專利名稱：發(fā)送機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種發(fā)送機(jī)，尤其涉及從多個天線向終端發(fā)送信號的發(fā)送機(jī)。本申請基于2005年12月20日在日本申請的特愿2005-366590號，主張優(yōu)先權(quán)， 這里引用其內(nèi)容。
背景技術(shù)：
近年來，主要在多載波傳送系統(tǒng)中提出有下述方法分成沿頻率軸和時間軸的多個分塊(block)，進(jìn)行用戶的調(diào)度。在此，將用戶進(jìn)行通信時確保的由頻率軸和時間軸規(guī)定的區(qū)域稱為分配空隙(slot)，將確定該分配空隙時成為基礎(chǔ)的分塊稱為組塊(chunk)。其中也提出有下述方法在發(fā)送廣播信號、多播信號、控制信號時，通過在頻率軸方向上分配寬的分塊得到頻率分集效果，從而在接收功率低時也能減少錯誤、或者、在發(fā)送作為無線發(fā)送機(jī)與無線接收機(jī)之間的一對一通信的單播信號時，通過在頻率軸方向上分配窄的分塊得到多用戶分集效果(例如，參照非專利文獻(xiàn)I、非專利文獻(xiàn)2、非專利文獻(xiàn)3)。圖33、34是示出了從無線發(fā)送機(jī)向無線接收機(jī)發(fā)送的信號的時間(縱軸)與頻率 (橫軸)之間的關(guān)系的圖。圖33中，縱軸表示時間、橫軸表示頻率。在時間軸中設(shè)定傳送時間tl t5。其中，傳送時間tl t5的時間寬度相同。在頻率軸中設(shè)定傳送頻率fl f4。其中，傳送頻率fl f4的頻率寬度均為Fe且相同。這樣，如圖33所示，通過傳送時間tl t5、傳送頻率f I f4設(shè)定20個組塊Kl K20。此外，如圖34所示，在頻率方向上結(jié)合4個組塊Kl K4、且在時間軸方向上進(jìn)行三等分，設(shè)定時間寬度為tl/3、頻率寬度為4fl的通信空隙SI S3。將分配空隙SI分配給第I用戶，將分配空隙S2分配給第2用戶，將分配空隙S3分配給第3用戶。由此，第I 第3用戶可得到頻率分集效應(yīng)。接著將組塊K5作為分配空隙S4分配給第4用戶。結(jié)合組塊K6、K7作為分配空隙 S5分配給第5用戶。將組塊Κ8作為分配空隙S6分配給第6用戶。由此，第4 第6用戶可得到多用戶分集效應(yīng)。接下來將組塊Κ9、Kll作為分配空隙S7分配給第7用戶。結(jié)合組塊Κ10、Κ12、且在時間軸方向上進(jìn)行三等分，設(shè)定時間寬度為t3/3、頻率寬度為2f2的通信空隙S8 S10。將分配空隙S8分配給第8用戶，將分配空隙S9分配給第 9用戶，將分配空隙SlO分配給第10用戶。由此，第7 第10用戶可得到頻率分集效應(yīng)。接下來將組塊K13作為分配空隙Sll分配給第11用戶。將組塊K14作為分配空隙S12分配給第12用戶。結(jié)合組塊K15、K16作為分配空隙S13分配給第13用戶。由此， 第11 第13用戶可得到多用戶分集效應(yīng)。接著將組塊K17、K19作為分配空隙S14分配給第14用戶。結(jié)合組塊Κ18、Κ20、且在時間軸方向上進(jìn)行三等分，設(shè)定時間寬度為t5/3、頻率寬度為2f2的通信空隙S15 S17。將分配空隙S15分配給第15用戶，將分配空隙S16分配給第16用戶，將分配空隙S17 分配給第17用戶。由此，第14 第17用戶可得到頻率分集效應(yīng)。非專利文獻(xiàn)I
“Downlink Multiple Access Scheme for Evolved U TRA，，、 [online]、2005 年 4 月 4 日、R1_050249、3GPP、[平成 17 年 8 月 17 日檢索]、互聯(lián)網(wǎng) URL ftp://ftp. 3gpp. org/TSG_RAN/WGl_RLl/TSGRl_40bis/Docs/Rl-050249. zip非專利文獻(xiàn)2“ Physical Channel and Multiplexing in Evolved UT RA Downlink”、[online]、2005 年 6 月 20 日、R1_050590、3GPP、[平成 17 年 8 月 17 日檢索]、 互聯(lián)網(wǎng) URL ftp://ftp. 3gpp. org/TSG_RAN/WGl_RLl/Rl_Ad_Hocs/LTE_AH_JUNE-05/Docs/ Rl-050590.zip非專利文獻(xiàn)3“Intra-Node B Macro Diversity Using Simultaneous Transmission with Soft-combining in Evolved UTRA Downlink，，、[online]、2005年8 月 29 日、R1-050700、3GPP、[平成 17 年 10 月 6 日検索]、互聯(lián)網(wǎng) <URL ftp://ftp. 3gpp.org/ tsg_ran/WGl_Ll/TSGRl_42/Docs/Rl-050700. zip〉。

發(fā)明內(nèi)容
要解決的問題是，在現(xiàn)有技術(shù)中存在通過終端的位置、分配給該終端的空隙，無法充分得到多用戶分集效應(yīng)的情況。本發(fā)明的發(fā)送機(jī)，通過多個天線發(fā)送信號，其特征在于，所述發(fā)送機(jī)具有發(fā)送部， 對于所輸入的信號，根據(jù)通信時間段切換相對于向至少一個所述天線的輸出的初始相位的大小，提供初始相位，并且按成為輸出目標(biāo)的每個所述天線以及每個通信時間段、或者每個通信頻率，提供延遲；和品質(zhì)信息接收部，從該通信對方的終端獲得由所述發(fā)送部發(fā)送的信號的接收品質(zhì)信息。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述發(fā)送部，按每個組塊提供所述初始相位以及所述延遲，所述組塊是將規(guī)定長度的時間段的由所有通信頻率構(gòu)成的幀在頻率方向以及時間方向上劃分而得到的。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，具備調(diào)度部，根據(jù)所述發(fā)送部所提供的所述初始相位以及所述延遲的調(diào)度，對每個組塊分配所述終端。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述發(fā)送部為了對所述各組塊提供最佳的分集效應(yīng)，因而改變所述延遲的大小。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述發(fā)送部從預(yù)先設(shè)定的多種延遲的大小中選擇所述延遲的大小。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述分集效應(yīng)是頻率分集效應(yīng)和多用戶分集效應(yīng)中的其中之一，提供頻率分集效應(yīng)的組塊的所述延遲的大小比提供多用戶分集效應(yīng)的組塊的所述延遲的大小更大。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述組塊屬于提供頻率分集效應(yīng)的區(qū)域或者提供多用戶分集效應(yīng)的區(qū)域；所述發(fā)送部使所述初始相位的大小在屬于所述提供頻率分集效應(yīng)的區(qū)域的所有組塊中相同。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述組塊包含作為接收品質(zhì)評價用的信號的導(dǎo)頻信號和作為數(shù)據(jù)傳送用的信號的公共數(shù)據(jù)信號，對一個所述組塊提供的所述初始相位以及所述延遲的大小在所述組塊內(nèi)的所述導(dǎo)頻信號和所述公共數(shù)據(jù)信號中相同。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述調(diào)度部具有優(yōu)先級確定部，對從所述各終端通知的所述接收品質(zhì)信息進(jìn)行比較，確定所述各終端的優(yōu)先級；和組塊分配部，根據(jù)所述優(yōu)先級，對所述各終端分配所述組塊。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述優(yōu)先級確定部中作為對象的組塊的初始相位與所述組塊分配部中作為對象的組塊的初始相位相同。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述優(yōu)先級確定部中作為對象的組塊的延遲的大小與所述組塊分配部中作為對象的組塊的延遲的大小相同。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述調(diào)度部按每個所述幀，集中進(jìn)行對所述幀內(nèi)的所述組塊分配所述終端的處理，所述發(fā)送部使對所述幀內(nèi)位于相同位置的組塊提供的初始相位或者延遲的大小在所有所述幀中相同。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述發(fā)送部使所述初始相位或者所述延遲的大小在規(guī)定時間周期下成為相同的值。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述調(diào)度部被通知來自所述終端的接收品質(zhì)信息后，根據(jù)該接收品質(zhì)信息，對所述終端分配規(guī)定時間即往返時間后的通信時間段，所述時間周期是所述往返時間的自然數(shù)分之一的長度。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所所述發(fā)送部，對于向第η 個所述天線進(jìn)行輸出且用頻率與第O個子載波相差fm的子載波進(jìn)行發(fā)送的所述信號，提供 2 Ji fm · nT的相位旋轉(zhuǎn)作為所述延遲，其中T是規(guī)定時間。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述發(fā)送部根據(jù)取得的所述接收品質(zhì)信息，確定按每個所述組塊提供的所述初始相位的大小。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述發(fā)送部根據(jù)取得的所述接收品質(zhì)信息，確定提供相同大小的初始相位的組塊的數(shù)量。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述發(fā)送部從預(yù)先設(shè)定的多種初始相位的大小中選擇所述初始相位的大小。另外，本發(fā)明的發(fā)送機(jī)在上述的發(fā)送機(jī)中，其特征在于，所述發(fā)送部，對于向第η 個所述天線輸出的所述信號，提供Φη的相位旋轉(zhuǎn)作為所述初始相位，在相同的時間及通信頻率下所述Φη與作為相對于第O個所述天線的初始相位提供的相位旋轉(zhuǎn)Φ0之差，取
K種數(shù)值之一，所述K種數(shù)值分別是2 π k/K，其中K是自然數(shù)，k的取值是k = 0、1、2.....
K-I。發(fā)明效果本發(fā)明的發(fā)送機(jī)具有如下優(yōu)點(diǎn)發(fā)送部對所輸入的信號，根據(jù)通信時間段切換相對于向至少一個天線的輸出的延遲的大小，提供初始相位，因而，在時間軸方向上也可得到多用戶分集效應(yīng)，可得到良好的多用戶分集效應(yīng)。


圖I是表示采用了根據(jù)本發(fā)明的第I實(shí)施方式的無線發(fā)送機(jī)I的通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖2A是表示第1實(shí)施方式中的延遲特征曲線(profile)的圖。圖2B是表示第1實(shí)施方式中的傳遞函數(shù)的圖。圖3A是表示第1實(shí)施方式中的延遲特征曲線的圖。圖3B是表示第1實(shí)施方式中的傳遞函數(shù)的圖。圖3C是表示第1實(shí)施方式中的傳遞函數(shù)的圖。圖4A是表示第1實(shí)施方式中的最大延遲時間的圖。圖4B是表示第1實(shí)施方式中的圖4A的最大延遲時間與頻率變動的關(guān)系的圖。圖5A是表不第1實(shí)施方式中的最大延遲時間的圖。圖5B是表示同實(shí)施方式中的圖5A的最大延遲時間與頻率變動的關(guān)系的圖。圖6A是從第1實(shí)施方式中的多個天線對同一信號不提供延遲而發(fā)送時的說明圖。圖6B是表示圖6A中的無線接收機(jī)9的接收功率的頻率分布的圖。圖6C是表示圖6A中的無線接收機(jī)10的接收功率的頻率分布的圖。圖7A是從第1實(shí)施方式中的多個天線對同一信號按每個天線提供不同的延遲而 發(fā)送時的說明圖。圖7B是表示圖7A中的無線接收機(jī)9的接收功率的頻率分布的圖。圖7C是表示圖7A中的無線接收機(jī)10的接收功率的頻率分布的圖。圖8是表示第1實(shí)施方式中的組塊內(nèi)的信號結(jié)構(gòu)的圖。圖9是與第1實(shí)施方式中的多個(3個)終端正在進(jìn)行通信時的說明圖。圖10是表示第1實(shí)施方式中的終端12的多用戶分集區(qū)域下的傳遞函數(shù)C11和頻 率分集區(qū)域下的傳遞函數(shù)C12和組塊的結(jié)構(gòu)的圖。圖11是表示第1實(shí)施方式中的終端14的多用戶分集區(qū)域下的傳遞函數(shù)C21和頻 率分集區(qū)域下的傳遞函數(shù)C22和組塊的結(jié)構(gòu)的圖。圖12是表示第1實(shí)施方式中的終端12的組塊K1到組塊K4的傳遞函數(shù)的圖。圖13是表示按每個空隙每切換從第1實(shí)施方式中的一個天線發(fā)送的信號的初始 相位時的傳遞函數(shù)和組塊的結(jié)構(gòu)的圖。圖14是表示第1實(shí)施方式中的切換了用于得到多用戶分集效應(yīng)的區(qū)域和用于得 到頻率分集效應(yīng)的區(qū)域中的初始相位時的接收電平的變動的示例的圖。圖15是表示第1實(shí)施方式中的終端12的各組塊中的傳送速率報告值CQI的示例 的圖。圖16是表示第1實(shí)施方式中的終端13的各組塊中的傳送速率報告值CQI的示例 的圖。圖17是表示第1實(shí)施方式中的終端14的各組塊中的傳送速率報告值CQI的示例 的圖。圖18A是表示第1實(shí)施方式中的針對相位pi、對終端12到終端14賦予優(yōu)先級的 示例的圖。圖18B是表示第1實(shí)施方式中的針對相位p2、對終端12到終端14賦予優(yōu)先級的 示例的圖。圖19是表示第1實(shí)施方式中的圖18所示的帶優(yōu)先級的情況下的調(diào)度的示例的
圖20是表示第I實(shí)施方式中的圖18所示的帶優(yōu)先級的情況下的調(diào)度的示例的圖。圖21是表示對采用第I實(shí)施方式中的各初始相位的組塊數(shù)的比率進(jìn)行自適應(yīng)控制時的組塊的結(jié)構(gòu)的圖。圖22是表示本發(fā)明的第2實(shí)施方式中的初始相位的切換的情形的圖。圖23是表示第2實(shí)施方式中的接收電平的時間變動與調(diào)度的往返時間RTT的關(guān)系的示例的圖。圖24是表示第2實(shí)施方式中的終端12和終端13的接收電平變動的示例的圖。圖25是表示第2實(shí)施方式中的按每個組塊采用了不同初始相位時的調(diào)度的示例的圖。圖26是表示兩個信號的相位差和合成信號的復(fù)振幅的關(guān)系的示例的圖。圖27是表示本發(fā)明的第3實(shí)施方式中的切換使用四種初始相位時的頻率特性和組塊的結(jié)構(gòu)的示例的圖。圖28是表示根據(jù)本發(fā)明的第4實(shí)施方式的基站裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖29是說明第4實(shí)施方式中的調(diào)度器部19的動作的流程圖。圖30是表示第4實(shí)施方式中的MCS信息的示例的圖。圖31是表示第4實(shí)施方式中的發(fā)送電路部21的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖32是表示本發(fā)明的第5實(shí)施方式中的發(fā)送電路部21的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖33是表示從現(xiàn)有技術(shù)中的無線發(fā)送機(jī)向無線接收機(jī)發(fā)送的信號的時間與頻率的關(guān)系的示例的圖。圖34是表示從現(xiàn)有技術(shù)中的無線發(fā)送機(jī)向無線接收機(jī)發(fā)送的信號的時間與頻率的關(guān)系的示例的圖。符號說明I...無線發(fā)送機(jī)2、3、4···發(fā)送天線5,6...延遲器
7...無線接收機(jī)
8...無線發(fā)送機(jī)
9、10 ·無線接收機(jī)
11..基站裝置
12,13,14...終端
15..PDCP 部
16..RLC部
17...MAC 部
18..物理層部
19..調(diào)度器部
20..發(fā)送電路控制部
21..發(fā)送電路部0098]22···接收電路部
0099]23...射頻變換部
0100]24、25、26· · ·天線
0101]IlOxUlOy...每個用戶信號處理部
0102]111···糾錯編碼部
0103]112···調(diào)制部
0104]120...導(dǎo)頻信號生成部
0105]130···子載波分配部
0106]140a、140b、140c. · ·每個天線信號處理部
0107]14L…相位旋轉(zhuǎn)部
0108]142. ..IFFT 部
0109]143. ··并行串行變換部
0110]144·· .GI 附加部
0111]145···濾波器部
0112]146...D/A 變換部
0113]210x、210y...每個用戶信號處理部
0114]211···糾錯編碼部
0115]212···調(diào)制部
0116]213...子載波分配部
0117]214·· .IFFT 部
0118]215...并行串行變換部
0119]216...循環(huán)延遲附加部
0120]220···導(dǎo)頻信號生成部
0121]230a,230b,230c...每個天線信號處理部
0122]231...合成部
0123]232. ..GI 附加部
0124]233···濾波器部
0125]234...D/A 變換部
具體實(shí)施例方式[第I實(shí)施方式]下面，參照圖面，說明本發(fā)明的第I實(shí)施方式。圖I是表示無線發(fā)送機(jī)I所發(fā)送的信號經(jīng)多個傳播路徑，到達(dá)無線接收機(jī)7的概略圖。無線發(fā)送機(jī)I具有多個發(fā)送天線2 4，對提供給各個天線的信號分別提供不同的延遲時間0、T、2T，并且從各發(fā)送天線2 4發(fā)送該信號。無線接收機(jī)7接收從無線發(fā)送機(jī)I發(fā)送的信號。須指出的是，圖I中作為一例說明了無線發(fā)送機(jī)I具備3個發(fā)送天線2 4的情況。如果將此處說明的多個發(fā)送天線假設(shè)為移動電話等的作為基站設(shè)備的無線發(fā)送機(jī)中所搭載的發(fā)送天線，則可以假設(shè)同一扇區(qū)內(nèi)、同一基站內(nèi)不同的扇區(qū)間、不同的基站間的三種天線。這里作為一例說明在同一扇區(qū)內(nèi)設(shè)置的情況，但是也可采用其他結(jié)構(gòu)。另外，假設(shè)圖中的延遲器5、6提供延遲時間Τ、從而如上所述那樣對發(fā)送天線3提供延遲時間T，對發(fā)送天線4提供延遲時間2T。圖2是表示經(jīng)延遲時間不同的多個(3個)傳播路徑而到達(dá)無線接收機(jī)的信號的延遲特征曲線和傳遞函數(shù)的圖。圖2A示出了從時間(橫軸)和功率(縱軸)的方式表示發(fā)送信號經(jīng)多個延遲時間的不同的傳播路徑而到達(dá)無線接收機(jī)的情形的延遲特征曲線。如圖2A所示，瞬時的延遲特征曲線具有2T+dmax的最大延遲波，與從各發(fā)送天線發(fā)送同一信號的情況相比，最大延遲波非常大。須指出的是，dmax表示電波從發(fā)送天線達(dá)到接收天線時最早到達(dá)的傳播路徑、與最晚到達(dá)的傳播路徑的到達(dá)時間差。圖2B中示出了對圖2A的延遲特征曲線進(jìn)行頻率變換而從頻率(橫軸)和功率 (縱軸)的方式表示的傳遞函數(shù)。這樣，延遲特征曲線中最大延遲時間2T+dmax增大是意味著傳遞函數(shù)的頻率變動加快。從而，如圖2B所示，分別以擴(kuò)展比4對數(shù)據(jù)Dl、D2進(jìn)行擴(kuò)展后，分配子載波。須指出的是，在無線發(fā)送機(jī)I側(cè)，根據(jù)該傳遞函數(shù)的頻率變動，最好控制擴(kuò)展率或者糾錯碼的編碼率、上述方法中，在無線發(fā)送機(jī)I側(cè)已知延遲時間2T，因此，可與傳播路徑的頻率變動無關(guān)地確定擴(kuò)展率或者糾錯碼的編碼率。另一方面，當(dāng)想要得到多用戶分集效應(yīng)時，最好瞬時的延遲特征曲線中的最大延遲時間2T+dmax不要太大。圖3是表示經(jīng)延遲時間的不同的多個傳播路徑而到達(dá)無線接收機(jī)的信號的延遲特征曲線和傳遞函數(shù)的圖。圖3A示出了從時間(橫軸)和功率(縱軸) 的方式表示發(fā)送信號經(jīng)多個(3個)的延遲時間的不同的傳播路徑而到達(dá)無線接收機(jī)的情形的延遲特征曲線。圖3B示出了用戶Ul所使用的無線接收機(jī)中的傳遞函數(shù)。另外，圖3C 示出了用戶u2所使用的無線接收機(jī)中的傳遞函數(shù)。用戶Ul和用戶u2中由于無線接收機(jī)的位置不同，因此瞬時的傳遞函數(shù)不同。也就是說，假設(shè)圖3B、圖3C的左側(cè)的區(qū)域?yàn)轭l率信道bl、右側(cè)的區(qū)域?yàn)轭l率信道b2，則對用戶Ul而言頻率信道b2的品質(zhì)更好，對用戶u2而言頻率信道bl的品質(zhì)更好。從而，用戶Ul以頻率信道b2發(fā)送數(shù)據(jù)Dl D4。用戶u2以頻率信道bl發(fā)送數(shù)據(jù)Dl D4。這樣，如果在某瞬間利用按每個頻率信道的品質(zhì)差，則按每個頻率信道而不同的用戶進(jìn)行通信，從而可得到提高傳送効率的多用戶分集效應(yīng)。然而，如果最大延遲時間2T+dmax過大，則傳遞函數(shù)的頻率變動變快，上述頻率信道I與頻率信道2之間的品質(zhì)差變小。從而，為了得到充分的多用戶分集效應(yīng)，如圖3A所示，重要的是對最大延遲時間 2T+dmax取小值。圖4、圖5是表不最大延遲時間(n-1) T和頻率變動的關(guān)系的圖。如圖4A所不，當(dāng)兩個入射波《31、w32的到達(dá)時間差為(n-l)T時，此傳播路徑的傳遞函數(shù)為如圖4B所示。 也就是說，功率(縱軸)的振幅的下降的間隔為F= l/(n-l)T。另外，如圖5Α所示，即使在存在多個延遲波》41 w42時，當(dāng)最早到達(dá)的入射波w41與最晚到達(dá)的延遲波w43之間的到達(dá)時間差為(n-l)T時，如圖5B所示，功率(縱軸)的振幅的下降的頻率間隔仍為F = l/(n-l)T。然而，在想要得到頻率分集效應(yīng)時和想要得到多用戶分集效應(yīng)時，如上所述，由于適當(dāng)?shù)膫鬟f函數(shù)的頻率變動不同，因此在想要得到頻率分集效應(yīng)的情況下，當(dāng)將發(fā)送天線間的最大延遲時間(n-l)T設(shè)為用戶進(jìn)行通信時所確保的以頻率軸和時間軸來規(guī)定的基本區(qū)域即組塊的帶寬Fe時，通過設(shè)定為(n-1) T > 1/Fc，可得到容易獲得頻率分集效應(yīng)的環(huán)境。相反，在想要得到多用戶分集效應(yīng)時，當(dāng)將發(fā)送天線間的最大延遲時間(n-l)T設(shè)為組
9塊的頻率帶寬Fe時，通過設(shè)定為(n-1)T < 1/Fc，可得到容易獲得多用戶分集效應(yīng)的環(huán)境。 另外，在以后的說明中，設(shè)為(n-l)T < 1/Fc的情況也包括(n-l)T = O的情況。另外，在下面的說明中，以T的n-Ι倍來表示對各發(fā)送天線附加的延遲時間，而認(rèn)為T固定，但是也可以按每個天線改變T。另外，在想要得到多用戶分集效應(yīng)時，也可以取代設(shè)定為(η-1)Τ<1/ Fe的方式，而通過減少信號的發(fā)送中利用的發(fā)送天線數(shù)，來減少最大延遲時間。如上所述，根據(jù)通過頻率分集來發(fā)送發(fā)送信號、還是通過多用戶分集來發(fā)送發(fā)送信號(根據(jù)設(shè)定為(n-1) T > 1/Fc、還是設(shè)定為(n-1) T < 1/Fc)，由此不會受到傳播路徑的狀態(tài)的影響，可得到頻率分集效應(yīng)、多用戶分集效應(yīng)。須指出的是，通過頻率分集進(jìn)行發(fā)送、還是通過多用戶分集進(jìn)行發(fā)送，可以根據(jù)進(jìn)行發(fā)送的信號的種類(導(dǎo)頻信號、控制信號、廣播/多播信號等)、無線接收機(jī)的移動速度 (移動速度快時頻率分集、慢時多用戶分集)等進(jìn)行切換。圖6A 圖6C是從無線發(fā)送機(jī)8的多個天線對同一信號不提供延遲時間而發(fā)送時的說明圖。如圖6A所示，如果考慮到設(shè)置有多個(3個)并列排列的、在水平方向上無指向性的發(fā)送天線的無線發(fā)送機(jī)8的情況，如圖6A所示的橢圓所示那樣產(chǎn)生波瓣ell、el2，因此既存在如無線接收機(jī)9那樣接收信號在整個頻帶上以高的接收電平接收的方向(參照圖 6B)、也存在如無線接收機(jī)10那樣接收信號在整個頻帶上以低的接收電平接收的方向(參照圖6C)。圖7A 圖7C是從無線發(fā)送機(jī)8的多個發(fā)送天線對同一信號提供不同的延遲時間而發(fā)送時的說明圖。如圖7A所示，如果考慮到設(shè)置有多個(3個)并列排列的、在水平方向上無指向性的發(fā)送天線的無線發(fā)送機(jī)8的情況，則在考慮窄頻帶時如圖6A所示的橢圓那樣產(chǎn)生波瓣e21 e26，因此，在接收信號中產(chǎn)生接收電平高的頻帶和低的頻帶，而可以使平均的接收信號電平不會依賴于方向而大致一定，因此，在無線接收機(jī)9中的信號的接收電平(參照圖7B)和無線接收機(jī)10中的信號的接收電平(參照圖7C)的雙方中可得到大致同樣的品質(zhì)。從而，對無線發(fā)送機(jī)8的每個發(fā)送天線提供不同的延遲時間的發(fā)送信號的方法也可以彌補(bǔ)以圖6說明的從多個發(fā)送天線發(fā)送同一信號時的缺點(diǎn)。圖8表示組塊內(nèi)的信號結(jié)構(gòu)。詳細(xì)描述了圖I的組塊Kl內(nèi)的信號結(jié)構(gòu)，在本示例中組塊Kl由在19個頻率方向(橫軸方向)上配置的子載波Si S19、在4個時間方向 (縱軸)上配置的 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)符號 sm 構(gòu)成。 另外，斜線部分Pl PlO是傳送共通導(dǎo)頻信號(CPICH :Common Pilot Channel)的共通導(dǎo)頻信道，傳送解調(diào)時的測定伝播路推定以及接收信號品質(zhì)等中使用的信號。除了該組塊的共通導(dǎo)頻信號以外的部分是用于傳送數(shù)據(jù)傳送用的信號即公共數(shù)據(jù)信號的公共數(shù)據(jù)信道。 須指出的是，所述結(jié)構(gòu)在組塊Kl 20中采用相同結(jié)構(gòu)。接下來，如圖9所示，考慮在本實(shí)施方式中的發(fā)送機(jī)即基站裝置11的周邊配置有終端12、終端13、終端14，各自與基站裝置11進(jìn)行通信的狀況?；狙b置11由3個扇區(qū) SCl SC3構(gòu)成，在各個扇區(qū)中具有多個(例如3個)的發(fā)送天線。也就是說，考慮所述3 個終端與某一個扇區(qū)SCl在圖I所示的情況下進(jìn)行通信的情況，下面進(jìn)行說明。在圖10的上方，橫軸取頻率、縱軸取功率，從上往下示出了所述多用戶分集區(qū)域中觀測的傳遞函數(shù)Cll和所述頻率分集區(qū)域中觀測的傳遞函數(shù)C12。須指出的是，在圖10 中示出了圖9的終端12中觀測的傳遞函數(shù)作為C11、C12。
另外，在圖10的下方，橫軸取頻率、縱軸取時間，與圖I同樣，示出了將Kl K20 的組塊適當(dāng)?shù)胤峙浣o各用戶進(jìn)行通信的方法。須指出的是，圖10中假設(shè)將各個組塊分成由組塊1(1、1(5、1(9、1(13、1(17構(gòu)成的群組L11、由組塊K2、K6、K10、K14、K18構(gòu)成的群組L12、由組塊Κ3、Κ7、Κ11、Κ15、Κ19構(gòu)成的群組L13、由組塊Κ4、Κ8、Κ12、Κ16、Κ20構(gòu)成的群組L14， 將群組Lll和群組L13預(yù)先分配給多用戶分集區(qū)域、將群組L12和群組L14預(yù)先分配給頻率分集區(qū)域。從而，在終端12中如果采用群組Lll中包含的組塊的共通導(dǎo)頻信號CPICH計算傳播路徑的傳遞函數(shù)，則可觀測傳遞函數(shù)Cll的頻帶fl的區(qū)域。同樣，如果采用群組L12中包含的組塊的共通導(dǎo)頻信號CPICH計算傳播路徑的傳遞函數(shù)，則可觀測傳遞函數(shù)C12的頻帶f2的區(qū)域；如果采用群組L13中包含的組塊的共通導(dǎo)頻信號CPICH計算傳播路徑的傳遞函數(shù)，則可觀測傳遞函數(shù)Cll的頻帶f3的區(qū)域；如果采用群組L14中包含的組塊的共通導(dǎo)頻信號CPICH計算傳播路徑的傳遞函數(shù)，則可觀測傳遞函數(shù)C12的頻帶f4的區(qū)域。須指出的是，上述的將組塊Kl K20分成群組Lll L14、并且分配給多用戶分集區(qū)域和頻率分集區(qū)域的狀況，既考慮系統(tǒng)的設(shè)計時固定且不改變的情況，也考慮根據(jù)容納的終端的狀況 (終端數(shù)、高速移動終端的數(shù)、信息傳送量)來動態(tài)變化的情況。接著，圖11示出了圖9的終端14中觀測的傳遞函數(shù)和組塊的分組情形。在圖11 的上方，與圖10同樣，橫軸取頻率、縱軸取功率，從上往下示出了所述多用戶分集區(qū)域中觀測的傳遞函數(shù)C21和所述頻率分集區(qū)域中觀測的傳遞函數(shù)C22。須指出的是，觀測傳播路徑的位置與圖10不同，因此，對傳遞函數(shù)C21、C22而言，觀測與圖10所示的傳遞函數(shù)C11、 C12不同的傳遞函數(shù)。另外，在圖11的下方，與圖10同樣，橫軸取頻率、縱軸取時間，與圖I同樣，示出了將Kl K20的組塊適當(dāng)?shù)胤峙浣o各用戶進(jìn)行通信的方法。須指出的是，圖11中與圖10同樣，假設(shè)將各個組塊分成由組塊K1、K5、K9、K13、K17構(gòu)成的群組L11、由組塊K2、K6、KlO、 K14、K18構(gòu)成的群組L12、由組塊Κ3、Κ7、Κ11、Κ15、Κ19構(gòu)成的群組L13、由組塊Κ4、Κ8、Κ12、 Κ16、Κ20構(gòu)成的群組L14，將群組Lll和群組L13預(yù)先分配給多用戶分集區(qū)域、將群組L12 和群組L14預(yù)先分配給頻率分集區(qū)域。從而，在終端14中如果與圖10情況同樣地采用群組Lll中包含的組塊的共通導(dǎo)頻信號CPICH計算傳播路徑的傳遞函數(shù)，則可觀測傳遞函數(shù)C21的頻帶Π的區(qū)域。同樣， 如果采用群組L12中所包含的組塊的共通導(dǎo)頻信號CPICH計算傳播路徑的傳遞函數(shù)，則可觀測傳遞函數(shù)C22的頻帶f2的區(qū)域，如果采用群組L13中所包含的組塊的共通導(dǎo)頻信號 CPICH計算傳播路徑的傳遞函數(shù)，則可觀測傳遞函數(shù)C21的頻帶f3的區(qū)域，如果采用群組 L14中所包含的組塊的共通導(dǎo)頻信號CPICH計算傳播路徑的傳遞函數(shù)，則可觀測傳遞函數(shù) C22的頻帶f4的區(qū)域。從而，當(dāng)作為從各終端向基站通知的傳送速率報告值CQI (Channel Quality Indicator)中所包含的信息，發(fā)送了每個組塊的接收信號品質(zhì)等的情況下，如果是終端 12，則在基站中對群組Lll和群組L13、也就是傳遞函數(shù)Cll的頻帶Π和傳遞函數(shù)Cll的頻帶f3中哪一方的接收信號品質(zhì)更好進(jìn)行比較的結(jié)果，基站將群組Lll (或者Π)分配給終端12，并發(fā)送信號。同樣，如果是終端14，則在基站中對群組Lll和群組L13、也就是傳遞函數(shù)C21的頻帶Π和傳遞函數(shù)C21的頻帶f3中哪一方的接收信號品質(zhì)更好進(jìn)行比較的結(jié)果，基站將群組L13(或者頻帶f3)分配給終端14，并發(fā)送信號。由此，當(dāng)在基站中按每個頻率分集區(qū)域、多用戶分集區(qū)域，對每個發(fā)送天線附加不同的延遲時間的情況下，預(yù)先確定頻率分集區(qū)域、多用戶分集區(qū)域，對其中所包含的共通導(dǎo)頻信號也附加所述不同的延遲時間，根據(jù)來自終端的傳送速率報告值CQI，進(jìn)行調(diào)度，從而也能夠?qū)Ω鹘K端分配適當(dāng)?shù)慕M塊，并可得到充分的多用戶分集效應(yīng)。下面，說明對來自至少一個天線的發(fā)送信號的初始相位，以每個在時間軸上空隙 (TTI !Transmission Time Interval)或者按多個空隙的每一個，改變的情況。圖12表示圖10中的組塊Kl到組塊K4的終端12的實(shí)際的傳播路徑的傳遞函數(shù)。 組塊Kl和組塊K3，群組Lll和群組L13、即采用了用于得到多用戶分集效應(yīng)的延遲時間，因此在頻帶Π和頻帶f3下傳播路徑的傳遞函數(shù)的頻率變動的間距大。另一方面，組塊K2和組塊K4，群組L12和群組L14、即采用了用于得到頻率分集效應(yīng)的延遲時間，因此在頻帶f2 和頻帶f4下傳播路徑的傳遞函數(shù)的頻率變動的間距比頻帶H、頻帶f3更小。終端12以外的終端中的傳播路徑的傳遞函數(shù)也同樣在頻帶f2和頻帶f4下頻率變動的間距比頻帶H、頻帶f3更小，如上所述，多路徑的相位差因終端的位置而不同，所以，傳遞函數(shù)的頻率特性的最高點(diǎn)(upper peak)和最低點(diǎn)(lower peak)的位置因各個終端而不同。圖13示出了在時間軸上按每個空隙對從至少一個天線發(fā)送的信號的初始相位進(jìn)行切換的情形。須指出的是，下面說明交替切換兩種初始相位的情況，但是本發(fā)明只要初始相位的種類為兩種或者超過兩種的數(shù)便可應(yīng)用。如圖13的下方的圖所示，組塊Kl到組塊K4和組塊K9到組塊K12，設(shè)初始相位為第I相位pl，組塊K5到組塊K8和組塊K13到組塊K16，設(shè)初始相位為第2相位p2。此時，設(shè)終端12中的初始相位為相位pl時的傳遞函數(shù)的頻率特性和設(shè)終端12中的初始相位為相位Pl時的傳遞函數(shù)的頻率特性，成為如圖13的上部的圖所示的頻率特性。 根據(jù)發(fā)送信號的初始相位，基于多路徑干擾的傳遞函數(shù)的最高點(diǎn)和最低點(diǎn)的位置移位。如上所述，根據(jù)各組塊中所插入的共通導(dǎo)頻信號來測定傳播路徑推定以及接收信號品質(zhì)等，但是各組塊的共通導(dǎo)頻信號也會受到多路徑干擾，因此，接收信號品質(zhì)因初始相位而不同的。當(dāng)傳播路徑的時間變動的速度慢時，如果按每個空隙交替地切換如圖13所示的兩種初始相位，則可按每個空隙交替地觀測如圖13所示的兩種頻率特性。如果改變初始相位，則提供用于得到多用戶分集效應(yīng)的延遲時間的區(qū)域與提供用于得到頻率分集效應(yīng)的延遲時間的區(qū)域和的接收電平(接收信號品質(zhì))的變動不同。圖 14示出了提供用于得到多用戶分集效應(yīng)的延遲時間的區(qū)域即頻帶fl和提供用于得到頻率分集效應(yīng)的延遲時間的頻帶f2的接收電平變動的一例。與圖13所示的同樣，組塊K1、K2、 Κ9、KlO的初始相位是相位pl，而組塊K5、K6、K13、K14的初始相位是相位p2。在頻帶fl下，為了得到多用戶分集效應(yīng)，采用了小的延遲時間，延遲時間所產(chǎn)生的傳遞函數(shù)的頻率變動的間距，與頻帶fl相比較大。在設(shè)初始相位為相位Pl時以及設(shè)為相位P2時，傳遞函數(shù)的最高點(diǎn)和最低點(diǎn)的位置會移位，在傳遞函數(shù)的頻率變動的間距較大的頻帶Π下，根據(jù)最高點(diǎn)處于主導(dǎo)地位還是最低點(diǎn)成為主導(dǎo)地位，而平均的接收功率大不相同。因此，如圖14的左圖所示，每當(dāng)切換初始相位時，接收電平大幅變動。須指出的是，
12當(dāng)傳播路徑的時間變動緩慢時，采用了相同的初始相位的組塊Kl和組塊K9的接收電平中不會產(chǎn)生很大的差異。還可以說，在組塊K5和組塊K13中也同樣。另一方面，在頻帶f2下為了得到頻率分集效應(yīng)采用了大的延遲時間，延遲時間所產(chǎn)生的傳遞函數(shù)的頻率變動的間距相對于頻帶Π小。在該情況下，也會因改變初始相位而傳遞函數(shù)的最高點(diǎn)和最低點(diǎn)的位置移位，區(qū)域內(nèi)所包含的最高點(diǎn)和最低點(diǎn)的數(shù)不會發(fā)生很大的變動，因此，平均的接收功率也幾乎不會發(fā)生變動。因此，如圖14的右圖所示，即使切換初始相位，接收電平的變動也很小。S卩、通過在時間上切換初始相位，在采用尤其大的延遲時間的組塊中，可查找接收電平更高的初始相位。另外，由于因終端而傳播路徑環(huán)境不同，因此接收電平增大的初始相位不同。圖15 至圖17示出了請求分配多用戶分集用組塊的三種終端(圖9中的終端12、終端13、終端 14)中的傳送速率報告值CQI的一例。須指出的是，接收電平越大，可以請求越高的傳送速率。在圖15的上方的圖中示出了設(shè)初始相位為相位pl時以及設(shè)初始相位為相位p2 時的、終端12中的傳遞函數(shù)的頻率特性。如果設(shè)初始相位為相位pl，則頻帶H、頻帶f3(即組塊K1、K3、K9、Kll)中不存在最低點(diǎn)，因此如圖15的下方的圖所示那樣傳送速率報告值 CQI較大。另一方面，如果設(shè)初始相位為相位p2，則頻帶fl、頻帶f3(即組塊K5、K7、K13、 K15)中存在最低點(diǎn)，因此，與設(shè)初始相位為相位pl的情況相比，傳送速率報告值CQI更小。在圖16的上方的圖中示出了設(shè)設(shè)初始相位為相位pl時以及設(shè)初始相位為相位p2 時的、終端13中的傳遞函數(shù)的頻率特性。如果設(shè)初始相位為相位pl，則組塊K1、K3、K9、K11 中存在最低點(diǎn)，因此，如圖16的下方的圖所示那樣傳送速率報告值CQI小。另一方面，如果設(shè)初始相位為相位Ρ2，則組塊Κ5、Κ7、Κ13、Κ15中不存在最低點(diǎn)，因此，與設(shè)初始相位為相位 Pl的情況相比，傳送速率報告值CQI更大。在圖17的上方的圖中示出了設(shè)初始相位為相位pl時以及設(shè)初始相位為相位p2 時的、終端14中的傳遞函數(shù)的頻率特性。傾向類似于終端12，因此，如圖17的下方的圖所示那樣傳送速率報告值CQI的傾向也接近終端12的值。S卩、組塊K1、K3、K9、K11的傳送速率報告值CQI，比組塊Κ5、Κ7、Κ13、Κ15的傳送速率報告值CQI更大。如果使初始相位固定，則任一個終端短暫地維持接收電平小的狀態(tài)，因此請求低的傳送速率，結(jié)果，吞吐量就會下降。例如，如果考慮將初始相位固定在相位Pl的情況，則終端12和終端14維持接收電平良好的狀態(tài)，但是終端13維持接收電平不良的狀態(tài)。另一方面，如果考慮將初始相位固定在Ρ2的情況，則終端13維持接收電平良好的狀態(tài)，但是終端12和終端14維持接收電平不良的狀態(tài)。通過在時間上切換初始相位，可以解決此問題。下面說明在時間上切換初始相位時的基站調(diào)度。須指出的是，這里，說明在時間軸上循環(huán)切換初始相位的情況。各終端向基站報告各組塊的傳送速率報告值CQI。這里,傳送速率報告值CQI是本實(shí)施方式中的接收品質(zhì)信息。在基站中根據(jù)這些報告值進(jìn)行調(diào)度。這里，說明按每個幀進(jìn)行調(diào)度的情況。幀是由連續(xù)的多個空隙構(gòu)成的單位，包含規(guī)定長度的時間段的所有通信頻率。在基站中對從各終端報告的各初始相位中的傳送速率報告值CQI取平均,在各初始相位中的各區(qū)域(頻帶)中、根據(jù)平均傳送速率報告值CQI確定終端的優(yōu)先級。圖18示出了對終端12到終端14賦予優(yōu)先級的情形。圖18A示出了初始相位為相位pl時的、頻帶fl和頻帶f3中的優(yōu)先級。例如，組塊Kl和組塊K9中的終端12的傳送速率報告值CQI如圖15所示，分別為10和10，因此初始相位為相位Pl的頻帶fl中的終端12的平均傳送速率報告值CQI為10。同樣，組塊Kl 和組塊K9中的終端13的傳送速率報告值CQI如圖16所示，分別為I和1，因此初始相位為相位Pl的頻帶fl中的終端13的平均傳送速率報告值CQI為I ;組塊Kl和組塊K9中的終端14的傳送速率報告值CQI如圖17所示，分別為7和6，因此初始相位為相位pl的頻帶fl中的終端14的平均傳送速率報告值CQI為6. 5。從而，初始相位為相位pl的頻帶fl 中的平均傳送速率報告值CQI以高到底的順序?qū)K端賦予優(yōu)先級時，按優(yōu)先級高的順序， 依次為終端12、終端14、終端13。同樣，在初始相位為相位pl的頻帶f3中，按優(yōu)先級高的順序，依次為終端14、終端12、終端13。而且，如圖18B所示，在初始相位為相位p2的頻帶 fl中，按優(yōu)先級高的順序，依次為終端13、終端14、終端12，在初始相位為相位p2的頻帶f3 中，按優(yōu)先級高的順序，依次為終端13、終端12、終端14。圖19示出了如圖18A、圖18B所示的優(yōu)先級下的調(diào)度的一例。如上所述，這里，說明按每個幀進(jìn)行調(diào)度的情況。在進(jìn)行調(diào)度的幀中，假設(shè)從傳送速率的合計值低的終端起依次分配組塊。第一循環(huán)是從終端12起依次進(jìn)行分配。首先對終端12分配終端12的優(yōu)先級最高的初始相位為相位Pl且頻帶為頻帶π的組塊Kl。接下來，對終端13分配終端13的優(yōu)先級最高的初始相位為相位P2且頻帶為頻帶f3的組塊K7。接下來，對終端14分配終端14 的優(yōu)先級最高的初始相位為相位Pl且頻帶為頻帶f3的組塊K3。這里，就對各終端所分配的組塊中的平均傳送速率的合計值而言，終端12為10、終端13為6、終端14為9. 5。如果第一循環(huán)結(jié)束，則從平均傳送速率的合計值小的終端起依次分配組塊。于是，接下來對終端 13分配終端13的優(yōu)先級最高的初始相位為相位p2且頻帶為頻帶f3的組塊K15。這里，終端13的平均傳送速率的合計值是12，因此接下來對平均傳送速率的合計值的最小的終端 14分配終端14的優(yōu)先級最高的初始相位為相位pl且頻帶為頻帶f3的組塊KU。同樣，對終端12分配組塊K9，對終端13分配組塊K5和組塊K13。在進(jìn)行這種調(diào)度時，由于在終端間的傳送速率之差變小，因此可以實(shí)現(xiàn)公平的調(diào)度。圖20示出了如圖18所示的優(yōu)先級下的按每個幀的調(diào)度的其他一例。在進(jìn)行調(diào)度
的幀中，按組塊K1、K3、K5、K7、K9.....K15的順序，依次將組塊分配給終端在。各組塊中，
依次分配優(yōu)先級高的終端。此時，當(dāng)將高優(yōu)先級的終端作為發(fā)送目的地的數(shù)據(jù)的分配已結(jié)束的情況下，分配優(yōu)先級次高的終端。組塊Kl，由于初始相位為相位pl且頻帶為頻帶fl，因此根據(jù)圖18的優(yōu)先級分配終端12。組塊K3，由于初始相位為相位pl且頻帶為頻帶f3，因此根據(jù)圖18的優(yōu)先級分配終端14。這里，假設(shè)以終端14為發(fā)送目的地的數(shù)據(jù)已結(jié)束。接下來、組塊K5，由于初始相位為相位P2且頻帶為頻帶Π，因此根據(jù)圖18的優(yōu)先級分配終端13。同樣，對組塊K7分配終端13，對組塊K9分配終端12。在組塊Kll中優(yōu)先級最高的終端是終端14，然而，如上所述那樣由于以終端14為發(fā)送目的地的數(shù)據(jù)已結(jié)束，因此分配優(yōu)先級次高的終端12。對組塊K13根據(jù)圖18的優(yōu)先級分配終端13。這里，假設(shè)終端13為發(fā)送目的地的數(shù)據(jù)已結(jié)束。最后，在K15中優(yōu)先級最高的終端是終端13，然而，由于以終端13為發(fā)送目的地的數(shù)據(jù)已結(jié)束，因此分配優(yōu)先級次高的終端12。在進(jìn)行這種調(diào)度時，從優(yōu)先級高的終端、即傳送速率高的終端起依次分配，因此系統(tǒng)吞吐量提聞。這樣，在本實(shí)施方式中，基于按每隔兩個空隙將初始相位的大小設(shè)定為相同值這樣的本實(shí)施方式中的初始相位的調(diào)度，對各終端分配組塊。以上例示了調(diào)度方法，但是也可以采用除此以外的調(diào)度。在該情況下，通過在時間上切換相位，在時間上傳播路徑變動變得很大，可得到防止接收電平不良的狀況持續(xù)的効
果O這樣，通過在時間上切換初始相位，可防止接收電平不良的狀況持續(xù)。此外，通過進(jìn)行如上所述的調(diào)度，對各終端可分配接收電平良好的組塊。即、通過在時間上切換初始相位，接收電平的時間變動變得很大，因此可得到時間軸上的多用戶分集效應(yīng)。這里，從因接收電平的時間變動變得很大而得到多用戶分集效應(yīng)這樣的觀點(diǎn)出發(fā)，說明了針對用于得到多用戶分集效應(yīng)的區(qū)域，在時間上切換初始相位的優(yōu)點(diǎn)。然而，如上所述，在頻率分集區(qū)域中由于切換初始相位的優(yōu)點(diǎn)小，因此也可以僅對用于得到多用戶分集效應(yīng)的區(qū)域采用初始相位在時間上的切換，即使不區(qū)分頻率分集區(qū)域/多用戶分集區(qū)域而應(yīng)用，可得到提高多用戶分集的性能的効果。須指出的是，在本實(shí)施方式中說明了在頻率方向上進(jìn)行延遲時間的分組，而且初始相位在頻率方向上恒定，但是不限于此。也可以按幀內(nèi)的每個組塊來選擇延遲時間，即使在同一時刻中按每個組塊采用不同的初始相位，也可得到同樣的効果。另外，如圖21所示，考慮根據(jù)來自各終端的接收電平報告值，來自適應(yīng)控制采用各初始相位的組塊數(shù)的比率。在圖21的示例中采用了相位pl時的傳送速率報告值CQI比采用了相位P2時的傳送速率報告值CQI更大，因此使相位pl的比率較大。這樣，通過使報告了更高的接收電平報告值的初始相位的比率較大，可提高系統(tǒng)吞吐量。[第2實(shí)施方式]在第I實(shí)施方式中說明了按每個幀進(jìn)行調(diào)度的情況，然而在本實(shí)施方式說明按每個空隙進(jìn)行調(diào)度的情況。圖22示出了切換初始相位的情形。調(diào)度的延遲即往返時間(round trip times) RTT時4個空隙。即、根據(jù)終端所接收的空隙來生成傳送速率報告值CQI，向本實(shí)施方式中的發(fā)送機(jī)即基站通知傳送速率報告值CQI，在基站中通過以該傳送速率報告值CQI為基礎(chǔ)的調(diào)度被分配到終端的空隙是從生成該傳送速率報告值CQI時所參照的空隙起第4個空隙。 另一方面，在圖22中初始相位的巡回切換的時間周期Tco是2個空隙。即、任意的空隙與該空隙的2個空隙后的空隙是同一初始相位。從而，時間周期Tco是往返時間RTT的2分之一 O這樣，在本實(shí)施方式中，將時間周期Tco設(shè)定為往返時間RTT的自然數(shù)分之一，來切換初始相位。即、關(guān)注一個頻率信道時，初始相位的種類的最大值是往返時間RTT的空隙數(shù)。
例如，圖9的終端12如圖22所示，測定設(shè)初始相位為相位pl的屬于群組Lll的組塊Kl和屬于群組L13的組塊K3的接收信號品質(zhì)，計算出組塊Kl和組塊K3中的傳送速率報告值CQI,向基站報告?；净谒鶊蟾娴膫魉退俾蕡蟾嬷礐QI,進(jìn)行同樣設(shè)初始相位為相位Pl的屬于群組Lll的組塊K17和屬于群組L13的組塊K19的調(diào)度，并根據(jù)所報告的傳送速率，對數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制、編碼后加以發(fā)送。組塊Kl和組塊K17、以及組塊K3和組塊K19 各自采用相同的初始相位和延遲時間，因此，當(dāng)傳播路徑的時間變動較小時，接收信號品質(zhì)不會大幅變動。因此，可實(shí)現(xiàn)有效的調(diào)度。圖23示出了接收電平的時間變動和調(diào)度的往返時間RTT的關(guān)系的一例。這里，僅僅示出了頻帶fl的情況，但是假設(shè)在其他頻帶中也同樣進(jìn)行調(diào)度。對終端12而言，與頻帶fl中采用了相位Pl的情況相比，采用了相位P2時的接收電平更小。接收電平的大幅變動是因初始相位的切換而產(chǎn)生的，因此接收電平的大幅變動的周期依賴于初始相位切換周期。在該情況下，以2個空隙周期采用相位pl和相位p2，因此，接收電平也在2個空隙周期下大幅變動。根據(jù)各組塊中的接收電平所計算出的傳送速率報告值CQI用于4個空隙后的組塊中的調(diào)度。圖24示出了終端12和終端13的接收電平變動的情形的一例。終端13，與終端12相比，與基站之間的距離更大，因此，就平均的接收電平而言， 終端12比終端13更大。然而，切換相位時按每個空隙的接收電平可能會反轉(zhuǎn)。在圖24所示的示例中，當(dāng)初始相位為相位Pl時，終端13的接收電平比終端12更小，另一方面，當(dāng)初始相位為相位p2時，終端13的接收電平比終端12更大。就組塊Kl中的接收電平而言，終端12比終端13更大，因此對組塊Kl的終端的傳送速率報告值CQI而言終端12的傳送速率報告值CQI是更高的值。在采用此傳送速率報告值CQI進(jìn)行調(diào)度時，傳送速率高的終端12 的優(yōu)先級更高，因此，對往返時間RTT后的組塊K17分配終端12。組塊K17，與組塊Kl同樣采用相位pl，因此終端12的接收電平比終端13的接收電平高，從而能夠滿足必要錯誤率、 且以高効率進(jìn)行數(shù)據(jù)傳送。同樣，對基于組塊K5所調(diào)度的組塊K21分配終端13。其結(jié)果， 對組塊K21也可分配接收電平更高的終端。這樣，通過對初始相位以本實(shí)施方式中的規(guī)定時間周期Tco進(jìn)行切換，使傳遞函數(shù)的時間變動變得很大?；诖顺跏枷辔磺袚Q的時間周期Tco為本實(shí)施方式中的往返時間 (調(diào)度的延遲)的4個空隙的2分之一即2個空隙這樣的本實(shí)施方式中的初始相位的調(diào)度， 基站對各終端分配組塊，因此可對各終端公平地分配組塊。另外，由于分配給接收電平高的初始相位，因此在時間軸方向可得到多用戶分集效應(yīng)且可期待系統(tǒng)吞吐量的提高効果。另一方面，在不考慮調(diào)度的往返時間RTT而進(jìn)行初始相位的切換時，有可能根據(jù)采用了相位Pl的組塊中的傳送速率報告值CQI，進(jìn)行采用了相位p2的組塊中的調(diào)度。在該情況下，由于成為調(diào)度的基礎(chǔ)的組塊與作為調(diào)度對象的組塊的初始相位不同，因此傳播路徑的傳遞系數(shù)的形狀不同，有可能兩者的接收信號品質(zhì)大不相同。例如，當(dāng)成為調(diào)度的基礎(chǔ)的組塊的接收信號品質(zhì)良好且作為調(diào)度對象的組塊的接收品質(zhì)不良時，就會分配傳播路徑特性不良的終端，因此錯誤率增大。另外，當(dāng)成為調(diào)度的基礎(chǔ)的組塊的接收信號品質(zhì)不良且作為調(diào)度對象的組塊的接收品質(zhì)良好時，無法分配接收品質(zhì)良好的終端，因此頻率利用効率就會降低。這樣，通過將時間周期Tco設(shè)定為往返時間RTT的自然數(shù)分之一，從而通過切換初始相位而可得到系統(tǒng)吞吐量提高効果或者使終端的調(diào)度的公平度增大的効果的同時，可實(shí)現(xiàn)最佳的調(diào)度。另外，與第I實(shí)施例相比，以時間上短的周期進(jìn)行調(diào)度，因此雖然運(yùn)算量增大，但是可進(jìn)行跟蹤時間變動的調(diào)度。以上，作為調(diào)度方法說明了分配傳送速率報告值CQI高的終端的方法，但是通過采用比例公平(proportional fairness)法,進(jìn)一步對各終端公平地分配組塊。S卩、通過初始相位切換，傳遞函數(shù)的時間變動變得很大，因此對于傳遞函數(shù)的時間平均值的瞬時值的值也產(chǎn)生大幅變動。因此，與基站的距離非常遠(yuǎn)的平均接收電平小的終端也有可能對于傳遞函數(shù)的時間平均值的瞬時值的值變大，因此可得到分配機(jī)會。須指出的是，在本實(shí)施方式中說明了在頻率方向上進(jìn)行延遲時間的分組、且初始相位在頻率方向上恒定的情況，但不限于此。如圖25所示，也可以按幀內(nèi)的每個組塊來選擇延遲時間，即使在同一的時刻中按每個組塊采用了不同的初始相位時，只要滿足以組塊為單位在調(diào)度的往返時間RTT周期下延遲時間以及初始相位的雙方相同這樣的條件，則可得到與上述同樣的効果。[第3實(shí)施方式]在本實(shí)施方式中示出與初始相位的切換方法相關(guān)的具體例。圖26示出了兩個信號的相位差和合成信號的復(fù)振幅的關(guān)系的一例。當(dāng)信號I與信號2的相位差為O時、即表示信號I和信號2的復(fù)振幅的矢量方向相同時,合成信號的振幅成為最大值。隨著信號I和信號2的相位差逐漸增大，合成信號的振幅逐漸變小，當(dāng)相位差為π的時成為最小值。進(jìn)一步，如果相位差大于η則合成信號的振幅增大，當(dāng)相位差為2 π時再次成為最大值。這樣，兩個信號的合成信號的振幅，相對于兩個信號的相位差以2 π的周期發(fā)生變動。例如，作為想要以2天線來在時間上切換四種初始相位時，使時間上的變動增大的方法，可考慮對天線間的初始相位差在O、π /2、π、3 π /2的四種類型中切換的方法。圖27示出在時間上切換使用此四種初始相位的示例。每當(dāng)使相位差變化π /2時， 傳遞函數(shù)的最高點(diǎn)以及最低點(diǎn)的位置，每次移位最高點(diǎn)以及最低點(diǎn)的間距的4分之一，相位差成為π，則成為相位差為O時的傳遞函數(shù)的最高點(diǎn)的位置和最低點(diǎn)的位置逆轉(zhuǎn)的頻率特性。此外，如果相位差成為3 π/2,則成為相位差為π/2時的傳遞函數(shù)的最高點(diǎn)的位置和最低點(diǎn)的位置逆轉(zhuǎn)的頻率特性。一般，當(dāng)切換使用η種初始相位時，采用O到每隔2 π /n的2 π (l_l/n)為止的η 種相位差的初始相位，從而可以使各個初始相位的傳遞函數(shù)的最高點(diǎn)以及最低點(diǎn)的移位寬度均勻地最大化。須指出的是，圖27示出了隨著時間的推移按照O、Ji /2、π ,3 Ji/2的順序切換初始相位差的情況，但不限于此。另外，說明了初始相位在頻率方向上恒定的情況，但不限于此。只要滿足以組塊為單位在調(diào)度的往返時間RTT周期下延遲時間以及初始相位的雙方相同的條件即可。例如，不是固定一個初始相位，而是對提供給2個天線的初始相位進(jìn)行雙方切換，第一個初始相位按O、^ /2、π、3 π /2的順序進(jìn)行切換,而第2個初始相位按O、η、 2 π >3 π的順序進(jìn)行切換,從而,隨著時間的推移,該差值成為O、π/2、3 、3π/2。另外，在本實(shí)施方式中說明了采用2個發(fā)送天線的情況，但是通過切換至少一個天線的初始相位，在采用超過2個以上發(fā)送天線的情況下也可得到同樣的効果。例如，考慮當(dāng)采用4個發(fā)送天線時，也可以通過上述的方法切換其中一個天線的初始相位、或者對第I天線和第2天線的初始相位不進(jìn)行切換而對第3天線和第4天線的初始相位按照使與第I天線和第2天線的初始相位和的相位差成為O、π /2、π、3 π /2的順序切換初始相位等各種切換方法。如果終端的接收電平的時間變動變大，則可得到如上所述的時間軸上的多用戶分集效應(yīng)。當(dāng)然，本實(shí)施方式中的初始相位的選擇方法可適用于第I實(shí)施方式々第2實(shí)施方式。[第4實(shí)施方式]在本實(shí)施方式中，包括結(jié)構(gòu)等在內(nèi)，參照

所述第I實(shí)施方式至第3實(shí)施方式的動作。圖28示出了本實(shí)施方式中的發(fā)送機(jī)即基站裝置的結(jié)構(gòu)?；狙b置包括分組數(shù)據(jù)匯聚協(xié)議 F1DCP (Packet Data Convergence Protocol)部 15、無線鏈路控制 RLC (Radio Link Control)部 16、介質(zhì)訪問控制 MAC(Media Access Control)部 17 和物理層 18。分組數(shù)據(jù)匯聚協(xié)議HXP部15接收IP分組，對其報頭進(jìn)行壓縮(compress)等，并且向無線鏈路控制RLC(RadioLinkControl)部16傳輸，另外，為了使從無線鏈路控制RLC 部16接收的數(shù)據(jù)成為IP分組的，對其報頭進(jìn)行解壓縮(decompress)。無線鏈路控制RLC部16將從分組數(shù)據(jù)匯聚協(xié)議TOCP部15接收的數(shù)據(jù)傳輸?shù)浇橘|(zhì)訪問控制MAC部17，另一方面，將從介質(zhì)訪問控制MAC部17傳來的數(shù)據(jù)傳輸?shù)椒纸M數(shù)據(jù)匯聚協(xié)議F1DCP部15。介質(zhì)訪問控制MAC部17進(jìn)行自動重傳請求ARQ (Automatic Repeat reQuest)處理、調(diào)度處理、數(shù)據(jù)的結(jié)合/分解、物理層部18的控制，將從無線鏈路控制RLC 部16接受的數(shù)據(jù)傳輸?shù)轿锢韺硬?8，另一方面，將從物理層部18傳來的數(shù)據(jù)傳輸?shù)綗o線鏈路控制RLC部16。物理層部18基于介質(zhì)訪問控制MAC部17的控制，將介質(zhì)訪問控制MAC 部17傳來的傳送數(shù)據(jù)變換為無線發(fā)送信號，并且向介質(zhì)訪問控制MAC部17轉(zhuǎn)發(fā)無線接收信號。另外，介質(zhì)訪問控制MAC部17具備與基站進(jìn)行通信的各終端；用于確定采用哪個分配組塊進(jìn)行通信的調(diào)度器19;和發(fā)送電路控制部20，基于從所述調(diào)度器19通知的組塊的分配信息，采用子載波分配信息來控制發(fā)送電路部21，并且采用頻率分集/多用戶分集通知信號，與頻率分集區(qū)域、多用戶分集區(qū)域?qū)?yīng)地控制天線間的最大延遲時間，此外，采用初始相位信息來控制各天線的初始相位(或者僅為天線間的初始相位差)。另外，物理層部18具備對通過發(fā)送電路控制部20的控制從介質(zhì)訪問控制MAC部 17所通知的數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，并且向射頻變換部23通知的發(fā)送電路部21 ;將從發(fā)送電路部傳來的發(fā)送信號變換為射頻信號，將由天線部24 26接收的接收信號變換為可在接收電路部22中處理的頻帶的頻率變換部23 ;對來自射頻變換部23的輸出進(jìn)行解調(diào)后，傳給介質(zhì)訪問控制MAC部17的接收電路部22 ;將從頻率變換部23傳來的發(fā)送信號向無線空間發(fā)送， 接收無線空間中的信號并輸出到射頻變換部23的天線部24 26。這樣，本實(shí)施方式中的發(fā)送部具備發(fā)送電路控制部20、發(fā)送電路部21、射頻變換部23。須指出的是，關(guān)于各個構(gòu)成要素的詳細(xì)的功能，除了調(diào)度器部19、發(fā)送電路控制部 20以及發(fā)送電路部21以外，已記載在下述(I)的文獻(xiàn)中。(I) 3GPP 投稿R2-051738、，，Evolution of Radio Interface Protocol Architecture，，、3GPP、TSGRANWG2AdHoc、R2_051738、2005 年 6 月
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接下來，詳細(xì)地敘述所述介質(zhì)訪問控制MAC部17中調(diào)度處理的一例。如圖28所示，介質(zhì)訪問控制MAC部17包括本實(shí)施方式中的調(diào)度部即調(diào)度器部19，調(diào)度器部19如圖 29所示，執(zhí)行下述步驟收集從各終端發(fā)送的傳送速率報告值CQI中所包含的傳送速率信息MCS的步驟T2 ;從傳送速率高的終端起依次進(jìn)行組塊的分配的步驟T3 ;向發(fā)送電路控制部20通知所述步驟T3中所得到的組塊的分配信息的步驟T4 ;如果預(yù)定發(fā)送下一幀(或者空隙)則返回到步驟T2，如果沒有預(yù)定發(fā)送則進(jìn)入步驟T6的步驟T5 ;結(jié)束調(diào)度器的處理的步驟T6。這里，本實(shí)施方式中構(gòu)成接收品質(zhì)信息的傳送速率信息是由構(gòu)成本實(shí)施方式中品質(zhì)信息接收部的射頻變換部23、接收電路部22以及介質(zhì)訪問控制MAC部17取得，并通知給調(diào)度器部19。在本實(shí)施方式中假設(shè)從終端向基站通知傳送速率信息MCS(Modulation and Coding Scheme)，但是所述傳送速率信息MCS具有表示某終端從基站接收的接收信號的品質(zhì)的作用，因此除了所述傳送速率信息MCS以外，也可以是平均SINR(Signal to Interference and Noise Ratio)等可知接收信號的品質(zhì)的信息。另外，調(diào)度器部19的步驟T5中被通知了組塊的分配信息的發(fā)送電路控制部20根據(jù)所述組塊的分配信息，在發(fā)送下一幀時，采用子載波分配信息信號，對發(fā)送電路部22進(jìn)行控制。接下來，在圖30中表示圖29的傳送速率信息MCS的一例。如圖30所示，表的左端的傳送速率信息MCS(1 10的序號)對應(yīng)于調(diào)制方式以及糾錯的編碼率。換言之，傳送速率信息MCS還對應(yīng)于表右端的傳送速率，傳送速率信息MCS的序號越大，表示從終端請求越高的傳送速率的通信。接下來，圖31示出了詳細(xì)描述圖29的發(fā)送電路部21的結(jié)構(gòu)的圖。如圖31所示， 發(fā)送電路部21包括進(jìn)行面向各用戶的信號處理的每個用戶信號處理部IlOxUlOy ;生成終端中傳播路徑推定等中使用的導(dǎo)頻信號，并輸入到子載波分配部130的導(dǎo)頻信號生成部 120 ;將每個用戶信號處理部IlOxUlOy輸出以及導(dǎo)頻信號生成部120輸出分配給各子載波的子載波分配部130 ;進(jìn)行按每個天線的信號處理的每個天線信號處理部140a、140b、 140c。每個用戶信號處理部IlOx包括進(jìn)行發(fā)送數(shù)據(jù)的糾錯編碼的糾錯編碼部111 ； 針對糾錯編碼部輸出，進(jìn)行 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等調(diào)制處理的調(diào)制部112。每個用戶信號處理部IlOxUlOy的輸出在根據(jù)從發(fā)送電路控制部20 (參照圖28) 通知的子載波分配信息對適當(dāng)?shù)淖虞d波進(jìn)行分配的子載波分配部130中，被分配到適當(dāng)?shù)淖虞d波后，輸出到每個天線信號處理部140a、140b、140c。另外，此時子載波分配部130還具有對圖31所示的共通導(dǎo)頻信道的位置(子載波)分配導(dǎo)頻信號生成部120輸出的功能。在每個天線信號處理部140a中將子載波分配部130的輸出輸入到相位旋轉(zhuǎn)部 141，對每個子載波進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)Θ m的乘法運(yùn)算，輸出到IFFT部(傅立葉反變換部)142。 接下來，包括將IFFT部142的輸出進(jìn)行并行串行變換的并行串行變換部143 ;對于并行串行變換部143的輸出附加保護(hù)間隔的GI附加部144 ;從61附加部144的輸出中只提取所期望頻帶的信號的濾波器部145 ;對濾波器部145的輸出進(jìn)行數(shù)字/模擬變換的D/A變換部 146。另外，每個天線信號處理部140b、140c也采用同樣的結(jié)構(gòu)，每個天線信號處理部140a、140b、140c的輸出各自通過進(jìn)行射頻的頻率變換的射頻變換部23 (參照圖28)，輸出到天線 24、天線25、天線26(參照圖28)，作為無線信號加以發(fā)送。須指出的是，假設(shè)相位旋轉(zhuǎn)部141中附加相位旋轉(zhuǎn)時的相位旋轉(zhuǎn)為0m = 2 31 fm · (η-1)τ+φ。其中，fm是第O個子載波和第m個子載波的頻率間隔，以fm = m/Ts來表不。另外，Ts表不OFDM符號的符號長度(時間)。(n-1) T表不相對于第一個天線的第η 個天線中的循環(huán)延遲時間的大小。此循環(huán)延遲時間構(gòu)成本實(shí)施方式中的延遲。此外，Φ是初始相位。另外，由于特定的子載波在某組塊中使用、也就是頻率分集區(qū)域或者多用戶分集區(qū)域的某一方中使用，因此從控制發(fā)送電路部21的發(fā)送電路控制部20 (參照圖28)利用頻率分集/多用戶分集通知信號通知頻率分集區(qū)域或者多用戶分集區(qū)域中使用的情況，基于此改變上述延遲時間Τ。另外,用于一個或者多個空隙每一個或者組塊每一個中應(yīng)用的初始相位也被從控制發(fā)送電路部21的發(fā)送電路控制部20 (參照圖28)通知的初始相位控制信號所控制，基于此信號，一個或者多個空隙每一個或者組塊每一個的初始相位Φ被切換。在圖31中描述了用戶數(shù)2、天線數(shù)3的情況，但是除此以外也可以實(shí)現(xiàn)同樣的結(jié)構(gòu)。另外，當(dāng)按每個天線發(fā)送被摻雜了按每個天線、按每個扇區(qū)、按每個基站確定的特定的擾碼的信號時，在天線端不能簡單地視為只延遲了其他天線的信號，但是這種情況也包含于本實(shí)施方式以及所述實(shí)施方式中記載的延遲的范疇內(nèi)。[第5實(shí)施方式]在本實(shí)施方式中示出了第4實(shí)施方式中的發(fā)送電路部21的結(jié)構(gòu)的另一例。圖32 示出了本實(shí)施方式相關(guān)的發(fā)送電路部21的模塊結(jié)構(gòu)。發(fā)送電路部21包括每個用戶信號處理部210x、210y、導(dǎo)頻信號生成部220、以及進(jìn)行按每個天線的信號處理的每個天線信號處理部 230a、230b、230c。每個用戶信號處理部210x包括進(jìn)行發(fā)送數(shù)據(jù)的糾錯編碼的糾錯編碼部211 ;對糾錯編碼部輸出進(jìn)行QPSKU6QAM等調(diào)制處理的調(diào)制部212 ;基于從上位層通知的子載波分配信息，對適當(dāng)?shù)淖虞d波分配分配調(diào)制部212的輸出的子載波分配部213 ;對子載波分配部 213的輸出進(jìn)行頻率時間變換的IFFT(傅立葉反變換)部214 ;對IFFT部214的輸出進(jìn)行并行串行變換的并行串行變換部215 ;對并行串行變換部215輸出按每個天線附加不同的延遲的循環(huán)延遲附加部216。須指出的是，來自循環(huán)延遲附加部216的輸出分別輸出到每個天線信號處理部230a、230b、230c。此外，假設(shè)循環(huán)延遲附加部216通過從控制發(fā)送電路部21的發(fā)送電路控制部20(參照圖28)通知的頻率分集/多用戶分集通知信號以及初始相位信息，按每個天線提供分別不同的延遲以及初始相位。對于細(xì)節(jié)，與前述的各實(shí)施方式中記載的內(nèi)容相同。每個天線信號處理部230a包括通過對從每個用戶信號處理部210x、210y輸出到每個天線信號處理部230a的信號進(jìn)行合并來合成，進(jìn)一步對導(dǎo)頻信號生成部中所生成的導(dǎo)頻符號進(jìn)行復(fù)用的合成部231 ;對合成部231的輸出附加保護(hù)間隔(GI)的GI附加部 232 ;從61附加部232輸出中只提取所期望頻帶的信號的濾波器部233 ;對濾波器部233的輸出進(jìn)行數(shù)字/模擬變換的D/A變換部234。另外，假設(shè)每個天線信號處理部230b、230c也采用同樣的結(jié)構(gòu)，并且假設(shè)每個天線信號處理部230a、230b、230c的輸出各自通過進(jìn)行射頻的頻率變換的射頻變換，輸出到天線24、天線25、天線26 (參照圖28)，作為無線信號加以發(fā)送。與第4實(shí)施方式同樣，本實(shí)施方式中也敘述了用戶數(shù)2、天線數(shù)3的情況，但是除此以外也可以實(shí)現(xiàn)同樣的結(jié)構(gòu)。另外，當(dāng)按每個天線發(fā)送被摻雜了按每個天線、按每個扇區(qū)、按每個基站確定的特定的擾碼的信號時，在天線端不能簡單地視為只延遲了其他天線的信號，但是這種情況也包含于本實(shí)施方式以及所述實(shí)施方式中記載的延遲的范疇內(nèi)。須指出的是，就初始相位以及延遲而言，在第4實(shí)施方式中是由相位旋轉(zhuǎn)部141來提供，而在第5實(shí)施方式中是由循環(huán)延遲附加部216來提供，發(fā)送電路部21中配備相位旋轉(zhuǎn)部和循環(huán)延遲附加部，初始相位可以由相位旋轉(zhuǎn)部來提供，延遲可以由循環(huán)延遲附加部來提供。同樣，初始相位可以由循環(huán)延遲附加部來提供，延遲可以由相位旋轉(zhuǎn)部來提供。以上參照附圖，詳細(xì)地敘述了本發(fā)明的實(shí)施方式，但是具體的結(jié)構(gòu)并不限于此實(shí)施方式，還包含不脫離本發(fā)明的要旨的范圍內(nèi)的設(shè)計變更等。工業(yè)實(shí)用性本發(fā)明的發(fā)送機(jī)可適用于移動電話等移動通信系統(tǒng)的基站裝置中。
權(quán)利要求
1.一種發(fā)送控制方法，是一種采用多個天線對所輸入的信號按成為輸出目標(biāo)的每個所述天線提供基于循環(huán)延遲而產(chǎn)生的延遲，并且按在頻率方向和時間方向規(guī)定的通信資源的每個區(qū)域，根據(jù)時間以及/或者頻率來切換初始相位以提供給所述所輸入的信號，從而能夠發(fā)送的基站的發(fā)送控制方法，該發(fā)送控制方法的特征在于，關(guān)于所述初始相位，按照與各個所述區(qū)域分別相鄰的各個所述區(qū)域即相鄰區(qū)域中的至少一個相鄰區(qū)域的初始相位與所述區(qū)域的初始相位不同的方式，按每個所述區(qū)域?qū)λ霭l(fā)送數(shù)據(jù)提供多個初始相位中的一個，對于向第η個所述天線進(jìn)行輸出且用頻率與第O號子載波相差fm的子載波進(jìn)行發(fā)送的所述信號，提供2 π fm · nT的相位旋轉(zhuǎn)作為所述延遲，其中T是規(guī)定時間。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的發(fā)送控制方法，其特征在于，從預(yù)先設(shè)定的多種初始相位的大小中選擇所述初始相位的大小。
3.根據(jù)權(quán)利要求I或2所述的發(fā)送控制方法，其特征在于，對向第η個所述天線輸出的所述信號提供Φη的相位旋轉(zhuǎn)作為所述初始相位，在相同的時間及通信頻率下所述Φη與作為對于第O號所述天線提供的作為初始相位的相位旋轉(zhuǎn) ΦO之差，取K種數(shù)值之一，所述K種數(shù)值分別是2 π k/K，其中K是自然數(shù)，k的取值是k = O、I、2、· · ·、K-I ο
4.一種向移動站發(fā)送數(shù)據(jù)的基站裝置，其特征在于，該基站裝置根據(jù)權(quán)利要求I或2所述的發(fā)送控制方法來發(fā)送數(shù)據(jù)。
5.一種向移動站發(fā)送數(shù)據(jù)的基站裝置，其特征在于，該基站裝置根據(jù)權(quán)利要求3所述的發(fā)送控制方法來發(fā)送數(shù)據(jù)。
6.一種處理裝置，被使用于向移動站發(fā)送數(shù)據(jù)的基站裝置中，該處理裝置的特征在于，使所述基站執(zhí)行權(quán)利要求I或2所述的發(fā)送控制方法。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的處理裝置，其特征在于，所述處理裝置由多個處理部構(gòu)成。
8.—種處理裝置，被使用于向移動站發(fā)送數(shù)據(jù)的基站裝置中，該處理裝置的特征在于，使所述基站執(zhí)行權(quán)利要求3所述的發(fā)送控制方法。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的處理裝置，其特征在于，所述處理裝置由多個處理部構(gòu)成。
10.一種移動站，其特征在于，具備接收部，該接收部能夠接收根據(jù)權(quán)利要求I或2所述的發(fā)送控制方法由所述基站發(fā)送的數(shù)據(jù)。
11.一種移動站，其特征在于，具備接收部，該接收部能夠接收依據(jù)權(quán)利要求3所述的發(fā)送控制方法由所述基站發(fā)送的數(shù)據(jù)。
全文摘要
一種發(fā)送機(jī)，通過多個天線發(fā)送信號，所述發(fā)送機(jī)具有發(fā)送部，對于所輸入的信號，根據(jù)通信時間段切換相對于向至少一個所述天線的輸出的初始相位的大小，提供初始相位，并且按成為輸出目標(biāo)的每個所述天線以及每個通信時間段、或者每個通信頻率，提供延遲；和品質(zhì)信息接收部，從該通信對方的終端獲得由所述發(fā)送部發(fā)送的信號的接收品質(zhì)信息。
文檔編號H04B7/06GK102594422SQ20121002142
公開日2012年7月18日 申請日期2006年12月19日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月20日
發(fā)明者今村公彥, 山田良太, 野上智造 申請人:夏普株式會社