst將來自LOTSG的載波信號乘以來自DIVN的輸出信號(例如，0.5MHz振蕩信號)。換句話說，來自LOTSG的載波信號上轉(zhuǎn)換來自DIVN的輸出信號。結(jié)果，MIXtst生成具有f_tx±0.5MHz的頻率分量的測試信號RFtst。在該示例中，L0TSG、BBTSG、DIVN JPMIXtst被配置為差分的。如圖2所示，RFtst經(jīng)由開關(guān)SWr輸入至混頻器電路MIXrx_I和MIXrx_Q。ADCi和ADCq把來自MIXrx_I和MIXrx_Q的輸出信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。來自ADCi和ADCq的數(shù)字信號經(jīng)由開關(guān)SWi和SWq分別輸入至校正電路塊CALBK。CALBK包括帶通濾波器BPFi和BPFq、放大器電路LAMPi和LAMPq、相位檢測電路PHDET、數(shù)字校正電路DGCTL和模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路ADCtst。DGCTL提供了執(zhí)行數(shù)字處理的邏輯運算電路。例如，DGCTL可以表示但是不限于狀態(tài)機或小型處理器。當從MIXrx_I生成頂2分量時，BPFi經(jīng)由SWi從自ADCi提供的數(shù)字信號提取頂2分量(例如，IMHz分量)。當從MIXrx_Q生成頂2分量時，BPFq經(jīng)由SWq從自ADCq提供的數(shù)字信號提取頂2分量(例如，IMHz分量)。LAMPi把來自BPFi的輸出信號放大至足夠的水平。LAMPq把來自BPFq的輸出信號放大至足夠的水平。在本示例中，BPFi和BPFq提供數(shù)字濾波器。LAMPi和LAMPq提供數(shù)字放大器。ADCtst把來自BBTSG的振蕩信號(例如，IMHz)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。ADCtst生成作為數(shù)字信號的測試基準振蕩信號REFtst。PHDET檢測相對于REFtst (例如，IMHz)的相位的，來自LAMPi的輸出信號的相位和來自LAMPq的輸出信號的相位。根據(jù)來自PHDET的LAMPi的相位檢測結(jié)果，DGCTL改變MIXrx_I的差分平衡。根據(jù)來自PHDET的LAMPq的相位檢測結(jié)果，DGCTL改變MIXrx_Q的差分平衡。具體地，DGCTL設(shè)置差分平衡(假定是MIXrx_I的設(shè)置[I])。DGCTL獲取LAMPi的相位檢測結(jié)果(假定是結(jié)果[1])，即，LAMPi的相位和REFtst的相位之間的相位差。然后DGCTL適當?shù)馗淖冊摬罘制胶?假定是MIXrx_I的設(shè)置[2])。DGCTL獲取LAMPi的相位檢測結(jié)果(假定是結(jié)果[2] )，S卩，LAM Pi的相位和REFtst的相位之間的相位差。DGCTL找到上述的結(jié)果[I]和[2]之間的相位差。圖3A中在F302，假設(shè)最小的波動范圍得自上述的結(jié)果[I]和[2]之間的差分平衡(頂2校正參數(shù))。如果結(jié)果[I]和[2]之間的相位差是大約180°，設(shè)置[I]或[2]提供了最優(yōu)的校正點。如果結(jié)果[I]和[2]之間的相位差是大約0°，則DGCTL假定另一個差分平衡可以包含最優(yōu)的校正點。然后DGCTL改變該差分平衡。DGCTL重復該處理以搜索MIXrx_I的最優(yōu)校正點。在獲取MIXrx_I的最優(yōu)校正點之后，DGCTL類似地搜索MIXrx_Q的最優(yōu)校正點。已經(jīng)描述了差分平衡(頂2校正參數(shù))和最小波動范圍之間的大約180°或0°的相位差。然而，實際上，一些錯誤可能出現(xiàn)。如果最小波動范圍非常小，例如，最優(yōu)校正點可能引起相位差稍微小于大約180°。DGCTL可以實際上使用90°作為確定閾值，可是不僅限于此。如果來自最小波動范圍的相位差大于或等于90°，則DGCTL確定最優(yōu)校正點是可用的。如果相位差小于90°，則DGCTL確定另一個差分平衡可能包含最優(yōu)校正點。本發(fā)明不限于該技術(shù)。例如，可能的技術(shù)可以使用不止一個確定閾值并且搜索與最大相位差相對應(yīng)的位置。無論使用哪個技術(shù)，如果差分平衡偏離最優(yōu)校正點，則來自最小波動范圍的相位差明顯地減小(理想地0° )。該特性可以用于及早地估算最優(yōu)校正點。在最優(yōu)校正點處相位差明顯地增加(理想地180° )。該特性可以用于高度精確地估算最優(yōu)校正點。如圖4和圖2所示，CALBK的輸入緊接著ADCi和ADCq。本發(fā)明不限于此。CALBK的輸入僅需要緊接著MIXrx_I和MIXrx_Q。例如，來自PGAi和PGAq的輸出可以是CALBK的輸入。在ADCi和ADCq之后，CALBK執(zhí)行用于放大和相位檢測的數(shù)字處理。在PGAi和PGAq之后，CALBK執(zhí)行用于放大和相位檢測的模擬處理。然而，如上所述，CALBK把在給定時間點的相位(結(jié)果[2])與在另一個時間點的相位(結(jié)果[I])相比較。數(shù)字處理被認為比模擬處理更合理。從可能得自開關(guān)SWi和SWq的噪音的視點，CALBK的輸入優(yōu)選地緊接ADCi和ADCq。SWr可以位于MIXrx_I和MIXrx_Q之前并且從噪音或噪音系數(shù)(NF)的視點優(yōu)選地位于的LNA之后。
接收混頻器電路的細節(jié)圖5是圖示圖2中圖示的高頻信號處理器中的接收混頻器電路的配置示例的電路圖。圖5中圖示的混頻器電路MIXrx等同于圖2中圖示的MIXrx_I和MIXrx_Q中的每一個。MIXrx包括兩對差分對晶體管MNDPl和MNDP2、相移電路PHSFT、和后柵極(基板電勢)控制電路BGCTL。圖5也圖示了圖2中圖示的本地信號生成電路LOGEN。PHSFT通過向來自LOGEN的本地信號添加指定相位差(例如，180° )來生成信號。MND Pl包括兩個NMOS晶體管MNla和MNlb，它們的源極互相耦合共用。向該源極提供來自正極端子的高頻信號RFin。MNDP2包括兩個NMOS晶體管MN2a和MN2b，它們的源極互相耦合共用。向該源極提供來自負極端子的高頻信號(/RFin)。RFin和/RFin等同于來自圖2中SWr的輸出信號。向麗Ia和麗2b的柵極提供來自LOGEN的本地信號。經(jīng)由PHSFT向麗Ib和麗2a的柵極提供來自LOGEN的本地信號。麗Ia的漏極耦合于共用的麗2a的漏極。該漏極在正極端子生成輸出信號(電流信號)I。麗Ib的漏極稱合于共用的麗2b的漏極。該漏極在負極端子生成輸出信號(電流信號)IB。BGCTL適當?shù)乜刂汽恖a、麗lb、麗2a、和麗2b的反偏壓(基板電勢)。圖5中的MIXrx被稱為被動雙平衡混頻器(DBM)。圖2中圖示的MIXrx_I和MIXrx_Q不限于圖5中圖示的配置并且根據(jù)情況可以使用諸如Gilbert單元的主動DBM或單平衡混頻器。然而，圖5中的配置從功率消耗、線性度、和高速度的視點來說是優(yōu)選的。圖6到圖8是圖示用于調(diào)整圖5中圖示的混頻器電路中差分平衡(IM2校正參數(shù))的不同示例方法的原理圖。圖6到圖8在原理上圖示了圖5配置示例、相位檢測電路PHDET、和數(shù)字校正電路DGCTL之間的關(guān)系。如圖6到圖8所示，來自混頻器電路MIXrx的差分輸出信號(I或IB)包含合成IM2向量，該合成IM2向量得自信號I的頂2分量和信號IB的IM2分量之間的向量差(1-1B)。PHDET檢測合成頂2向量的相位。DGCTL監(jiān)視PHDET的結(jié)果，PHDET檢測了合成IM2向量的相位。當確定是否反轉(zhuǎn)相位時，DGCTL適當?shù)馗淖儾罘制胶?頂2校正參數(shù))。根據(jù)圖6中的示例，DGCTL改變相移電路PHSFT中的差分平衡(頂2校正參數(shù))。例如，DGCTL允許PHSFT在大約180°的范圍中改變相移量。由此DGCTL改變了在麗Ia和麗Ib之間的差分平衡以及在麗2a和麗2b之間的差分平衡。根據(jù)圖7中的示例，DGCTL允許后柵極控制電路BGCTL改變差分平衡。例如，DGCTL允許BGCTL控制晶體管麗la、麗lb、麗2a、和麗2b的后柵極以改變這些晶體管的閥值電壓。由此BGCTL改變了差分平衡。根據(jù)圖8中的示例，DGCTL允許負載電路LOAD改變差分平衡。如圖8所示，混頻器電路MIXrx實際上設(shè)置有負載(例如，電阻器元件)，其把輸出信號(電流信號)I和IB轉(zhuǎn)換成電壓信號。DGCTL通過改變在1-側(cè)負載幅度和IB-側(cè)負載幅度之間的相對平衡來改變差分平衡。如圖6到圖8所示，可以使用不同的技術(shù)改變MIXrx的差分平衡。該實施例不限于改變差分平衡的技術(shù)并且僅需要根據(jù)混頻器電路方案選擇技術(shù)。如果使用了如圖5中圖示的被動的雙平衡混頻器，例如，該實施例可以使用圖6到圖8中圖示的技術(shù)組合中的任一項或組合。如果使用了主動雙平衡混頻器，例如，該實施例可以使用改變差分對晶體管中的每一個的偏置電流平衡的技術(shù)。搜索最優(yōu)的校正點(二分搜索)圖9是圖示用于在圖2中圖示的高頻信號處理器中校正電路塊以搜索最優(yōu)校正點的示例方法的流程圖。圖10補充了根據(jù)圖9中圖示的流程圖的實際操作的示例。如上所述，圖2中圖示的校正電路塊CALBK (例如，數(shù)字校正電路DGCTL)使用在最優(yōu)校正點處合成IM2向量的相位轉(zhuǎn)變大約180°的特性，搜索最優(yōu)校正點。因此，CALBK可以執(zhí)行如圖9和圖10所示的二分搜索。圖9假定頂2校正參數(shù)是m比特寬度控制(2m比特的可變范圍)。校正電路塊CALBK獲取基準相位(ST[O])?；鶞氏辔粌H需要對應(yīng)于可變范圍兩端中的一個。在該示例中，基準相位對應(yīng)于作為確定點的零點。CALBK將IM2校正參數(shù)設(shè)置為點20"1),即，可變范圍中的中間點。根據(jù)第一次確定，CALBK把在確定點20^1)的相位與基準相位相比較(ST[1])。如果在ST[1]作為比較結(jié)果的相位反轉(zhuǎn)(例如，轉(zhuǎn)變大約180° )，則CALBK行進至ST[2]a并且執(zhí)行第二次確定。如果相位沒反轉(zhuǎn)(例如，轉(zhuǎn)變大約0° )，則CALBK行進至ST [2]b并且執(zhí)行第二次確定。如上所述，CALBK僅需要通過檢查來自基準相位的相位差是大于或等于90°還是小于90°來確定相位是否反轉(zhuǎn)，但不限于此。在ST [2] a，CALBK將頂2校正參數(shù)設(shè)置為通過從第一確定點減去2(m_2)找到的確定點2^)-2(1"2),并且把在該確定點的相位與基準相位相比較。在ST [2]b，CALBK將頂2校正參數(shù)設(shè)置為通過將2(π_2)與第一確定點相加找到的確定點2^)+2(111-2),并且把在該確定點的相位與基準相位相比較。如果相位反轉(zhuǎn)為第一次確定的結(jié)果，則相位轉(zhuǎn)變點存在于第一點和點20^1)之間。在ST[2]a，CALBK檢驗中間點的相位。如果相位沒反轉(zhuǎn)，則相位轉(zhuǎn)變點存在于點20"1)和點2m之間。在ST[2]b，CALBK檢驗中間點的相位。如果相位在ST [2] a或ST [2] b反轉(zhuǎn)，則CALBK類似地行進至ST [3] a (未圖示)并且執(zhí)行第三次確定。如果相位沒反轉(zhuǎn)，則CALBK行進至ST[3]b (未圖示)并且執(zhí)行第三次確定。類似的處理繼續(xù)。第η次確定包括ST[n]a和ST[n]b。在ST[n]a，CALBK把基準相位與在通過從第(η-1)確定點減去20^1)找到的確定點的相位相比較。在ST[n]b，CALBK把基準相位與在通過將2(°1-1)與第(n-Ι)確定點相加找到的確定點的相位相比較。如果相位在ST[n]a或ST[n]b反轉(zhuǎn)，則CALBK類似地行進至ST[n+l]a (未圖示)并且執(zhí)行第(n+1)次確定。如果相位沒反轉(zhuǎn)，則CALBK行進至ST[n+l]b (未圖示)并且執(zhí)行第(n+1)次確定。最后，第m次確定 包括ST[m]a和ST[m]b。在ST[m]a，CALBK把基準相位與在通過從第(m-Ι)確定點減去2(m_m)找到的確定點的相位相比較。在ST[m]b，CALBK把基準相位與在通過將2(° )與第(m-Ι)確定點相加找到的確定點的相位相比較。如果相位在ST[m]a或ST[m]b反轉(zhuǎn)，則CALBK行進至ST[m+l]a。如果相位沒反轉(zhuǎn)，則CALBK行進至ST[m+l]b。在ST[m+l]a, CALBK登記與在第m次確定的確定點相對應(yīng)的最優(yōu)校正點。在ST[m+l]b，CALBK登記與通過將I與在第m次確定的確定點相加找到的點相對應(yīng)最優(yōu)校正點。圖10中的示例假定，IM2校正參數(shù)適用于m=6 (2m=64點)的可變范圍而且第52點對應(yīng)于最優(yōu)校正點。在第一次確定，基準相位(在零點的相位)被反轉(zhuǎn)至在第32點的相位。CALBK確定最優(yōu)校正點存在于第32點和第64點之間。CALBK執(zhí)行第二次確定，假定作為中間點的第48點是確定點。在第二次確定，基準相位不被反轉(zhuǎn)至在第48點的相位。CALBK確定最優(yōu)校正點存在于第48點和第64點之間。CALBK執(zhí)行第三次確定，假定作為中間點的第56點是確定點。在第三次確定，基準相位被反轉(zhuǎn)至在第56點的相位。CALBK確定最優(yōu)校正點存在于第48點和第56點之間。CALBK執(zhí)行第四次確定，假定作為中間點的第52點是確定點。在第四次確定，基準相位被反轉(zhuǎn)至在第52點的相位。CALBK確定最優(yōu)校正點存在于第48點和第52點之間。CALBK執(zhí)行第五次確定，假定作為中間點的第50點是確定點。在第五次確定，基準相位不被反轉(zhuǎn)至在第50點的相位。CALBK確定最優(yōu)校正點存在于第50點和第52點之間。CALBK執(zhí)行第六次確定，假定作為中間點的第51點是確定點。在第六次確定，基準相位不被反轉(zhuǎn)至在第51點的相位。結(jié)果，CALBK確定第52點是最優(yōu)校正點。根據(jù)圖9中圖示的流程圖，CALBK把頂2校正參數(shù)的2m比特的可變范圍分成兩半。然后CALBK確定該范圍的哪一部分包含最優(yōu)校正點(相位轉(zhuǎn)變點)。CALBK進一步地把包含最優(yōu)校正點的范圍分成兩半并且確定該范圍的哪一部分包含所述最優(yōu)校正點。該處理執(zhí)行m次。當執(zhí)行m次時，該確定處理縮小了 I比特最優(yōu)校正點的范圍。用于2m比特的搜索范圍，二分搜索僅僅需要確定處理執(zhí)行m次?？梢栽诤芏痰乃阉鲿r間之內(nèi)找到最優(yōu)校正點。作為對比，考慮使用圖3A在F301中圖示的振幅水平檢測來搜索最優(yōu)校正點的情形。在這種情況下，難以使用二分搜索。例如，需要使用以下搜索技術(shù)。假定可變范圍是64比特。例如，該搜索技術(shù)把該范圍除以八比特以產(chǎn)生八個確定點。該搜索技術(shù)比較在確定點的頂2振幅水平以搜索與最小振幅相對應(yīng)的確定點。該搜索技術(shù)逐個比特地掃描確定點的±4比特的范圍以搜索振幅的最小點。該搜索技術(shù)總共需要16次確定處理。通過對比，圖9中圖示的搜索技術(shù)只需要總共六次確定處理。根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的高頻信號處理器和無線通信系統(tǒng)可以典型地允許校正電路塊執(zhí)行校正處理并且減少可能在接收電路中發(fā)生的二次調(diào)制間失真。校正電路塊檢測IM2向量的相位轉(zhuǎn)變點以搜索最優(yōu)校正點。這使得能夠促進搜索操作，增加搜索精確度，并且縮短搜索時間。第二實施例圖1lA和圖1lB圖示了根據(jù)本發(fā)明第二實施例的高頻信號處理器中的示例問題。圖1lA圖示了具有與圖2中圖示的配置類似的配置的高頻信號處理器RFIC。第一實施例提供了單獨地校正圖1IA中的1-側(cè)(混頻器電路MIXrx_I)和Q-側(cè)(混頻器電路MIXrx_Q)的示例。然而，實際上，MIXrx_I和以同時操作。如圖1lA所示，由于泄漏信號LK_IM2包含在MIXrx_I和MIXrx_Q之間的頂2分量，所以IQ干擾可能發(fā)生。如果M2校正參數(shù)對于1-偵彳(MIXrx_I)改變，則最優(yōu)校正點出現(xiàn)在圖1lB中圖示的Q-側(cè)(MIXrx_Q)和1-側(cè)上。即使1-側(cè)和Q-側(cè)被反轉(zhuǎn)，該情況也可能發(fā)生。例如，得自MIXrx_I的頂2分量泄漏至MIXrx_Q并且疊加在得自MIXrx_Q的頂2分量上。即使1-側(cè)和Q-側(cè)被反轉(zhuǎn)，該情況也可能發(fā)生。如果IQ干擾出現(xiàn)，則1-側(cè)的校正參數(shù)影響Q-側(cè)并且Q-側(cè)的校正參數(shù)影響1-側(cè)。僅僅獨立地校正1-側(cè)和Q-側(cè)可能不能提供實際操作的最優(yōu)校正點。考慮到IQ干擾，如果1-側(cè)校正和Q-側(cè)校正交替地重復，則搜索時間可能增加。為了解決該問題，第二實施例提供了考慮IQ干擾影響的最優(yōu)校正點的搜索技術(shù)。圖12是圖示用于根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的高頻信號處理器以搜索最優(yōu)校正點的示例方法的示例圖。在S1201，圖1IA中校正電路塊CALBK改變1-側(cè)的頂2校正參數(shù)(Pi )并且搜索最優(yōu)校正點(Ii)，該最優(yōu)校正點(Ii)最小化了 1-側(cè)的頂2分量(頂2_1)的值。IQ干擾改變了 Q-側(cè)的頂2分量(M2_Q)并且產(chǎn)生了最小化頂2_Q的點(Qi)。CALBK搜索Qi和Ii0在S1201，Q_側(cè)的頂2校正參數(shù)(Pq)不變并且固定為默認(O)。在S1202，CALBK改變Q-側(cè)的頂2校正參數(shù)(Pq)并且搜索最優(yōu)校正點(Qq)，該最優(yōu)校正點(Qq)最小化了 Q-側(cè)的頂2分量(M2_Q)的值。IQ干擾改變了 1-側(cè)的頂2分量(頂2_1)并且產(chǎn)生最小化頂2_1的點(Iq)。CALBK搜索Iq和Qq。在S1202，1-側(cè)的頂2校正參數(shù)不變并且固定為默認(O)。圖12圖示了為方便起見使用振幅水平的IM2_I和IM2_Q。實際的搜索方法使用如在第一實施例中描述的相位信息。最后，在S1203，CALBK使用在S1201和S1202找到的I1、Q1、Iq、和Qq來執(zhí)行如下的等式(I)和(2)。等式(I)考慮到IQ干擾來計算1-側(cè)的最優(yōu)校正點leal。等式(2)考慮到IQ干擾來計算Q-側(cè)的最優(yōu)校正點Qcal。Ical=Ii.Qi.(Iq-Qq) / (Iq.Q1-1i.Qq) (1)Qcal=Qq.Iq.(Q1-1i) / (Qi.Iq-Qq.Ii) (2)等式(1)和(2)如下導出。圖13A和圖13B補充了圖12。如圖13A和圖13B所示，縱軸表示頂2_1 [V]。橫軸表示1-側(cè)的頂2校正參數(shù)(Pi)(圖13A)和Q-側(cè)的頂2校正參數(shù)(Pq)(圖13B)。它們之間的相關(guān)性假定是線性的。在考慮IQ干擾之后，Ical表示與最小IM2_I相對應(yīng)的Pi值，并且Qcal表示與最小IM2_Q相對應(yīng)的Pq值。Ical和Qcal假定具有以下等式(3)中表達的關(guān)系。
權(quán)利要求
1.一種高頻信號處理器，所述高頻信號處理器設(shè)置有第一操作模式和第二操作模式，所述高頻信號處理器包括: 測試信號生成電路，所述測試信號生成電路生成具有第一頻率分量和第二頻率分量的測試信號； 第一開關(guān)，所述第一開關(guān)在所述第一操作模式中發(fā)送在天線處接收到的信號作為第一信號，并且在所述第二操作模式中發(fā)送測試信號作為所述第一信號； 混頻器電路，所述混頻器電路包括能夠在指定的可變范圍內(nèi)校正差分平衡的差分電路，并且將所述第一信號下轉(zhuǎn)換成具有比所述第一信號更低的頻帶的第二信號； 相位檢測部，所述相位檢測部在所述第二操作模式中從所述第二信號提取第三信號，所述第三信號具有與在所述第一頻率分量和所述第二頻率分量之間差相等的頻率分量，并且所述相位檢測部檢測所述第三信號的相位；以及 控制部，所述控制部根據(jù)來自所述相位檢測部的檢測結(jié)果來改變所述混頻器電路的所述差分平衡， 其中，當所述差分平衡被設(shè)置成在可變范圍內(nèi)的第一校正值時，所述混頻器電路在所述第一操作模式中操作，并且 其中，所述控制部在所述第二操作模式中改變所述差分平衡并且同時搜索轉(zhuǎn)變點，所述轉(zhuǎn)變點允許在最小波動范圍內(nèi)改變所述差分平衡之前和之后使所述第三信號的相位轉(zhuǎn)變大約180°，并且所述控制部向所述混頻器電路提供所述第一校正值，即，與所述轉(zhuǎn)變點相對應(yīng)的所述差分平衡。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻信號處理器， 其中，所述控制部執(zhí)行二分搜索以依次二等分所述差分平衡的可變范圍并且同時搜索與所述轉(zhuǎn)變點相對應(yīng)的所述差分平衡。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的高頻信號處理器，進一步包括: 模數(shù)轉(zhuǎn)換器，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器被設(shè)置在所述混頻器電路之后； 基帶電路，所述基帶電路執(zhí)行指定基帶處理；以及 第二開關(guān)，所述第二開關(guān)選擇將來自所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路的輸出發(fā)送至所述基帶電路和將來自所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路的輸出發(fā)送至所述相位檢測部中的一個， 其中，所述相位檢測部經(jīng)由所述第二開關(guān)接收作為數(shù)字信號的所述第二信號。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的高頻信號處理器， 其中，所述測試信號生成電路包括: 測試本地信號生成電路,所述測試本地信號生成電路生成具有指定頻率的測試本地信號; 測試基帶信號生成電路，所述測試基帶信號生成電路生成具有與在所述第一頻率分量和所述第二頻率分量之間的差相等的頻率的測試基帶信號； 分頻器電路，所述分頻器電路將所述測試基帶信號分成兩個信號；以及測試混頻器電路，所述測試混頻器電路使用所述測試本地信號來上轉(zhuǎn)換來自所述分頻器電路的輸出信號，并且 其中，所述相位檢測部包括: 數(shù)字濾波器電路，所述數(shù) 字濾波器電路提取所述第三信號；數(shù)字放大器電路，所述數(shù)字放大器電路放大來自所述數(shù)字濾波器電路的輸出信號；測試模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路，所述測試模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路將所述測試基帶信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號；以及 相位檢測電路，所述相位檢測電路檢測相對于來自所述測試模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路的輸出信號的相位的、來自所述數(shù)字放大器電路的輸出信號的相位。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的高頻信號處理器，進一步包括: 低噪聲放大器電路，所述低噪聲放大器電路沿著從所述天線至所述第一開關(guān)的路徑進行設(shè)置。
6.一種高頻信號處理器，所述高頻信號處理器設(shè)置有第一操作模式和第二操作模式，所述高頻信號處理器包括: 測試信號生成電路，所述測試信號生成電路生成具有第一頻率分量和第二頻率分量的測試信號； 第一開關(guān)，所述第一開關(guān)在所述第一操作模式中在天線處發(fā)送接收到的信號作為第一信號，并且在所述第二操作模式中發(fā)送測試信號作為所述第一信號； 第一混頻器電路A，所述第一混頻器電路A包括能夠在指定的可變范圍內(nèi)校正差分平衡的差分電路，并且使用第一本地信號A來將所述第一信號下轉(zhuǎn)換成具有比所述第一信號更低的頻帶的第二信號A ; 第一混頻器電路B，所述第一混頻器電路B包括能夠在指定的可變范圍內(nèi)校正差分平衡的差分電路，并且使用第一本地信號B來將所述第一信號下轉(zhuǎn)換成第二信號B，所述第一本地信號B與所述第一本地信號A具有90°的相位差； 相位檢測部，所述相位檢測部在所述第二操作模式中從所述第二信號A提取第三信號A，所述第三信號A具有與在所述第一頻率分量和所述第二頻率分量之間的差相等的頻率分量，所述相位檢測部從所述第二信號B提取第三信號B，所述第三信號B具有與在所述第一頻率分量和所述第二頻率分量之間的差相等的頻率分量，并且所述相位檢測部檢測所述第三信號A的相位和所述第三信號B的相位；以及 控制部，所述控制部根據(jù)來自所述相位檢測部檢測所述第三信號A的相位的結(jié)果來改變所述第一混頻器電路A的差分平衡，并且根據(jù)來自所述相位檢測部檢測所述第三信號B的相位的結(jié)果來改變所述第一混頻器電路B的差分平衡， 其中，當所述第一混頻器電路A的差分平衡被設(shè)置為在可變范圍內(nèi)的第一校正值A(chǔ)時，所述第一混頻器電路A在所述第一操作模式中操作， 其中，當所述第一混頻器電路B的差分平衡被設(shè)置為在可變范圍內(nèi)的第一校正值B時，所述第一混頻器電路B在所述第一操作模式中操作， 其中，所述控制部在所述第二操作模式中執(zhí)行第一處理、第二處理和第三處理， 其中，所述第一處理改變所述第一混頻器電路A的差分平衡并且同時搜索第一轉(zhuǎn)變點A，所述第一轉(zhuǎn)變點A允許所述第三信號A的相位在最小波動范圍內(nèi)改變所述差分平衡之前和之后轉(zhuǎn)變大約180°， 其中，所述第二處理改變所述第一混頻器電路B的差分平衡并且同時搜索第一轉(zhuǎn)變點B,所述第一轉(zhuǎn)變點B允許所述第三信號B的相位在最小波動范圍內(nèi)改變所述差分平衡之前和之后轉(zhuǎn)變大約180°，并且其中，所述第三處理向所述第一混頻器電路A提供與所述第一轉(zhuǎn)變點A相對應(yīng)的差分平衡作為所述第一校正值A(chǔ)，并且向所述第一混頻器電路B提供與所述轉(zhuǎn)變點B相對應(yīng)的差分平衡作為所述第一校正值B。
7.據(jù)權(quán)利要求6所述的高頻信號處理器， 其中，所述控制部執(zhí)行二分搜索以依次二等分所述第一混頻器電路A的差分平衡的可變范圍并且同時搜索與所述第一轉(zhuǎn)變點A相對應(yīng)的差分平衡，并且執(zhí)行二分搜索以依次二等分所述第一混頻器電路B的差分平衡的可變范圍并且同時搜索與所述第一轉(zhuǎn)變點B相對應(yīng)的差分平衡。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的高頻信號處理器， 其中，在所述第一處理期間，所述控制部保持所述第一混頻器電路B的差分平衡不變，改變所述第一混頻器電路A的差分平衡，同時搜索與所述第一轉(zhuǎn)變點A相對應(yīng)的差分平衡，并且搜索與所述第二轉(zhuǎn)變點B相對應(yīng)的差分平衡，所述第二轉(zhuǎn)變點B允許所述第三信號B的相位在最小波動范圍內(nèi)改變所述差分平衡之前和之后轉(zhuǎn)變大約180°， 其中，在所述第二處理期間，所述控制部保持所述第一混頻器電路A的差分平衡不變，改變所述第一混頻器電路B的差分平衡，同時搜索與所述第一轉(zhuǎn)變點B相對應(yīng)的差分平衡，并且搜索與所述第二轉(zhuǎn)變點A相對應(yīng)的差分平衡，所述第二轉(zhuǎn)變點A允許所述第三信號A的相位在最小波動范圍內(nèi)改變所述差分平衡之前和之后轉(zhuǎn)變大約180°， 其中，在所述第三處理期間，所述控制部將Ii定義為與所述第一轉(zhuǎn)變點A相對應(yīng)的差分平衡，將Qi定義為與所述第二轉(zhuǎn)變點B相對應(yīng)的差分平衡，將Iq定義為與所述第一轉(zhuǎn)變點B相對應(yīng)的差分平衡，并且將Qq定義為與所述第二轉(zhuǎn)變點A相對應(yīng)的差分平衡， 其中，所述控制部根據(jù)等式Ical=Ii.Qi.(Iq-Qq) / (Iq.Q1-1i.Qq)來向所述第一混頻器電路A提供Ical作為所述第一校正值A(chǔ)，并且 其中，所述控制部根據(jù)等式Qcal=Qq.Iq.(Q1-1i) / (Qi.Iq-Qq.Ii)來向所述第一混頻器電路B提供Qcal作為所述第一校正值B。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的高頻信號處理器， 其中，所述控制部在所述第一處理期間去激活所述第一混頻器電路B并且在所述第二處理期間去激活所述第一混頻器電路A。
10.根據(jù)權(quán)利要求7所述的高頻信號處理器，進一步包括: 第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路A，所述第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路A被設(shè)置在所述第一混頻器電路A之后; 第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路B，所述第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路B被設(shè)置在所述第一混頻器電路B之后； 基帶電路，所述基帶電路執(zhí)行指定基帶處理； 第二開關(guān)A，所述第二開關(guān)A選擇將來自所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路A的輸出發(fā)送至所述基帶電路和將來自所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路A的輸出發(fā)送至所述相位檢測部中的一個；以及 第二開關(guān)B，所述第二開關(guān)B選擇將來自所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路B的輸出發(fā)送至所述基帶電路和將來自所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路B的輸出發(fā)送至所述相位檢測部中的一個， 其中，所述相位檢測部經(jīng)由所述第二開關(guān)A接收作為數(shù)字信號的所述第二信號A，并且經(jīng)由所述第二開關(guān)B接收作為數(shù)字信號的所述第二信號B。
11.一種無線通信系統(tǒng)包括: 高頻信號處理部，所述高頻信號處理部包括用于將基帶頻帶上轉(zhuǎn)換成指定發(fā)送頻帶的發(fā)送電路和用于把指定接收頻帶下轉(zhuǎn)換成基帶頻帶的接收電路； 天線； 雙工器，所述雙工器包括耦合至所述天線的天線節(jié)點、發(fā)送節(jié)點和接收節(jié)點，并且根據(jù)頻帶使發(fā)送信號與接收信號相分離；以及 功率放大器電路，所述功率放大器電路放大來自所述發(fā)送電路的輸出信號并且將放大信號輸出至所述發(fā)送節(jié)點， 其中，所述高頻信號處理部的所述接收電路設(shè)置有第一操作模式和第二操作模式，并且包括: 低噪聲放大器電路，所述低噪聲放大器電路放大來自所述接收節(jié)點的接收信號； 測試信號生成電路，所述測試信號生成電路生成具有第一頻率分量和第二頻率分量的測試信號； 第一開關(guān)，所述第一開關(guān)發(fā)送來自所述低噪聲放大器電路的輸出信號作為第一信號，并且在所述第二操作模式中發(fā)送測試信號作為所述第一信號； 混頻器電路，所述混頻器電路包括能夠在指定的可變范圍內(nèi)校正差分平衡的差分電路，并且將所述第一信號下轉(zhuǎn)換成具有比所述第一信號更低的頻帶的第二信號； 相位檢測部，所述相位檢測部在所述第二操作模式中從所述第二信號提取第三信號，所述第三信號具有與在所述第一頻率分量和所述第二頻率分量之間的差相等的頻率分量，并且所述相位檢測部檢測所述第三信號的相位；以及 控制部，所述控制部根據(jù)來自所述相位檢測部的檢測結(jié)果來改變所述混頻器電路的所述差分平衡， 其中，當所述差分平衡被設(shè)置為在可變范圍內(nèi)的第一校正值時，所述混頻器電路在所述第一操作模式中操作，并且 其中，所述控制部在所述第二操作模式中改變所述差分平衡并且同時搜索轉(zhuǎn)變點，所述轉(zhuǎn)變點允許所述第三信號的相位在最小波動范圍內(nèi)改變所述差分平衡之前和之后轉(zhuǎn)變大約180° ;并且向所述混頻器電路提供所述第一校正值，即，與所述轉(zhuǎn)變點相對應(yīng)的所述差分平衡。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的無線通信系統(tǒng)， 其中，所述控制部執(zhí)行二分搜索以依次二等分所述差分平衡的可變范圍，并且同時搜索與所述轉(zhuǎn)變點相對應(yīng)的所述差分平衡。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的無線通信系統(tǒng)， 其中，所述高頻信號處理部的所述接收電路進一步包括: 模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路被設(shè)置在所述混頻器電路之后； 基帶電路，所述基帶電路執(zhí)行指定基帶處理；以及 第二開關(guān)，所述第二開關(guān)選擇將來自所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路的輸出發(fā)送至所述基帶電路和將來自所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路的輸出發(fā)送至所述相位檢測部中的一個， 其中，所述相位檢測部經(jīng)由所述第二開關(guān)接收作為數(shù)字信號的所述第二信號。
14.根據(jù)權(quán)利要求12所述的無線通信系統(tǒng)，其中，所述無線通信系統(tǒng)不具有: 在所述高頻信號處理部的所述發(fā)送電路中沿著從輸出節(jié)點至所述發(fā)送節(jié)點的路徑的SAff濾波器；以及 沿著從低噪聲放大器電路的輸 出節(jié)點至所述混頻器電路的輸入節(jié)點的路徑的SAW濾波器。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種高頻信號處理器和無線通信系統(tǒng)。需要減少在高頻信號處理器和具有該高頻信號處理器的無線通信系統(tǒng)的接收電路中可能發(fā)生的二次調(diào)制間失真。在測試模式中，例如，測試信號生成電路TSGEN在f_tx±0.5MHz生成測試信號RFtst。測試信號RFtst輸入到混頻器電路MIXrx_I(MIXrx_Q)。校正電路塊CALBK檢測得自MIXrx_I(MIXrx_Q)的IM2分量。CALBK改變MIXrx_I(MIXrx_Q)的差分平衡并且同時監(jiān)視得自MIXrx_I(MIXrx_Q)的IM2分量的相位。CALBK搜索與轉(zhuǎn)變點相對應(yīng)的差分平衡，所述轉(zhuǎn)變點允許所述相位轉(zhuǎn)變大約180°。MIXrx_I(MIXrx_Q)使用所述差分平衡作為搜索結(jié)果在正常模式中操作。
文檔編號H04L25/49GK103095617SQ20121043165
公開日2013年5月8日 申請日期2012年11月1日 優(yōu)先權(quán)日2011年11月1日
發(fā)明者富澤智, 松井浩明, 堀和明, 和久田哲也, 車承佑 申請人:瑞薩電子株式會社