專利名稱：無線通信設(shè)備及系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總體上涉及軟件無線電系統(tǒng)，尤其是涉及射頻接口。
2.
背景技術(shù)：
理想情況下軟件無線電(SDR)允許所有的無線電參數(shù)都能通過其計(jì)算機(jī)軟件來動(dòng)態(tài)編程。無線電系統(tǒng)典型地包括諸如混頻器、濾波器、放大器、調(diào)制/解調(diào)器、檢測(cè)器等元件。在標(biāo)準(zhǔn)的無線電中，這些元件僅通過硬件來實(shí)現(xiàn)，其操作設(shè)置是預(yù)先設(shè)定的并且是不變的。在SDR中，操作參數(shù)可通過軟件來調(diào)整，從而使該SDR可以被用于各種不同的目的，并且可以在超過一種類型的無線網(wǎng)絡(luò)上使用。因此，SDR可以被用于多種應(yīng)用，包括軍事、緊急服務(wù)(如警察、消防、醫(yī)療救護(hù)等)、商用和民用。例如，武裝力量的不同分支部門(如陸軍和海軍)可以用不同類型的通信格式在不同頻率下工作。SDR向特定的用戶提供動(dòng)態(tài)更改SDR的能力，從而實(shí)現(xiàn)內(nèi)部服務(wù)通信。在另一個(gè)例子中，由不同移動(dòng)電話提供商所運(yùn)營的網(wǎng)絡(luò)可使用不同的頻率或者格式；當(dāng)用戶從一個(gè)網(wǎng)絡(luò)移動(dòng)到另外一個(gè)網(wǎng)絡(luò)的時(shí)候，SDR將對(duì)其自身動(dòng)態(tài)地進(jìn)行重新配置。如圖I (a)_l (d)所示，SDR可以用各種不同的形式要素來實(shí)現(xiàn)。圖I (a)示出了實(shí)現(xiàn)為典型移動(dòng)電話的SDR 1000，其具有揚(yáng)聲器400、麥克風(fēng)401、顯示器700和鍵盤輸入800。圖1(b)示出了 SDR的另一個(gè)例子，其除了麥克風(fēng)/揚(yáng)聲器400、鍵盤輸入800、顯示器700之外還可包括例如照相機(jī)850。圖1(c)示出了 SDR的另一形式要素。該實(shí)施例一般被稱為個(gè)人數(shù)字助理，可以為用戶提供移動(dòng)電話服務(wù)、無線互聯(lián)網(wǎng)接入、照相機(jī)、數(shù)字視頻或其他的服務(wù)。圖1(d)是商業(yè)設(shè)備的一個(gè)例子，其包括照相機(jī)850、條形碼閱讀器(未示出)、鍵盤及數(shù)據(jù)輸入部件(800，820)以及顯示器700。本技術(shù)領(lǐng)域技術(shù)人員很容易理解，本發(fā)明不應(yīng)被解釋為僅限于這里所提供的實(shí)施例。近年來，在電路結(jié)構(gòu)和處理技術(shù)方面的革新使得人們對(duì)帶寬、振蕩頻率、增益以及調(diào)制類型都獲得強(qiáng)大的可編程能力。但是，在天線及可能包含RF LNA、網(wǎng)絡(luò)匹配和/或RF頻段濾波器(通常是SAW濾波器)的接收機(jī)之間的接口的調(diào)諧仍然十分困難。在理想情況下，射頻接收機(jī)的天線接口應(yīng)能夠執(zhí)行三種功能(I)匹配天線阻抗，從而從天線提取盡可能最大的所需(帶內(nèi))信號(hào)功率并避免反射，(2)以低噪聲放大所需信號(hào)，以及(3)拒絕不需要的(帶外)干擾。但是，目前為獲得良好的阻抗匹配和對(duì)阻塞信號(hào)(blockers)的低敏感性而使用的結(jié)構(gòu)需要固有地與頻率高度相關(guān)的諧振結(jié)構(gòu)。因此，現(xiàn)有技術(shù)的一個(gè)缺點(diǎn)在于，要在寬的射頻調(diào)諧范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)上述目標(biāo)是很困難的。被考慮用來實(shí)現(xiàn)寬帶接收機(jī)(即能夠捕捉幾個(gè)間隔較寬的頻帶)的一種方法是并聯(lián)地采用多個(gè)窄帶前端。在某一時(shí)刻只能使用這些并聯(lián)接收機(jī)中的一個(gè)。已經(jīng)考慮到的另一種方式是采用一個(gè)寬帶接收機(jī)，該寬帶接收機(jī)在不同的頻帶內(nèi)對(duì)于干擾(帶外IIP3<0dBm)只有稍許拒絕能力。前一種方法會(huì)導(dǎo)致片上及片外領(lǐng)域的成本很高，而后一種方法對(duì)于很多應(yīng)用(例如移動(dòng)電話等)來說根本達(dá)不到必要的性能。因此，現(xiàn)有技術(shù)并不能提供高性能、高調(diào)諧范圍的SDR。
具有高性能(因而)窄帶直接轉(zhuǎn)換的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)通常包括(按照輸入信號(hào)路徑的順序)片外RF頻段濾波器、匹配網(wǎng)絡(luò)、低噪聲放大器(LNA)、混頻器、以及基帶電路。難以跨頻率調(diào)諧的元件是那些“看得到”射頻信號(hào)的元件；即在信號(hào)路徑上設(shè)置在混頻器上游的元件。本領(lǐng)域技術(shù)人員能夠理解的是，RF頻段濾波器拒絕頻外阻塞信號(hào)，該RF頻段濾波器通常使用諸如SAW濾波器的高Q值片外部件來實(shí)現(xiàn)。匹配網(wǎng)絡(luò)通常采用諧振LC網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)，把盡可能多的功率傳送到LNA。LNA吸收了射頻功率，并以盡可能低的噪聲將信號(hào)放大。事實(shí)上，LNA的一個(gè)良好定義就是能提供小于3dB噪聲系數(shù)的阻抗匹配的放大器(這是簡單的電阻匹配網(wǎng)絡(luò)所無法實(shí)現(xiàn)的)。當(dāng)采用第二種方法(即可寬調(diào)諧的接收機(jī))時(shí)，完全不采用RF頻段濾波器；而是用較低性能的寬帶LNA來代替RF頻段濾波器。對(duì)LNA進(jìn)行匹配，以傳送較高的功率，就像第一種方法所實(shí)現(xiàn)的那樣。從原理上講，直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)除了為實(shí)現(xiàn)功能所需的混頻器和本地振蕩器之外不需要任何射頻部件。事實(shí)上，早期的零差接收機(jī)只包括這些部件；天線被直接連接到混頻器，而不使用射頻LNA。然而，為了提供天線阻抗匹配，這種方法需要在天線和混頻器之間增加一些額外的元件。如上所述，LC阻抗匹配電路是和頻率相關(guān)的，因此，在本質(zhì)上是窄帶的。此外，這種方法并不提供任何抗帶外干擾的能力。因此，需要有一種寬帶可編程的軟件無線電(SDR)接收機(jī)，它能夠解決上述方法中所存在的問題。尤其是需要有這樣一種SDR，其能夠解決與阻抗匹配、噪聲系數(shù)、以及抗帶外干擾相關(guān)的問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明通過提供一種具有基帶可編程RF帶通濾波器(BPF)的軟件無線電(SDR)接收機(jī)來解決上述需求，并實(shí)現(xiàn)了復(fù)阻抗匹配。本發(fā)明所述接收機(jī)采用了第一種方法中的無源混頻器，省去了傳統(tǒng)的射頻濾波器、射頻匹配網(wǎng)絡(luò)和LNA。此外，本發(fā)明在基帶上實(shí)現(xiàn)了這三個(gè)組成部件，并利用無源混頻器的透明性質(zhì)將它們的作用傳遞到天線。其結(jié)果是，本發(fā)明提供了顯著的好處，如具有極低的功率，或者大大提高了調(diào)諧范圍及線性度。本發(fā)明的一個(gè)方面涉及一種無線通信設(shè)備，其包括被配置為接收來自周圍環(huán)境的射頻信號(hào)的天線。所述天線的特征由天線阻抗來表征，而所述射頻信號(hào)的特征由預(yù)定的頻率來表征。無源混頻器組件，其被耦連到所述天線，而無需射頻匹配網(wǎng)絡(luò)。所述無源混頻器組件的特征由對(duì)于天線所表現(xiàn)出的無源混頻器阻抗來表征。所述無源混頻器組件包括多個(gè)基帶混頻器端口。所述無源混頻器組件被配置為對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換，并提供多個(gè)基帶信號(hào)。所述多個(gè)基帶信號(hào)中的每個(gè)基帶信號(hào)從所述多個(gè)基帶混頻器端口中的一對(duì)應(yīng)端口被輸出，并且其特征由多個(gè)預(yù)定相位中的一個(gè)預(yù)定相位所表征?；鶐У驮肼暦糯笃?基帶LNA)組件，其被耦連到所述無源混頻器組件。所述基帶LNA組件包括一基帶LNA輸入部分，該基帶LNA輸入部分被配置為從所述無源混頻器組件接收多個(gè)基帶信號(hào)。所述基帶LNA組件被配置為從一基帶LNA輸出部分提供多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)?；鶐Х答伨W(wǎng)絡(luò)，其被耦連在所述基帶LNA輸出部分和所述基帶LNA輸入部分之間。所述基帶反饋網(wǎng)絡(luò)包括多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件。所述多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件能夠被有選擇性地調(diào)節(jié)，使得無源混頻器阻抗在預(yù)定的射頻頻率下基本上匹配于天線組抗。另一方面，本發(fā)明涉及一種無線通信設(shè)備，其包括被配置為接收來自周圍環(huán)境的射頻信號(hào)的天線。所述天線的特征由天線阻抗來表征，而所述射頻信號(hào)的特征由預(yù)定的頻率來表征。無源混頻器組件，其被耦連到天線，而無需射頻匹配 網(wǎng)絡(luò)。所述無源混頻器組件的特征由對(duì)于天線表現(xiàn)出的無源混頻器阻抗來表征。所述無源混頻器組件包括多個(gè)基帶混頻器端口。所述無源混頻器組件被配置為對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換，并提供多個(gè)基帶信號(hào)。所述多個(gè)基帶信號(hào)中的每個(gè)基帶信號(hào)由所述多個(gè)基帶混頻器中的一對(duì)應(yīng)端口輸出，并且其特征由多個(gè)預(yù)定相位中的一個(gè)預(yù)定相位來表征。基帶低噪聲放大器(基帶LNA)，其被耦連到所述無源混頻器組件。所述基帶LNA包括一基帶LNA輸入部分，該基帶LNA輸入部分被配置為從所述無源混頻器組件接收多個(gè)基帶信號(hào)。所述基帶LNA被配置為從一基帶LNA輸出部分提供多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)?；鶐Х答伨W(wǎng)絡(luò)，其被耦連在所述基帶LNA輸出部分和基帶LNA輸入部分之間。所述基帶反饋網(wǎng)絡(luò)包括多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件和多個(gè)第二可調(diào)電阻性元件，所述第一和第二可調(diào)電阻性元件可以在第一反饋連接狀態(tài)與第二反饋連接狀態(tài)之間切換。所述多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件和多個(gè)第二可調(diào)電阻性元件可分別調(diào)節(jié)，從而使得無源混頻器阻抗在預(yù)定的射頻頻率下基本上對(duì)應(yīng)于天線阻抗的復(fù)共軛。在另外一個(gè)方面，本發(fā)明涉及一種軟件無線電(SDR)設(shè)備，其包括設(shè)置在SDR外殼之上或者之中的用戶接口。該用戶接口包括至少一個(gè)數(shù)據(jù)輸入部分和至少一個(gè)輸出部分，所述至少一個(gè)數(shù)據(jù)輸入設(shè)備被配置為生成多個(gè)計(jì)算機(jī)可讀命令。計(jì)算電路組件，其被耦連到所述用戶接口。所述計(jì)算電路組件被配置為對(duì)所述的多個(gè)計(jì)算機(jī)可讀命令進(jìn)行處理，并驅(qū)動(dòng)所述至少一個(gè)數(shù)據(jù)輸出部分。所述計(jì)算電路組件被編程為響應(yīng)于所述的多個(gè)計(jì)算機(jī)可讀命令或者SDR操作環(huán)境選擇一種SDR操作模式；基于該SDR操作模式確定多個(gè)射頻參數(shù)(所述射頻參數(shù)包括預(yù)定頻率)；對(duì)應(yīng)于所述的多個(gè)系統(tǒng)射頻參數(shù)確定多個(gè)可變基帶參數(shù)；并把所述的多個(gè)可變基帶參數(shù)提供給存儲(chǔ)器部分。該SDR還包括無線通信組件。該組件包括被配置為接收來自周圍環(huán)境的射頻信號(hào)的天線。所述天線的特征由天線阻抗來表征，而所述射頻信號(hào)的特征由預(yù)定的頻率來表征。無源混頻器組件，其被耦連到所述天線，而無需射頻匹配網(wǎng)絡(luò)。所述無源混頻器組件的特征由對(duì)于所述天線表現(xiàn)出的無源混頻器阻抗來表征。所述無源混頻器組件包括多個(gè)基帶混頻器端口。所述無源混頻器組件被配置為對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換，并提供多個(gè)基帶信號(hào)。所述多個(gè)基帶信號(hào)中的每個(gè)基帶信號(hào)從所述多個(gè)基帶混頻器端口中的一對(duì)應(yīng)端口被輸出，并且其特征由多個(gè)預(yù)定相位中的一個(gè)預(yù)定相位來表征?；鶐У驮肼暦糯笃?基帶LNA)組件，其被耦連到所述無源混頻器組件。所述基帶LNA組件包括一基帶輸入端口，該基帶輸入端口被配置為從所述無源混頻器組件接收多個(gè)基帶信號(hào)。所述基帶LNA組件被配置為從一基帶LNA輸出部分提供多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)?；鶐Х答伨W(wǎng)絡(luò)，其被耦連在所述基帶LNA輸入部分和基帶LNA輸出部分之間。所述基帶反饋網(wǎng)絡(luò)包括多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件和多個(gè)第二可調(diào)電阻性元件，所述的多個(gè)第一和第二電阻性元件可以在第一反饋連接狀態(tài)與第二反饋連接狀態(tài)之間切換。所述的多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件和多個(gè)第二可調(diào)電阻性元件可分別調(diào)節(jié)，從而使得無源混頻器阻抗在預(yù)定射頻頻率下基本上對(duì)應(yīng)于天線阻抗的復(fù)共軛。這里使用的術(shù)語“無線”是指被用于射頻通信的設(shè)備、系統(tǒng)和/或方法，因此，本發(fā)明所述的SDR/無線設(shè)備或系統(tǒng)等可以傳輸通過射頻/無線信道發(fā)送/接收的語音、互聯(lián)網(wǎng)、視頻、音頻和/或任何其他類型的數(shù)據(jù)。本發(fā)明的其他特征和優(yōu)點(diǎn)將會(huì)在下面的具體實(shí)施方式
中給出，其中的部分特征和優(yōu)點(diǎn)對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說通過閱讀說明書就會(huì)很清楚，或者通過實(shí)施這里所描述的本發(fā)明而意識(shí)到，說明書包括下面的具體實(shí)施方式
、權(quán)利要求書以及附圖。
應(yīng)當(dāng)理解的是，前面的一般性描述和接下來的具體實(shí)施方式
僅僅是對(duì)本發(fā)明的示例性說明，其目的是為了理解要求保護(hù)的本發(fā)明的屬性和特點(diǎn)而提供概述或者框架。所包括的附圖是為了提供對(duì)本發(fā)明的進(jìn)一步理解，并被包含在本說明書內(nèi)，構(gòu)成本說明書的一部分。附圖示出了本發(fā)明的不同實(shí)施例，并和說明書一起用來解釋本發(fā)明的原理和操作。


圖l(a)_(d)為根據(jù)本發(fā)明的代表性的SDR形式要素；圖2為根據(jù)本發(fā)明的SDR的功能框圖；圖3(a)_3(b)是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的正交無源混頻器的原理模型；圖4是對(duì)應(yīng)于圖3 (a) _3 (b)中所示的原理模型的二次輻射頻譜；圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的正交無源混頻器組件的另一原理模型；圖6a_6d涉及一單片接收機(jī)架構(gòu)的電路原理圖，該單片接收機(jī)采用了八(8)相位無源混頻，并且示出了所得到的二次輻射頻譜；圖7是根據(jù)本發(fā)明的一單片接收機(jī)架構(gòu)的電路原理圖，其包括可調(diào)諧的基帶阻抗匹配和可編程的多相位混頻；圖8是示出了本發(fā)明中采用的多相位脈沖發(fā)生電路的實(shí)現(xiàn)的具體電路原理圖；圖9是圖7所不基帶放大器的晶體管級(jí)電路原理圖；圖10是示出了圖6所示單片接收機(jī)架構(gòu)中采用的復(fù)反饋的具體電路原理圖；圖11是測(cè)得的接收機(jī)輸入阻抗相對(duì)于反饋電阻的曲線圖；圖12是針對(duì)4相位和8相位實(shí)現(xiàn)方式的RF端口的射頻輸出的3次諧波的測(cè)得的二次輻射的曲線圖；圖13是作為可調(diào)反饋電阻的函數(shù)的Sll散射參數(shù)的測(cè)量及仿真；圖14是測(cè)得的Sll散射參數(shù)相對(duì)于本振頻率的曲線圖；圖15是示出了不同噪聲源的本發(fā)明的原理模型；圖16是測(cè)得的噪聲系數(shù)(NF)相對(duì)于本發(fā)明中4相位和8相位實(shí)現(xiàn)方式中的頻率的曲線圖；圖17是測(cè)得的噪聲系數(shù)(NF)相對(duì)于本發(fā)明中8相位實(shí)現(xiàn)方式中的反饋電阻的曲線圖18是針對(duì)采樣電容(CL)的不同值的測(cè)得阻抗相對(duì)于RF頻率的曲線圖；圖19是針對(duì)采樣電容(CL)的不同值的測(cè)得散射參數(shù)Sll相對(duì)于RF頻率的曲線圖；圖20是對(duì)于RF端口表現(xiàn)出的阻 抗的實(shí)部和虛部相對(duì)于頻率的曲線圖；圖21(a)_21(f)是示出了接收機(jī)的帶外線性度表現(xiàn)的不同測(cè)量結(jié)果的曲線圖；圖22是針對(duì)復(fù)反饋的兩種極性的散射參數(shù)Sll相對(duì)于RF頻率的曲線圖；圖23是對(duì)于不同等效阻抗的散射參數(shù)Sll相對(duì)于RF頻率的曲線圖；以及圖24是接收機(jī)的測(cè)得的噪聲系數(shù)相對(duì)于本發(fā)明所提供的復(fù)反饋的曲線圖。
具體實(shí)施例方式現(xiàn)在具體參考本發(fā)明當(dāng)前的示例性實(shí)施例，這些示例在附圖中示出。在可能的情況下，在所有附圖中對(duì)于相同或相似的部分使用了相同的附圖標(biāo)記。在圖7中示出了本發(fā)明的接收機(jī)的一個(gè)實(shí)例性實(shí)施例，該接收機(jī)整體上通篇都用附圖標(biāo)記100來表示。如圖2中所體現(xiàn)和示出的，披露了根據(jù)本發(fā)明的SDR 1000的框圖。SDR1000包括一射頻接收機(jī)100，其通過天線I和雙工器5接收射頻信號(hào)。如下還要詳細(xì)描述的，接收機(jī)100將射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬基帶信號(hào)。該模擬基帶信號(hào)被送入到一個(gè)模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)中，在該處將模擬基帶信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字基帶信號(hào)，以供進(jìn)一步處理。該數(shù)字基帶信號(hào)被轉(zhuǎn)換成音頻信號(hào)并被送至揚(yáng)聲器。在發(fā)送端，用戶的語音最終被轉(zhuǎn)換成基帶電氣格式，并由發(fā)送器200調(diào)制成射頻信號(hào)。雙工器5將該射頻發(fā)射信號(hào)傳送到天線1，天線I將該射頻信號(hào)發(fā)射到周圍環(huán)境中。顯而易見的是，用于對(duì)該呼叫進(jìn)行路由的信令數(shù)據(jù)是由用戶通過數(shù)據(jù)輸入設(shè)備800(例如鍵盤)來提供的。當(dāng)然，為了用戶的方便起見，該信令數(shù)據(jù)可以被顯示在顯示器700上，并由基帶數(shù)字信令處理器300附加到語音數(shù)據(jù)上?；鶐Ы邮諜C(jī)300還必須對(duì)電話號(hào)碼進(jìn)行解碼以判斷到來的射頻信號(hào)是否被發(fā)送給用戶。要注意的是，處理器單元500耦連到接收機(jī)100、發(fā)送器200和基帶數(shù)字處理器300。當(dāng)然，處理器500被編程為動(dòng)態(tài)地改變SDR 1000不同部件的參數(shù)，這樣，SDR 1000可以被用于多種不同的網(wǎng)絡(luò)和/或應(yīng)用。本發(fā)明涉及提供一種寬頻可編程的軟件無線電(SDR)接收機(jī)100，它解決了與本文背景技術(shù)部分中所提到的方法相關(guān)聯(lián)的缺陷。具體來說，本發(fā)明提供了一種具有基帶可編程的RF帶通濾波器(BPF)的軟件無線電(SDR)接收機(jī)100，并實(shí)現(xiàn)了復(fù)阻抗匹配。如下面所描述的，本發(fā)明的接收機(jī)100采用了無源混頻器第一種方法，省去了傳統(tǒng)的射頻濾波器、射頻匹配網(wǎng)絡(luò)和LAN。如上面所提到的，這里使用的術(shù)語“無線”指的是用于無線電通信的設(shè)備、系統(tǒng)和/或方法。因此，本發(fā)明的SDR/無線設(shè)備或者系統(tǒng)可適用于通過射頻/無線信道發(fā)送/接收的語音、互聯(lián)網(wǎng)、視頻、音頻和/或任何其他類型的數(shù)據(jù)。如這里所體現(xiàn)并且在圖3A-3B中所示的那樣，披露了根據(jù)本發(fā)明的正交無源混頻器的兩個(gè)等效電路模型。通過圖3A-3B的電路原理模型提供了對(duì)使用基帶阻抗匹配的正交無源混頻器進(jìn)行分析的基礎(chǔ)。參考圖3 (a)，正交無源混頻器10直接連接到天線1，該天線I提供了輸入電壓波形VKF。天線阻抗被表示為Za。無源混頻器10的晶體管被建模為理想的開關(guān)2。如圖所示的每個(gè)開關(guān)2和一個(gè)相當(dāng)小的電阻Rsw串聯(lián)連接。本技術(shù)領(lǐng)域人員可以理解，電阻Rsw和開關(guān)一起用來對(duì)晶體管進(jìn)行數(shù)學(xué)建模。每個(gè)開關(guān)2還加載有一個(gè)電容負(fù)載Q和一個(gè)電阻性負(fù)載Rb。開關(guān)2是由圖3(c)所示的4個(gè)非重疊的LO脈沖來驅(qū)動(dòng)。每個(gè)脈沖的占空比為25%。由于這些脈沖相互不重疊，天線端口 I只能看到4條路徑中的一條(因而只有一個(gè)RJ。因此，圖3(a)中的電路模型可以根據(jù)圖3(b)重新繪制，其中四個(gè)并聯(lián)的開關(guān)電阻Rsw可以被當(dāng)作一個(gè)電阻來對(duì)待。由于每個(gè)開關(guān)是順序閉合的，在相應(yīng)的LO脈沖期間，信號(hào)Vkf被采樣到相應(yīng)的Q上。所得到的4個(gè)穩(wěn)態(tài)電壓電平對(duì)應(yīng)于被降 頻轉(zhuǎn)換的基帶信號(hào)的差分I和Q。每個(gè)電容上的電荷經(jīng)由負(fù)載Rb緩慢地對(duì)地放電。然而，只要RC時(shí)間常數(shù)(由&和(^決定)比本振(LO)周期大得多，在單個(gè)LO周期內(nèi)由于電荷散逸導(dǎo)致的電壓變化相對(duì)于基帶信號(hào)V1和Vq是很小的。由于無源混頻器組件是雙向的，出現(xiàn)在電容上的基帶信號(hào)在每個(gè)LO周期內(nèi)也會(huì)被回送到天線并被升頻轉(zhuǎn)換。其結(jié)果是，電壓波形Vx被定義在如圖3(b)所示的虛擬節(jié)點(diǎn)3處。Vx表示被升頻轉(zhuǎn)換并疊加的基帶電壓。另外，Vx也可以用來定義電流Ikf，其代表在天線端口 I和節(jié)點(diǎn)Vx之間的導(dǎo)電路徑上傳播的電流。特別地，電流Ikf將會(huì)和通過基帶電阻放電的電流以及來自天線的電流成比例。實(shí)際上，由天線I所看到的有效阻抗是Rsw與Rb的一縮放版本的串聯(lián)組合。Rb的縮放系數(shù)可以通過對(duì)由輸入信號(hào)傳遞給負(fù)載Q的電荷進(jìn)行平衡來計(jì)算
2y ."szCI》
π2這表明，如果混頻器開關(guān)被設(shè)計(jì)為具有一個(gè)小的電阻Rsw，則對(duì)于天線所表現(xiàn)出的阻抗在很大程度上會(huì)作為Rb的函數(shù)。因此，阻抗匹配可以用Rb來進(jìn)行調(diào)諧。參考圖3 (d)中所示的波形Vx，它的頻譜肯定包含原始輸入信號(hào)VKF。然而，Vx的方形波形表明它除了基波外還包含LO的所有奇次諧波處的信號(hào)功率?；祛l器用正交LO信號(hào)進(jìn)行采樣的事實(shí)導(dǎo)致了鏡像抑制，從而通過對(duì)于每個(gè)諧波消除一個(gè)鏡像減少了它的內(nèi)容，參見圖4，其示出了對(duì)應(yīng)于圖I (a)-1(b)中所示電路模型的二次輻射頻譜200，由于鏡像抑制，鏡像3L0+IF和5L0-IF被消去。參考圖5，披露了根據(jù)本發(fā)明的正交混頻器的另一電路模型。這個(gè)模型包含了在圖3(a)-3(b)的模型中沒有考慮到的額外損耗。需要注意的是，圖4中在天線端口 I處其余的奇次諧波將會(huì)從天線被二次輻射出去，因而在這些頻率處會(huì)出現(xiàn)功率散逸。由于這些諧波與到來的信號(hào)有關(guān)，它們表示了除Rb和Rsw之外的其他損耗機(jī)制。由于每個(gè)二次輻射的諧波都與在基帶上接收到的信號(hào)成比例并由其產(chǎn)生，這種功率散逸將會(huì)降低所需信號(hào)的功率。這種損耗被建模為在每個(gè)奇次諧波處與頻率相關(guān)的電導(dǎo)Ya，n，它使混頻器輸出被旁路掉。+1 廣 ⑵
* H由于諧波二次輻射引起的總體損耗是通過將每個(gè)電導(dǎo)的效果進(jìn)行加和而計(jì)算出來的。總損耗可以被建模為一個(gè)與混頻器輸出形成旁路的阻抗(Zsh)，Zsh被定義為Γη-/ 2m = X|F | ·6κρ(](ΖΥ +ηπ/2))
叩纖.」(3)對(duì)于在所有頻率下天線阻抗均恒定的系統(tǒng)而言，Zsh的值可以作為射頻端口阻抗Za與開關(guān)電阻Rsw的函數(shù)被求出2 = -j~-(Riw+ZJ^4J(RtK + Za) (4)
I 一 4γ在典型的系統(tǒng)中，Rsw=20 Ω，Za=50 Ω，所得到的Zsh=300 Ω。
考慮到所有的損耗，可以為無源混頻器構(gòu)建一個(gè)線性時(shí)不變(LTI)模型。應(yīng)當(dāng)注意的是，由于在任何給定時(shí)刻只有一個(gè)開關(guān)接通，因此四個(gè)開關(guān)阻抗被合并成一個(gè)電阻Rsw。同樣對(duì)于基帶負(fù)載Rb也可以這樣處理，但要注意必須乘以縮放系數(shù)Y。參見等式(1)，與Rb形成旁路的虛阻抗Zsh也必須被加入。所得到的模型在圖5中示出，并針對(duì)混頻器的輸入阻抗得到了一個(gè)簡單的等式Zin = Rsw+ Y Rb I Zsh (5)要注意的是，當(dāng)考慮到基帶中的電抗分量(如CJ，將等式(5)中的Rb變?yōu)閆b ( ω IF)時(shí)，該分析適用于具有非零IF的接收信號(hào)。參考圖4 (a)，示出了二次輻射頻譜400，其對(duì)應(yīng)于使用八(8)相位無源混頻的正交無源混頻器模型。圖6的頻譜示出了 8相位混頻器的優(yōu)點(diǎn)。等式(5)中Zin的表達(dá)式有兩個(gè)分量和Zsh，它們是采樣波形占空比的函數(shù)。Zsh始終限制了 RB對(duì)阻抗匹配的影響。Zsh表示由于LO諧波附近功率導(dǎo)致的旁路。為了降低諧波二次輻射，采用了圖6(b)中所示的混頻器。無源混頻器的晶體管開關(guān)通過圖6(c)中所示的8個(gè)非重疊LO脈沖來驅(qū)動(dòng)。每個(gè)脈沖的占空比為12. 5%。如前所述，由于脈沖彼此沒有重疊，天線端口 I在某一時(shí)刻只能看到一條路徑。比較圖6(d)和圖4，當(dāng)與4相位混頻器進(jìn)行比較時(shí)，所得到的Vx波形包含了一半諧波的功率。特別是8相位無源混頻器消除了 3次諧波、5次諧波、11次諧波、13次諧波等等。其結(jié)果是，Zsh和Zin的范圍得到極大的提高。另外，8相位混頻器得到了 Y縮放項(xiàng)的新的值
■ I7st* ~ —7|2-^2|
π(6)對(duì)于恒定天線阻抗的情況，有=(^ · +2,)-~^~ β ISSiRis + Ze)
卜印_, (7>在典型系統(tǒng)中，Rsw=20 Ω，Za=50n Ω，得到Zsh=1323 Ω。這個(gè)值大約是4相位情況下的5倍。如在這里體現(xiàn)并且在圖7中所示的那樣，披露了根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的單片接收機(jī)100。對(duì)接收機(jī)100的簡單介紹如下單片接收機(jī)100耦連到片外本地振蕩器，該本地振蕩器為分頻電路50提供LO信號(hào)。分頻電路50提供用于無源混頻器電路10的8相位驅(qū)動(dòng)波形。該無源混頻器電路包括4個(gè)無源混頻器(10a，10b, IOc和IOd)。每個(gè)無源混頻器10包括一個(gè)射頻端口 16，該射頻端口直接連接到天線1，在它們之間無需任何射頻匹配網(wǎng)絡(luò)。每個(gè)無源混頻器10還包括并聯(lián)的晶體管開關(guān)(12，14)，所述晶體管開關(guān)被用于根據(jù)其相應(yīng)的LO驅(qū)動(dòng)波形對(duì)輸入的射頻信號(hào)進(jìn)行采樣。每個(gè)晶體管被連接到一個(gè)采樣電容Q，所述采樣電容被配置為當(dāng)其相應(yīng)的晶體管開關(guān)閉合時(shí)對(duì)輸入的射頻信號(hào)進(jìn)行采樣。例如，第一個(gè)混頻器IOa包括并聯(lián)的晶體管開關(guān)(12，14)，這兩個(gè)晶體管開關(guān)分別在0°相位LO相位時(shí)鐘和180° LO相位時(shí)鐘時(shí)閉合。因此，它們各自的采樣電容Q向基帶低頻噪聲放大器(BB-LNA) 20提供差分基帶信號(hào)。如本技術(shù)領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的那樣，差分信號(hào)包括兩個(gè)相同但相位完全相反(即相差180° )的信號(hào)。應(yīng)注意的是，無源濾波器IOb的晶體管開關(guān)12是由90° LO波形驅(qū)動(dòng)的。正如本技術(shù)領(lǐng)域技術(shù)人員所了解的那樣，90° LO波形可以被稱為0°相位LO相位時(shí)鐘的正交信號(hào)。如果0°相位LO相位時(shí)鐘是某一特定頻率的余弦波形，則90° LO波形是相同頻率的正弦波形。另外，應(yīng)注意的是，提供給無源濾波器IOb的并聯(lián)晶體管開關(guān)14提供的270° LO波形與第一個(gè)晶體管12的相位完全相反(即相差180° )。無源混頻器IOc和IOd是按照同樣的方式設(shè)置的。無源混頻器組件IOc的晶體管開關(guān)(12，14)分別用45°和225 ° LO波形來實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘控制。無源混頻器組件IOd的晶體管開關(guān)(12，14)用正交的LO波形(即135°，315° )實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘控制。因此，每個(gè)BB-LNA(20，22，24和26)向增益模塊(30，32)提供經(jīng)放大的差分信號(hào)。每個(gè)增益模塊30向同相(I)差分放大器提供同相的基帶信號(hào)分量，每個(gè)增益模塊32向正交差分放大器42提供正交的信號(hào)分量。不同信號(hào)分量由I和Q差分放大器(40，41)重新組合，從而消除了不需要的諧波信號(hào)分量。接收機(jī)100包括可調(diào)諧的基帶阻抗匹配和可編程的多相位混頻特性。應(yīng)注意的是，所示的采樣電容Q為可調(diào)節(jié)的元件。同樣，反饋電阻Rfk也是這樣。反饋電阻Rfk的值在需要時(shí)可以通過軟件來調(diào)節(jié)，以對(duì)阻抗匹配進(jìn)行調(diào)諧。反饋電阻Rfk的純電阻值通過混頻器電路10被轉(zhuǎn)換成復(fù)阻抗。例如，本發(fā)明考慮到這樣一種情況其中用戶通過SDR的用戶接口選擇某一特定的應(yīng)用程序(例如語音呼叫、Wi-Fi、藍(lán)牙、GPS等)。本發(fā)明的處理器被配置為對(duì)用戶的選擇進(jìn)行解釋，從而選擇相關(guān)的射頻參數(shù)(例如RF頻率、接收信道帶寬等)。隨后，該處理器通過為每個(gè)值加載一個(gè)寄存器，從而提供所希望的采樣電容(Q)和反饋電阻(Rfk)。取決于實(shí)現(xiàn)方式，數(shù)據(jù)可以是任意適當(dāng)?shù)拈L度。在任何情況下，控制字的不同比特被用來控制開關(guān)，使得包括采樣電容Q在內(nèi)的電容的數(shù)目以及包括Rfk在內(nèi)的分立電阻元件的數(shù)目可以根據(jù)需要來增加或減少。作為另一個(gè)例子，本發(fā)明還考慮到這樣一種情況其中用戶試圖在不同的地理位置處使用SDR的移動(dòng)電話資源。這可能需要SDR通過以不同頻率順序地發(fā)送服務(wù)請(qǐng)求來搜尋周圍環(huán)境中的移動(dòng)電話服務(wù)。當(dāng)每次選擇一個(gè)新的RF頻率時(shí)，SDR將加載反饋電阻(RFR)的寄存器。改變采樣電容(CJ將會(huì)改變帶寬。在另外一個(gè)例子中，一旦SDR獲得了與外界無線網(wǎng)絡(luò)的連接，本發(fā)明的SDR包括系統(tǒng)反饋能力，從而可以不時(shí)地對(duì)采樣電容(CJ和反饋電阻(Rfk)可以進(jìn)行調(diào)節(jié)，以獲得并保持盡可能最佳的性能。因此，圖7示出了所實(shí)現(xiàn)的單片接收機(jī)架構(gòu)，其實(shí)現(xiàn)包括可編程的4相位或者8相位的分頻器、正交無源混頻器、基帶LNA以及諧波重新合成放大器。發(fā)明人已經(jīng)在65nm 1P9M CMOS芯片上制造出了這種接收機(jī)。芯片的整個(gè)面積大約是2. 5mm2，有效面積為
0.75_2。該芯片可以用任何適當(dāng)?shù)姆庋b形式來封裝。對(duì)于這里所報(bào)告的測(cè)量而言，芯片被放置在PQFP封裝內(nèi)，并被安裝到PCB板上進(jìn)行所有的測(cè)量。電路在雙電壓源下工作，其中LO緩沖器、分頻器和混頻器使用I. 2V電源，基帶電路使用2. 5V電源。當(dāng)所有的條帶都被接通時(shí)，I. 2V電源消耗的電流在6到33mA之間，這取決于LO頻率，而2. 5V電源消耗的電流為12mA。換算成功耗為37到70mW之間。無源混頻器電路10可以用三阱L 2V NMOS晶體管來實(shí)現(xiàn)，其W=16 μ m，L=60nm?；祛l器設(shè)備(及所有1.2V設(shè)備)的集合被接合在2. 5V跡線的中部。這樣允許混頻器的輸入和輸出處于使基帶放大器偏置的電平。當(dāng)無源混頻器在4相位LO頻率情況下工作時(shí)，每個(gè)LO脈沖驅(qū)動(dòng)最多8個(gè)晶體管(8個(gè)開關(guān)并聯(lián))，這降低了整體開關(guān)阻抗。在8相位開關(guān)操作中，每個(gè)單個(gè)的脈沖驅(qū)動(dòng)最多4個(gè)單元開關(guān)。其結(jié)果是，8相位操作的有效Rsw是4相位情 況下的兩倍。接收機(jī)可選擇關(guān)斷冗余的開關(guān)、LO生成電路和基帶電路，以便在低功率狀態(tài)下操作，使用的功率就像每個(gè)LO脈沖只驅(qū)動(dòng)一個(gè)晶體管那樣小。為了產(chǎn)生25%占空比的正交LO脈沖，可以采用二分頻電路。該電路包括兩個(gè)差分鎖存器，該差分鎖存器由輸入LO的反相相位進(jìn)行時(shí)鐘控制。因此，標(biāo)準(zhǔn)架構(gòu)用與門將分頻器的輸出進(jìn)行組合，以產(chǎn)生正交LO脈沖。在仿真中，由于分頻器中的閃變?cè)肼?，這種方法趨向于使得噪聲系數(shù)變差。這種效應(yīng)可通過LO被耦連到射頻端口來解釋，其隨后被降頻轉(zhuǎn)換到基帶。在理想情況下，4相位混頻器僅在有效LO的4次諧波的倍數(shù)下產(chǎn)生二次輻射。然而，單個(gè)脈沖邊沿的抖動(dòng)也會(huì)導(dǎo)致接收頻率下的二次輻射。要通過設(shè)計(jì)設(shè)備尺寸來抑制這類偏差是非常困難的，因?yàn)榉诸l器中的晶體管作為多晶體管堆的一部分必須高速驅(qū)動(dòng)大的內(nèi)部負(fù)載。對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說很清楚的是，可以根據(jù)基帶阻抗、匹配考慮等對(duì)本發(fā)明所述的本地振蕩器和分頻器電路進(jìn)行修改和改動(dòng)。例如，如這里所描述的，本發(fā)明可通過4相位或者8相位混頻器來實(shí)現(xiàn)。本發(fā)明不應(yīng)被理解為僅局限于這些實(shí)施方式。例如，本發(fā)明可以用任何LO頻率來實(shí)現(xiàn)。另外，本發(fā)明考慮到可以包含更多的相位，使得Vx更接近VKF。參考圖8，披露了表示圖7中所采用的多相位脈沖發(fā)生電路50的實(shí)現(xiàn)方式的具體電路原理圖。脈沖發(fā)生電路50是一個(gè)常規(guī)的Johnson計(jì)數(shù)器電路，其包括兩個(gè)D觸發(fā)器，這些D觸發(fā)器由差分LO信號(hào)(即L0+、L0_)進(jìn)行時(shí)鐘控制。觸發(fā)器的輸出(Q1、這、Q2、運(yùn))以所示的方式通過與門與所述差分LO信號(hào)進(jìn)行組合，以產(chǎn)生非重疊的LO相位，這些LO相位與計(jì)數(shù)器本身的時(shí)序變化無關(guān)。通過建立后接有與門的四階差分Johnson計(jì)數(shù)器，這種方法被擴(kuò)展到8相位實(shí)施方式，以產(chǎn)生8個(gè)占空比為25%的脈沖，其相隔45°。這8個(gè)脈沖和原始LO進(jìn)行與運(yùn)算，產(chǎn)生占空比為12. 5%的脈沖；這些脈沖的邊沿對(duì)計(jì)數(shù)器內(nèi)部偏差不敏感。如上所述，本發(fā)明并不限于4相位或者8相位的實(shí)施方式；任何適當(dāng)?shù)南辔粩?shù)目都是可實(shí)現(xiàn)的。如在這里體現(xiàn)并且在圖9中示出的那樣，披露了圖7中所示的基帶放大器20的晶體管級(jí)原理圖?；鶐Х糯笃?0包括差分輸入(VIN+，VIN_)和差分輸出端口(VOT+，Vtm-)。電源(V+)被連接到電流源200，該電流源耦連到輸入晶體管對(duì)202。外部電流源200耦連到源級(jí)跟隨放大器204?；鶐NA 20也包括差分負(fù)載晶體管206。反饋電阻Rfk連接到晶體管204的源極。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，放大器20用帶有NMOS負(fù)載的全差分PMOS對(duì)來實(shí)現(xiàn)，并以數(shù)字方式控制共模反饋電阻&，這些共模反饋電阻&提供了三個(gè)增益設(shè)置(在25到35分貝之間)。發(fā)明人選擇PMOS管作為輸入對(duì)。在這個(gè)實(shí)施例中，放大器晶體管被設(shè)計(jì)為具有長的溝道，以把Ι/f角降低到200kHz以下。
圖3模型中的匹配電阻Rb是通過在兩條路徑周圍卷繞反饋環(huán)路來實(shí)現(xiàn)的。該反饋由連接到輸入門的5比特可調(diào)電阻Rfk組成，其與源級(jí)跟隨器串聯(lián)連接，以對(duì)輸出進(jìn)行緩沖。如上面簡要提及的，接收機(jī)具有第二級(jí)放大，其中8個(gè)信號(hào)被重新組合成簡單的差分I和Q。該第二級(jí)放大包括可調(diào)諧的_gm差分對(duì)(30，32)，它們共用一個(gè)共同的PFET負(fù)載，該P(yáng)FET負(fù)載具有共模反饋和4個(gè)增益設(shè)置(從16-34dB，步長為6dB)。在四相位模式下工作時(shí)，分開但等同的I和Q信道(0°和90° )被簡單地相加在一起。在8相位模式下工作時(shí)，0°相位信道以全權(quán)重被加到1，90°相位信道以全權(quán)重被加到Q。另外的45°和135。信道的權(quán)重為1/忑，并以不同的極性被加到I和Q。這種加權(quán)方式可以消除一半的信號(hào)諧波(即3次諧波、5次諧波、11次諧波、13次諧波等)。在這些放大器中可實(shí)現(xiàn)的諧波抑制程度受限于丨/萬權(quán)重的精度(在這里它被設(shè)計(jì)為11/16)以及在重新組合階段的失配?？偟恼f來，LNA和重新組合放大器提供了超過70dB的增益，最大BW為20MHz，其受限于放大器的寄生電容以及對(duì)于混頻器輸出來所處于本地以旁路開關(guān)瞬態(tài)信號(hào)的某些固定電容。如這里所體現(xiàn)并且在圖10中示出的那樣，披露了表示在圖7中所示單片接收機(jī) 100中采用的復(fù)反饋的具體電路原理圖。盡管無線電設(shè)備在大多數(shù)情況下被設(shè)計(jì)為與一個(gè)恒定的、純粹為實(shí)部的50 Ω天線阻抗相匹配，但在真實(shí)情況下，天線的實(shí)際阻抗在不同工作頻率和不同的環(huán)境下可能會(huì)有很大差異。另外，在印刷電路板(PCB)上少量存在的寄生電容、設(shè)備封裝、以及連線和焊墊會(huì)固有地使天線阻抗呈現(xiàn)復(fù)數(shù)形式。例如，回來看圖19，無源混頻器一第一接收機(jī)的Sll陷波的中心并非直接定位在LO附近，而是有幾兆Hz的偏差，這是因?yàn)橛呻娙軶造成的基帶復(fù)阻抗與天線端口的寄生復(fù)分量相互影響。再往前看，圖20示出了接收機(jī)呈現(xiàn)的阻抗與IF頻率之間的關(guān)系；對(duì)于正的IF, Zin的虛部分量看上去為負(fù)；對(duì)于負(fù)的IF，Zin的虛部分量看上去為正。在LO的上邊帶上，天線端口看到的由基帶端口所呈現(xiàn)的阻抗是IF的函數(shù)，但是從下邊帶則看到該阻抗的復(fù)共軛。這意味著對(duì)于復(fù)數(shù)形式天線阻抗所需的復(fù)共軛匹配只能存在于單個(gè)的IF頻率上。理論上講，這種匹配的虛部分量是可調(diào)諧的，因?yàn)殡娙莸闹凳强烧{(diào)的。然而，使用采樣電容Q來提供復(fù)阻抗匹配可能會(huì)限制良好匹配的帶寬。此外，采樣電容Q只能用來匹配天線阻抗虛部的一個(gè)極性，或者換句話說，它只能對(duì)LO的邊帶中的一個(gè)邊帶的阻抗進(jìn)行匹配。參考圖10，復(fù)反饋電路800解決了天線復(fù)阻抗匹配的問題。復(fù)反饋電路800與圖7中所示的反饋放大器(20-40)相結(jié)合以提供“復(fù)反饋”。在該反饋電路中，反饋路徑(802、804、806和808)從放大器的I信道的輸出端到Q信道的輸入端將反饋電阻(即以系數(shù)RFI縮放的放大器輸出信號(hào))連接起來，反之亦然，使得經(jīng)縮放后的放大器輸出信號(hào)相移90°度，90°相移通過混頻器10被轉(zhuǎn)換成對(duì)于天線端口所呈現(xiàn)的復(fù)阻抗。根據(jù)本發(fā)明，可變電阻Rfi可以用和Rfk相同的方式來實(shí)現(xiàn)。此外，電阻的輸出可以在反饋路徑(802、804、806和808)與反饋路徑(812、814、816和818)之間切換，使得電抗極性以轉(zhuǎn)換(即在+j和_j之間切換)。這樣，復(fù)反饋電路800提供了可編程的復(fù)阻抗匹配。對(duì)復(fù)反饋電路800的分析得到了新的基帶阻抗Zb的表達(dá)式，其中的實(shí)部通常仍然是實(shí)反饋電阻Rfk的函數(shù)，而虛部分量取決于電阻Rfi的值"/ \ "i-lZ4 = j ^- + —~|±i—-
^FM "Ff J "FI J JgJl還應(yīng)當(dāng)注意由于正弦和余弦的相對(duì)相位，反饋電阻的極性必須從Q信道翻轉(zhuǎn)到I信道，以便得到同樣的等效相移。當(dāng)然，這種效應(yīng)只是在由基帶電容設(shè)定的帶寬內(nèi)才會(huì)發(fā)生。參考圖11，披露了測(cè)得的接收機(jī)輸入阻抗與反饋電阻之間的關(guān)系的曲線圖。在本章及后面的章節(jié)中，為了對(duì)阻抗匹配測(cè)量提供一個(gè)參考，這里的討論是從通過基 帶定義一個(gè)對(duì)于混頻器所呈現(xiàn)的期望有效阻抗而開始的，其包括反饋放大器A的增益、反饋電阻Rfk和Rfi、以及縮放系數(shù)Y Req = YZb (9)為了確定在先前對(duì)電路模型所討論時(shí)提供的分析結(jié)果，在f^lOOMHz和fKF=101MHz下對(duì)接收機(jī)的輸入阻抗進(jìn)行測(cè)量。所得到的曲線(如圖9所示)示出了對(duì)實(shí)反饋電阻Rfk(對(duì)于四相位和八相位操作被縮放至Req)進(jìn)行掃描的效果。圖11也包括通過應(yīng)用等式(5)得到的曲線，其針對(duì)仿真得到的A(30dB)和單獨(dú)測(cè)得的Rsw和Zsh(即在4相位下=Rsw = 20 Ω，Zsh=350 Ω ;在8相位下RSW=40 Ω，Zsh=IlOO Ω )。正如所預(yù)計(jì)的那樣，對(duì)于8相位的情況有效Rsw大約被翻倍。還應(yīng)注意的是，Zsh比早先對(duì)于8相位情況所預(yù)計(jì)的要低。這是因?yàn)樯漕l端口阻抗是和頻率相關(guān)的。由于對(duì)于8相位的情況來說，更高的諧波對(duì)應(yīng)于更大的Zsh值，如果在這些更高的頻率下阻抗較低，則常數(shù)Za模型就開始失效了。參考圖12，披露了針對(duì)4相位和8相位實(shí)現(xiàn)方式在射頻端口測(cè)得的諧波二次輻射輸出的曲線圖。具體來說，圖12涉及注入的射頻信號(hào)被升頻轉(zhuǎn)換為更高次諧波的二次輻射(區(qū)別于LO信號(hào)簡單地通過混頻器開關(guān)寄生元件耦合到射頻端口的情況)。應(yīng)注意的是，這種諧波二次輻射是在圖5所示LTI混頻器模型中的虛損耗單元Zsh背后的基礎(chǔ)機(jī)制。圖12尤其是示出了在IGHz有效LO情況下注入I. OOOIGHz的射頻信號(hào)的測(cè)量結(jié)果，其生成了
2.9999GHz的信號(hào)，比LO的3次諧波低IMHz。這種諧波二次輻射實(shí)際上與輸入射頻信號(hào)的強(qiáng)度成比例，并通過8相位混頻降低了大約18dB。簡單的LO 二次輻射在IGHz下測(cè)得的結(jié)果約為-65dBm。參考圖13，披露了測(cè)得的Sll散射參數(shù)與可調(diào)諧反饋電阻之間關(guān)系的曲線圖。除了簡單測(cè)量輸入阻抗外，還表征了接收機(jī)通過對(duì)Rfr進(jìn)行調(diào)諧從而改善阻抗匹配的能力的特性。特別是，圖13示出了在一個(gè)50Ω的源的驅(qū)動(dòng)下，針對(duì)4相位和8相位混頻器對(duì)反饋電阻進(jìn)行掃描時(shí)，在fKF=l. OOlGHz且fw=lGHz的情況下Sll的測(cè)量值。這些曲線表明對(duì)電阻進(jìn)行調(diào)諧實(shí)際上可得到最小的S11。對(duì)該掃描進(jìn)行仿真的結(jié)果也顯示在圖13中。在仿真過程中，封裝寄生效應(yīng)由一個(gè)2nH串聯(lián)的的電感和一個(gè)300fF旁路電容來建模。這些寄生效應(yīng)產(chǎn)生了復(fù)天線阻抗，其和頻率相關(guān)并且對(duì)Zsh產(chǎn)生影響。在圖11中不同的混頻情況下，該最小值對(duì)應(yīng)于不同的有效Req，因?yàn)樗鼈冇胁煌腞sw和Zsh值。然而，對(duì)于不同的IF頻率匹配也會(huì)隨之改變，并且由于復(fù)天線阻抗，其匹配是不對(duì)稱的。圖14是測(cè)得的Sll散射參數(shù)與本振頻率的關(guān)系曲線圖。圖14表明了阻抗匹配并不取決于一階LO頻率，而是取決于IF。在這個(gè)測(cè)量中，對(duì)反饋電阻進(jìn)行調(diào)諧以得到LO為800MHz的良好匹配。LO以IOOMHz的步長被升頻和降頻調(diào)節(jié)，并使用網(wǎng)絡(luò)分析儀(不必再次調(diào)諧基帶分量)在LO附近的IOOMHz處對(duì)Sll進(jìn)行測(cè)量。在更高的頻率下阻抗匹配將開始失效，因?yàn)榉庋b的寄生效應(yīng)開始在這些頻率下對(duì)Zsh產(chǎn)生很大的影響。參考圖15，披露了顯示不同噪聲源的本發(fā)明的原理模型。為了對(duì)接收機(jī)的噪聲性能進(jìn)行評(píng)估，必須先來看圖3b所示電路當(dāng)中的不同噪聲源。有三種基本的噪聲源基帶電阻Rb、開關(guān)電阻Rsw、以及來自天線本身Za的熱噪聲。最近的研究表明無源混頻器中開關(guān)的閃變?cè)肼暿强珊雎缘摹?duì)來自該電路的噪聲系數(shù)(在基帶帶寬內(nèi))進(jìn)行評(píng)估得到的結(jié)果是Rb占主導(dǎo)，始終大于3dB。然而，如圖15的模型中所示，接收機(jī)100把Rb作為在基帶低噪聲放大器周圍纏繞的反饋電阻來實(shí)現(xiàn)。這種技術(shù)通過一個(gè)與放大器增益成比例的因子來抑制來自Rb的噪聲。在該電路中還有其他的噪聲源由混頻器在LO奇次諧波處降頻轉(zhuǎn)換的噪聲。通過下面的等式可以將其表示為在每一階諧波處通過RF端口的噪聲電流=—— C10)
Hi It1(ZJnmw) +MtmJ然而，需要注意的是，如果Zsh是等式(4)所定義的實(shí)電阻，則在LO的諧波處的RF端口噪聲電流之和恰好等于Zsh所產(chǎn)生的噪聲。因此，可以用圖13中的模型來得到接收機(jī)100的噪聲因子。F ■ / + if=- +I +
R·尺· \ R* J K /K/
Γηιη7Π t r ^ fl+Λ ^ +
I I I I I # Iγ Vffffffffffm.-.-.-.-.-.-.-.-.-.-.-. Λ^ΛΤΛΤΛΤΛΤΛΤΛ--------------------------- ΤΛΤΛΤΛΤΛ-Λ ΙΠΠΠΙΙΠΠ 'ΡΨ-Ψ ΜΠΓ - ΙΙ............. I
L 」 備-I Λ J(U)其中的第二項(xiàng)代表由Rsw所貢獻(xiàn)的噪聲。第三項(xiàng)代表由虛的旁路阻抗Zsh所貢獻(xiàn)的噪聲。第四項(xiàng)代表由反饋電阻Rfk所貢獻(xiàn)的噪聲。第五項(xiàng)代表由放大器所貢獻(xiàn)的噪聲。要注意的是，等式(11)被應(yīng)用于4相位和8相位混頻，其中參數(shù)Zsh、Y、以及在這種實(shí)現(xiàn)方式下的Rsw都是變化的。在理想情況下，Ra在整個(gè)頻率上都是恒定的，8相位混頻器的NF要比4相位混頻器低得多。參考圖16，披露了針對(duì)本發(fā)明的4相位和8相位實(shí)施方式下測(cè)得的噪聲系數(shù)(NF)與頻率的關(guān)系曲線圖。圖14示出了接收機(jī)在整個(gè)工作頻率范圍內(nèi)的DSB NF，在各個(gè)情況下IF均為1MHz。在8相位模型中的頻率范圍更低，因?yàn)樗鼘⑤斎氲腖O除以4，而不是像在4相位模型中那樣除以2。正如在這里披露的模型所預(yù)測(cè)的那樣，8相位工作方式的NF要比4相位工作方式更低。在較高頻率下的NF退化可能是由于通過封裝和設(shè)備寄生效應(yīng)導(dǎo)致的旁路作用。這種寄生效應(yīng)在更高階諧波處的作用更明顯，因?yàn)闀?huì)使Zsh降低，使NF退化。此夕卜，在較高的頻率下，驅(qū)動(dòng)混頻器的LO脈沖有可能變得不那么理想，可能會(huì)增大有小Rsw，并降低Zsh。參考圖17，披露了針對(duì)本發(fā)明的8相位實(shí)現(xiàn)方式下測(cè)得的噪聲系數(shù)(NF)與反饋電阻的關(guān)系曲線圖。遵照前面的段落所分析的結(jié)果，對(duì)于Rfk的一個(gè)取值范圍測(cè)量8相位接收機(jī)的噪聲系數(shù)。如等式(11)所預(yù)測(cè)的，只要Rfk相對(duì)于Ra的比率、以及Zsh相對(duì)于艮的比率很大，噪聲系數(shù)就會(huì)比較好地保持恒定，得到較低的值，并且其中基帶放大器噪聲占主要部分。隨著Rfk的降低，上述比率增大，等式(11)中的第三項(xiàng)和第四項(xiàng)逐漸“放大”，噪聲系數(shù)隨之增大。圖17還示出了對(duì)于相同的Rfk值的接收機(jī)增益，其中增益隨著Rfk(因而隨著Req)的降低而降低。要注意的是，當(dāng)NF結(jié)果達(dá)到3dB那樣低的水平時(shí)，它仍然要比通過仿真和等式(11)所預(yù)測(cè)出的值要高l-2dB，測(cè)量值要在該結(jié)果之上。接收機(jī)的閃變?cè)肼暯且脖粶y(cè)量，發(fā)現(xiàn)在最小NF條件下其小于200KHz。參考圖18，披露了針對(duì)采樣電容Q的值測(cè)得的阻抗與RF頻率的關(guān)系曲線圖。基帶電容Q的存在對(duì)于在RF端口處所呈現(xiàn)的可調(diào)諧阻抗具有幾個(gè)顯著影響。當(dāng)fIF通過基帶的RC帶寬時(shí)，Zin主要由Q決定，最終接近Rsw。通過使該電容可調(diào)諧(如圖7的實(shí)施例中所示)，得到一個(gè)Q值可調(diào)的BPF。在接收機(jī)100中，電容Q可通過6比特的解析度(從5pF到120pF)被數(shù)字化控制。圖18示出了當(dāng)RF頻率在IOOMHz的LO附近進(jìn)行掃頻時(shí)，在三種不同Q值的情況下接收機(jī)所呈現(xiàn)的阻抗幅值的測(cè)量值。對(duì)于非?？拷麹O的頻率，接收機(jī)根據(jù)所選的反饋電阻呈現(xiàn)出所預(yù)期的阻抗。當(dāng)RF向遠(yuǎn)處移動(dòng)，該阻抗受電容控制，并隨著IfuTflffI的增大(或者隨著Q的增大)而降低。還應(yīng)注意的是，該阻抗達(dá)到由混頻器開關(guān)的導(dǎo)通電阻(約20Ω)所決定的下限。 參考圖19，披露了對(duì)于不同的采樣電容(Q)值，測(cè)得的散射參數(shù)Sll與RF頻率的關(guān)系曲線圖。在圖19中，確定了在Rfk被良好調(diào)諧(即匹配)的情況下，對(duì)較高頻率處Sll測(cè)量值的作用。當(dāng)增大電容值(即從5pF增大到60pF)時(shí)，Sll曲線變得窄得多，最深處的Sll陷波接近于LO。圖20是對(duì)于RF端口所呈現(xiàn)的阻抗的實(shí)部和虛部分量與頻率的關(guān)系曲線圖。輸入阻抗的實(shí)部和虛部分量都是使用網(wǎng)絡(luò)分析儀在 ·ω=200ΜΗζ和Q=60pF的情況下測(cè)得的。很顯然，這里良好阻抗匹配的范圍非常小，因?yàn)殡娙菰谳^大的偏移頻率下對(duì)于阻抗起到主導(dǎo)作用。另外，阻抗的虛部分量在負(fù)偏移頻率下表現(xiàn)出令人感興趣的極性轉(zhuǎn)換特性。參考圖19 (a)-19 (f)，披露了表示接收機(jī)的帶外線性性能的不同測(cè)量值的曲線圖。在RF端口具有可調(diào)的BPF意味著其對(duì)于接收機(jī)的帶外線性性能有很大的影響。針對(duì)不同的偏移頻率和電容設(shè)定值來表征接收機(jī)的線性度。圖21(a)示出了在三個(gè)不同的Cl的情況下，由于在1.2006GHz的RF頻率下在I. 16GHz處出現(xiàn)阻塞信號(hào)而導(dǎo)致的帶外壓縮。帶外壓縮的程度被定義為使所希望的信號(hào)減小3dB時(shí)的阻塞信號(hào)功率。在圖21 (b)中，對(duì)于三個(gè)電容設(shè)定值，在I. 2GHz的RF頻率附近對(duì)阻塞信號(hào)頻率執(zhí)行掃頻，并針對(duì)每個(gè)電容設(shè)定值測(cè)量帶外壓縮。測(cè)得的壓縮程度很好地通過下述簡單公式來擬合(圖19(b)中的實(shí)線)。P0B3db = -20 log(kl+k2/fIFint2). (12)其中kl和k2是擬合參數(shù)，該公式的形式與下述兩種機(jī)制的組合相一致1)對(duì)于帶外遠(yuǎn)端阻塞信號(hào)為+IOdBm的恒定帶外壓縮點(diǎn)，其可能反映了混頻器自身的壓縮情況；以及2)頻率相關(guān)項(xiàng)，其在較低干擾IF頻率下起主導(dǎo)作用，所允許的相關(guān)性為l/fIFint2。第二個(gè)分量隨著電容的增大而減弱，并與壓縮的三階非線性度相一致，該三階非線性度在阻塞信號(hào)濾波的一個(gè)極點(diǎn)之后出現(xiàn)。該第二個(gè)分量也反映了基帶LNA的非線性度。圖19(c)示出了對(duì)于兩個(gè)不同的Cl設(shè)定值，以I. 2GHz的LO(在I. 1994GHz處生成一個(gè)頂3結(jié)果，然后降頻轉(zhuǎn)換為600kHz的IF)，使用雙音調(diào)(一個(gè)在I. 22GHz處，另一個(gè)在I. 2406GHz處)測(cè)得的IIP3。當(dāng)選擇大的q時(shí)，得到的IIP3為27dBm，當(dāng)采樣電容較低時(shí)，IIP3的值要差得多，為_8dBm。
圖21(d)示出了針對(duì)Cl=5PF和Cl=I20PF兩種情況，在不同偏移頻率下(其中x軸表示比較靠近RF的音調(diào)頻率)測(cè)得的IIP3。其中也表明當(dāng)Q較高時(shí)，接收機(jī)對(duì)于非常接近的干擾信號(hào)保持了良好的線性度。如前所述，這個(gè)結(jié)果很好地通過與公式(11)類似的公式形式來擬合，其結(jié)合了以下兩種機(jī)制的組合一個(gè)常數(shù)，非常高的IIP3機(jī)制(可推定來自混頻器)；以及一個(gè)與頻率相關(guān)的分量，它滿足l/fIF3，反映了基帶的3階非線性度?？紤]到RC極點(diǎn)和無源混頻器的衰減，這些結(jié)果與單獨(dú)對(duì)基帶放大器進(jìn)行仿真的結(jié)果一致。帶外結(jié)果要在仿真中再現(xiàn)更為困難。然而，通過對(duì)混頻器開關(guān)應(yīng)用平方律模型，計(jì)算出帶外IIP3為24dBm，這和測(cè)量值就很接近了。圖19(e)示出了對(duì)于I. 2GHz的L0，在雙音頻(一個(gè)在I. 22GHz處，另一個(gè)在
I.2206GHz處)情況下的2階互調(diào)制結(jié)果的IIP2，在I. 2006GHz處生成了一個(gè)頂2。當(dāng)選用大的Q時(shí)，可以得到58dBm的IIP2，對(duì)于最小的電容設(shè)定值，則得到差得多的IIP2，為-ldBm，因?yàn)?0MHz接近位于接收機(jī)100的帶寬范圍內(nèi)。圖21(f)示出了針對(duì)Q=5pF和Cfl20pF兩種情況，在不同偏移頻率下測(cè)得的 IIP2。由于有其他非線性影響，當(dāng)干擾信號(hào)在帶內(nèi)移動(dòng)時(shí)，這些干擾信號(hào)產(chǎn)生了較大的失真結(jié)果。采用較大的Q會(huì)降低帶寬，并能改善相對(duì)于在頻率上非常接近的干擾信號(hào)的魯棒性。與前面所述的3階非線性度不同，IIP2并不遵循簡單擬合規(guī)則，這表明產(chǎn)生IIP2的機(jī)制可能要比產(chǎn)生IIP3的機(jī)制更為復(fù)雜。由于接收機(jī)100的前端帶寬是可編程的，從而可以在帶寬和耐干擾性之間進(jìn)行折中。因此，接收機(jī)100可以被編程為接收帶寬>10MHz的信號(hào)，但是，如果它被設(shè)置在其初始帶寬的話，其也可以被重新編程為當(dāng)出現(xiàn)使系統(tǒng)顯著變差的阻塞信號(hào)時(shí)接收帶寬更窄的信號(hào)。由于本發(fā)明著重在于展示低噪聲、阻抗可調(diào)性以及帶外線性性能，沒有把重點(diǎn)放在基帶LNA的線性化以及用于帶內(nèi)線性度的放大器重新組合。盡管如此，也對(duì)接收機(jī)的帶內(nèi)線性度進(jìn)行了測(cè)量。對(duì)于IGHz的L0，在I. 0012GHz和I. 0016GHz處注入信號(hào)。這些信號(hào)在I. 0004GHz處產(chǎn)生頂2結(jié)果，在I. 00008GHz處產(chǎn)生頂3結(jié)果。這樣就得到一個(gè)_45dBm的帶內(nèi)IIP2和一個(gè)-67dBm的帶內(nèi)IIP3。在本發(fā)明的一個(gè)替代實(shí)施例中，通過設(shè)計(jì)更高性能的線性基帶電路很容易地提高了帶內(nèi)線性度。實(shí)際上，靈敏的SDR型方法可使得線性度(作為相對(duì)于功耗的折中)成為一種可編程的基帶特征。除了表征接收機(jī)對(duì)一般寬帶干擾信號(hào)的敏感度之外，還對(duì)8相位混頻器和重組放大器降低LO頻率的諧波處的阻塞信號(hào)的效果進(jìn)行測(cè)量。由于接收機(jī)100不包括RF前端濾波器，混頻器將在這些諧波處出現(xiàn)的信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換。在一個(gè)試驗(yàn)中，接收機(jī)被設(shè)置為具有2GHz的輸入L0，有效LO為500MHz。為了直接比較4相位情況和8相位情況，對(duì)于4相位情況采用了額外的二分頻，使得這兩者都能接收500MHz左右的信號(hào)。對(duì)于在基礎(chǔ)頻率(499MHz)下注入的信號(hào)以及在3次和5次諧波(分別為I. 499GHz和2. 499GHz)處注入的信號(hào)之間的增益差值進(jìn)行測(cè)量。在4相位情況下，3次諧波的輸出功率比基礎(chǔ)頻率的輸出功率要小lldB，而5次諧波的輸出比基礎(chǔ)頻率要小19. 9dB。這和方波采樣信號(hào)的傅里葉序列中與這些諧波相伴隨的1/3和1/5的權(quán)重相當(dāng)一致。對(duì)于8相位的情況，由于其主動(dòng)地排斥了這些諧波，因而3次諧波的輸出比基礎(chǔ)頻率小35. 4dB,而5次諧波則要小42. 6dB。
以上描述了在圖5和圖8中所示的單片接收機(jī)架構(gòu)所采用的復(fù)反饋方案。圖22是雙極性復(fù)反饋的散射參數(shù)與RF頻率之間的關(guān)系曲線圖。為了測(cè)量復(fù)反饋的效果，接收機(jī)100被編程為接收500MHz左右的RF頻率；使用網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)RF頻率進(jìn)行掃頻(參見圖20中的27Ω曲線)。用實(shí)反饋電阻對(duì)阻抗匹配進(jìn)行調(diào)諧，以提供深的Sll陷波，而不使用復(fù)反饋(參見36 Ω曲線)。接下來，用一個(gè)正的RFI值接通復(fù)反饋路徑，再次對(duì)RF頻率進(jìn)行掃頻。如預(yù)期的那樣，綠色的曲線使得IF頻率向著最優(yōu)Sll偏移。用相反極性的復(fù)阻抗反饋重復(fù)進(jìn)行該測(cè)量；得到了 LO頻率相反一側(cè)的陷波。圖23是不同等效阻抗的散射參數(shù)Sll與RF頻率之間的關(guān)系曲線圖。為了表明當(dāng)RF端口上出現(xiàn)顯著的阻抗不匹配時(shí)可以利用復(fù)阻抗來提供兩個(gè)邊帶上的匹配，有效LO頻率被移至IGHz (例如在該處電容寄生效應(yīng)占了很大的比例)。圖23表明，如果不采用復(fù)反饋，當(dāng)IF顯著偏離LO時(shí)，Sll處于最小值。利用復(fù)反饋將這個(gè)最優(yōu)值移動(dòng)到非常接近LO頻率處。通過進(jìn)一步降低RFI (有效地增加了復(fù)效應(yīng)的影響)，Sll的陷波可以被移動(dòng)到LO的 另一側(cè)邊帶，而對(duì)于該邊帶大大提高了 Sll值。圖24是測(cè)得的接收機(jī)噪聲系數(shù)與本發(fā)明所提供的復(fù)反饋之間的關(guān)系曲線。圖24示出了在LO為900MHz、IF為IMHz的情況下，進(jìn)行雙極性RFI掃頻的8相位型接收機(jī)的DSBNF。毫不意外的是，其中的一個(gè)極性比另一個(gè)極性提供了更佳的NF，因?yàn)樗鼘?duì)于RF端口提供了改進(jìn)的復(fù)阻抗匹配。如表I所總結(jié)的那樣，本發(fā)明所述的軟件無線電接收機(jī)100提供了接近于3dB的NF，帶外IIP3高至27dBm，頻率調(diào)諧范圍為O. 1-2. 4GHz。表I性能總結(jié)
權(quán)利要求
1.一種無線通信設(shè)備，包括 被配置為接收來自周圍環(huán)境的射頻信號(hào)的天線，所述天線的特征由天線阻抗來表征，而所述射頻信號(hào)的特征由預(yù)定的頻率來表征； 無源混頻器組件，其被耦連到所述天線，而無需射頻匹配網(wǎng)絡(luò)，所述無源混頻器組件的特征由對(duì)于天線所表現(xiàn)出的無源混頻器阻抗來表征，所述無源混頻器組件包括多個(gè)基帶混頻器端ロ，所述無源混頻器組件被配置為對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換，并提供多個(gè)基帶信號(hào)，所述多個(gè)基帶信號(hào)中的每個(gè)基帶信號(hào)從所述多個(gè)基帶混頻器端ロ中的一對(duì)應(yīng)端ロ被輸出，并且其特征由多個(gè)預(yù)定相位中的一個(gè)預(yù)定相位所表征； 基帶低噪聲放大器(基帶LNA)組件，其被耦連到所述無源混頻器組件，所述基帶LNA組件包括一基帶LNA輸入部分，該基帶LNA輸入部分被配置為從所述無源混頻器組件接收多個(gè)基帶信號(hào)，所述基帶LNA組件被配置為從一基帶LNA輸出部分提供多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)；以及 基帶反饋網(wǎng)絡(luò)，其被耦連在所述基帶LNA輸出部分和所述基帶LNA輸入部分之間，所述基帶反饋網(wǎng)絡(luò)包括多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件，所述多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件能夠被有選擇性地調(diào)節(jié)，使得無源混頻器阻抗在預(yù)定的射頻頻率下基本上匹配于天線組抗。
2.如權(quán)利要求I所述的設(shè)備，其中所述多個(gè)第一可調(diào)阻性部件能夠被有選擇性地調(diào)節(jié)，以調(diào)節(jié)與所述基帶LNA相關(guān)的增益。
3.如權(quán)利要求I所述的設(shè)備，其中所述基帶反饋網(wǎng)絡(luò)還包括一可切換的基帶網(wǎng)絡(luò)，其被耦連在所述基帶LNA輸出部分和所述多個(gè)基帶混頻器端ロ之間，該可切換的基帶電路包括多個(gè)第二可調(diào)電阻性元件，這些第二可調(diào)電阻性元件能夠被有選擇性地調(diào)節(jié)，使得所述無源濾波器阻抗在預(yù)定的射頻頻率下基本上匹配于天線阻抗的復(fù)共軛。
4.如權(quán)利要求3所述的設(shè)備，其中所述可切換的基帶網(wǎng)絡(luò)被配置為根據(jù)選定的連接狀態(tài)使所述多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)中的第一部分被可切換地互連到所述多個(gè)基帶混頻器端口中的第二部分，并使所述多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)中的第二部分被可切換地互連到所述多個(gè)基帶混頻器端ロ中的第一部分。
5.如權(quán)利要求4所述的設(shè)備，其中所述選定的連接狀態(tài)能夠至少在第一連接狀態(tài)和第ニ連接狀態(tài)之間切換，所述無源混頻器阻抗的電抗極性可通過下述方式來選擇即選擇所述第一連接狀態(tài)或第二連接狀態(tài)中的ー個(gè)，使第一連接狀態(tài)的極性與第二連接狀態(tài)的極性相反。
6.如權(quán)利要求3所述的設(shè)備，其中所述復(fù)共軛包括一個(gè)實(shí)部和ー個(gè)電抗虛部，所述實(shí)部對(duì)應(yīng)于所述多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件，所述電抗虛部對(duì)應(yīng)于所述多個(gè)第二可調(diào)電阻性元件。
7.如權(quán)利要求6所述的設(shè)備，其中所述電抗虛部的極性對(duì)應(yīng)于所述可切換的基帶網(wǎng)絡(luò)的互連狀態(tài)。
8.如權(quán)利要求I所述的設(shè)備，其中所述多個(gè)預(yù)定相位包括2N個(gè)預(yù)定相位，其中N為大于或等于2的整數(shù)。
9.如權(quán)利要求I所述的設(shè)備，其中所述無源混頻器組件還包括多個(gè)可調(diào)諧采樣電容，所述無源混頻器阻抗是與所述多個(gè)可調(diào)諧采樣電容中的每個(gè)采樣電容相關(guān)的數(shù)值的函數(shù)。
10.如權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其中所述多個(gè)可調(diào)諧采樣電容中的每個(gè)采樣電容在所述多個(gè)基帶混頻器端口中的每ー個(gè)端ロ處被耦連到所述多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件中對(duì)應(yīng)的一個(gè)電阻性元件，每個(gè)可調(diào)諧采樣電容及其相應(yīng)的第一可調(diào)電阻性元件形成了一個(gè)可調(diào)諧的帶通濾波器，該帶 通濾波器具有可調(diào)諧的預(yù)定品質(zhì)因數(shù)(Q)。
11.如權(quán)利要求I所述的設(shè)備，其中所述無源混頻器組件還包括 分頻器組件，其被配置為將本振(LO)信號(hào)劃分成多個(gè)本振(LO)脈沖，每個(gè)LO脈沖的特征由所述多個(gè)預(yù)定相位中的一個(gè)預(yù)定相位來表征；以及 耦連到所述分頻器的多個(gè)開關(guān)，所述多個(gè)開關(guān)中的每個(gè)開關(guān)被配置為將射頻信號(hào)與所述多個(gè)本振(LO)脈沖中的ー個(gè)LO脈沖相乘,從而產(chǎn)生所述多個(gè)基帶信號(hào)中的一個(gè)基帶信號(hào)。
12.如權(quán)利要求11所述的設(shè)備，其中所述多個(gè)基帶信號(hào)包括多個(gè)同相基帶信號(hào)和多個(gè)正交相基帶信號(hào)，并且其中所述多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)包括多個(gè)經(jīng)放大的同相基帶信號(hào)和多個(gè)經(jīng)放大的正交相基帶信號(hào)。
13.如權(quán)利要求12所述的設(shè)備，其中所述多個(gè)基帶信號(hào)包括多個(gè)差分基帶信號(hào)，并且其中所述多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)包括多個(gè)經(jīng)放大的差分基帶信號(hào)。
14.如權(quán)利要求11所述的設(shè)備，其中所述多個(gè)開關(guān)包括多個(gè)開關(guān)對(duì)，所述多個(gè)開關(guān)對(duì)中的每個(gè)開關(guān)對(duì)包括一第一開關(guān)和一第二開關(guān)，所述第一開關(guān)被配置為將所述射頻信號(hào)與第一 LO脈沖相乘，所述第二開關(guān)被配置為將所述射頻信號(hào)與第二 LO脈沖相乗，所述第二 LO脈沖的相位與所述第一 LO脈沖相差180°。
15.如權(quán)利要求14所述的設(shè)備，其中所述基帶LNA組件包括耦連到所述多個(gè)開關(guān)對(duì)中的每個(gè)開關(guān)對(duì)的基帶LNA，使得所述基帶LNA提供經(jīng)放大的差分基帶信號(hào)，并且其中所述基帶反饋網(wǎng)絡(luò)包括ー對(duì)耦連到每個(gè)基帶LNA的第一可調(diào)電阻性元件。
16.如權(quán)利要求I所述的設(shè)備，還包括耦連到所述基帶LNA的諧波重組放大器組件，該諧波重組放大器被配置為將所述多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)重新組合，從而產(chǎn)生復(fù)合基帶信號(hào)。
17.如權(quán)利要求I所述的設(shè)備，其中所述諧波重組放大器包括一同相差分放大器和一正交相差分放大器，所述同相差分放大器被配置為對(duì)所述多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)中的第一部分進(jìn)行重新組合，從而產(chǎn)生復(fù)合的同相基帶信號(hào)，并且其中所述正交相差分放大器被配置為對(duì)所述多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)中的第二部分進(jìn)行重新組合，從而產(chǎn)生復(fù)合的正交相基帶信號(hào)，所述同相差分放大器和所述正交相差分放大器被配置為基本上消除了不希望的諧波信號(hào)分量。
18.—種無線通信設(shè)備，包括 被配置為接收來自周圍環(huán)境的射頻信號(hào)的天線，所述天線的特征由天線阻抗來表征，而所述射頻信號(hào)的特征由預(yù)定的頻率來表征； 無源混頻器組件，其被耦連到天線，而無需射頻匹配網(wǎng)絡(luò)，所述無源混頻器組件的特征由對(duì)于天線表現(xiàn)出的無源混頻器阻抗來表征，所述無源混頻器組件包括多個(gè)基帶混頻器端ロ。所述無源混頻器組件被配置為對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換，并提供多個(gè)基帶信號(hào)，所述多個(gè)基帶信號(hào)中的每個(gè)基帶信號(hào)由所述多個(gè)基帶混頻器中的一對(duì)應(yīng)端ロ輸出，并且其特征由多個(gè)預(yù)定相位中的一個(gè)預(yù)定相位來表征；以及 基帶低噪聲放大器(基帶LNA)，其被耦連到所述無源混頻器組件，所述基帶LNA包括一基帶LNA輸入部分，該基帶LNA輸入部分被配置為從所述無源混頻器組件接收多個(gè)基帶信號(hào)。所述基帶LNA被配置為從一基帶LNA輸出部分提供多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)；以及基帶反饋網(wǎng)絡(luò)，其被耦連在所述基帶LNA輸出部分和基帶LNA輸入部分之間，所述基帶反饋網(wǎng)絡(luò)包括多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件和多個(gè)第二可調(diào)電阻性元件，所述第一和第二可調(diào)電阻性元件能夠在第一反饋連接狀態(tài)與第二反饋連接狀態(tài)之間切換，所述多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件和多個(gè)第二可調(diào)電阻性元件能夠被分別調(diào)節(jié)，從而使得無源混頻器阻抗在預(yù)定的射頻頻率下基本上對(duì)應(yīng)于天線阻抗的復(fù)共軛。
19.如權(quán)利要求18所述的設(shè)備，其中所述復(fù)共軛包括一個(gè)實(shí)部和ー個(gè)電抗虛部，所述實(shí)部對(duì)應(yīng)于所述多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件，所述電抗虛部對(duì)應(yīng)于所述多個(gè)第二可調(diào)電阻性元件，并且其中所述第一反饋連接狀態(tài)對(duì)應(yīng)于所述電抗虛部的第一種極性，所述第二反饋連接狀態(tài)對(duì)應(yīng)于所述電抗虛部的第二種極性，所述第一種極性與所述第二種極性相反。
20.一種軟件無線電(SDR)設(shè)備，包括 設(shè)置在SDR外殼之上或者之中的用戶接ロ，該用戶接ロ包括至少ー個(gè)數(shù)據(jù)輸入部分和至少ー個(gè)數(shù)據(jù)輸出部分，所述至少ー個(gè)數(shù)據(jù)輸入部分被配置為生成多個(gè)計(jì)算機(jī)可讀命令；計(jì)算電路組件，其被耦連到所述用戶接ロ，所述計(jì)算電路組件被配置為對(duì)所述的多個(gè)計(jì)算機(jī)可讀命令進(jìn)行處理，并驅(qū)動(dòng)所述至少ー個(gè)數(shù)據(jù)輸出部分，所述計(jì)算電路組件被編程為 響應(yīng)于所述的多個(gè)計(jì)算機(jī)可讀命令或者SDR操作環(huán)境選擇ー種SDR操作模式； 基于該SDR操作模式確定多個(gè)射頻參數(shù)，所述射頻參數(shù)包括預(yù)定頻率； 對(duì)應(yīng)于所述的多個(gè)系統(tǒng)射頻參數(shù)確定多個(gè)可變基帶參數(shù)；并且 把所述的多個(gè)可變基帶參數(shù)提供給存儲(chǔ)器部分；以及 無線通信組件，該組件包括 被配置為接收來自周圍環(huán)境的射頻信號(hào)的天線，所述天線的特征由天線阻抗來表征，而所述射頻信號(hào)的特征由預(yù)定的頻率來表征， 無源混頻器組件，其被耦連到所述天線，而無需射頻匹配網(wǎng)絡(luò)，所述無源混頻器組件的特征由對(duì)于所述天線表現(xiàn)出的無源混頻器阻抗來表征，所述無源混頻器組件包括多個(gè)基帶混頻器端ロ，所述無源混頻器組件被配置為對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換，并提供多個(gè)基帶信號(hào)，所述多個(gè)基帶信號(hào)中的每個(gè)基帶信號(hào)從所述多個(gè)基帶混頻器端ロ中的一對(duì)應(yīng)端ロ被輸出，并且其特征由多個(gè)預(yù)定相位中的一個(gè)預(yù)定相位來表征， 基帶低噪聲放大器(基帶LNA)組件，其被耦連到所述無源混頻器組件，所述基帶LNA組件包括一基帶輸入端ロ，該基帶輸入端ロ被配置為從所述無源混頻器組件接收多個(gè)基帶信號(hào)，所述基帶LNA組件被配置為從一基帶LNA輸出部分提供多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)，基帶反饋網(wǎng)絡(luò)，其被耦連在所述基帶LNA輸入部分和基帶LNA輸出部分之間，所述基帶反饋網(wǎng)絡(luò)包括多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件和多個(gè)第二可調(diào)電阻性元件，所述的多個(gè)第一和第ニ電阻性元件可以在第一反饋連接狀態(tài)與第二反饋連接狀態(tài)之間切換，所述的多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件和多個(gè)第二可調(diào)電阻性元件可分別調(diào)節(jié)，從而使得無源混頻器阻抗在預(yù)定射頻頻率下基本上對(duì)應(yīng)于天線阻抗的復(fù)共軛。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種無線通信設(shè)備，其包括被配置為從周圍環(huán)境接收射頻信號(hào)的天線。所述天線的特征由天線阻抗來表征，而所述射頻信號(hào)的特征由預(yù)定的頻率來表征。無源混頻器組件，其被耦連到天線，而無需射頻匹配網(wǎng)絡(luò)。該無源混頻器組件的特征由對(duì)于天線所表現(xiàn)出的無源混頻器阻抗來表征。該無源混頻器組件包括多個(gè)基帶混頻器端口。所述無源混頻器組件被配置為對(duì)所述射頻信號(hào)進(jìn)行降頻轉(zhuǎn)換并提供多個(gè)基帶信號(hào)。所述多個(gè)基帶信號(hào)中的每個(gè)基帶信號(hào)從多個(gè)基帶混頻器端口中的一對(duì)應(yīng)端口被直接輸出，并且其特征由多個(gè)預(yù)定相位中的一個(gè)預(yù)定相位來表征?；鶐У驮肼暦糯笃?基帶LNA)組件，其被耦連到所述無源混頻器組件。該基帶LNA組件包括一基帶LNA輸入部分，該基帶LNA輸入部分被配置為接收來自所述無源混頻器組件的多個(gè)基帶信號(hào)。所述基帶LNA組件被配置為從一基帶LNA輸出部分提供多個(gè)經(jīng)放大的基帶信號(hào)?；鶐Х答伨W(wǎng)絡(luò)，其被耦連在所述基帶LNA輸出部分和所述基帶LNA輸入部分之間。所述基帶反饋網(wǎng)絡(luò)包括多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件。所述多個(gè)第一可調(diào)電阻性元件可以被有選擇性地調(diào)節(jié)，使得無源混頻器阻抗在預(yù)定的射頻頻率下基本上相匹配于天線阻抗。
文檔編號(hào)H04W88/02GK102845126SQ201180017760
公開日2012年12月26日 申請(qǐng)日期2011年2月3日 優(yōu)先權(quán)日2010年2月4日
發(fā)明者A·莫爾納, C·安德魯斯 申請(qǐng)人:康奈爾大學(xué)