專利名稱：一種廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于移動通信技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計方法及裝置。
背景技術(shù)：
目前，第三代(3G)移動通信技術(shù)已經(jīng)給人們的生活帶來了前所未有的體驗，但人們的需求并沒有因此而停滯，3GPP LTE (或B3G)正建立一個能獲得高傳輸速率、低等待時間、基于包優(yōu)化可演進(jìn)的無線接入架構(gòu)。針對LTE物理層的上行傳輸要求，我國提出了一種基于離散傅立葉變換擴(kuò)頻廣義多載波(DFT-S-GMC)系統(tǒng)上行傳輸方案。該方案具有低峰均比、對時頻同步誤差及多址干擾魯棒的優(yōu)勢。由于無線信道的陰影衰落和頻率選擇性衰落對實際通信系統(tǒng)的影響比較嚴(yán)重，所以必須努力降低無線信道的影響，這就對無線 DFT-S-GMC系統(tǒng)的信道估計技術(shù)提出了很大的挑戰(zhàn)，信道估計的好壞將直接影響到整個系統(tǒng)的性能優(yōu)劣。由于在DFT-S-GMC上行傳輸方案中，數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻采用了不同的調(diào)制方式，所以傳統(tǒng)均勻?qū)ьl分配方案的設(shè)計存在兩個主要問題一是每個用戶被分配的導(dǎo)頻個數(shù)將十分稀少，即導(dǎo)頻密度低，難以滿足奈奎斯特的時頻采樣定理要求，信道估計精度不高；二是根據(jù)IEEE802. 16e子幀參數(shù)，由于導(dǎo)頻塊長度僅是數(shù)據(jù)塊長度的一半，所以難以由導(dǎo)頻塊的信道頻響直接估計數(shù)據(jù)塊的信道頻響。針對上述問題，不同于傳統(tǒng)正交頻分復(fù)用(OFDM) 系統(tǒng)導(dǎo)頻分配方案，相關(guān)文獻(xiàn)和專利在DFT-S-GMC系統(tǒng)中采用了和數(shù)據(jù)映射方式相對應(yīng)的導(dǎo)頻分配方式，并通過線性內(nèi)插直接由導(dǎo)頻塊信道頻響內(nèi)插得到特定數(shù)據(jù)子帶處的信道頻響估計值。然而，由于該方法使用一幀內(nèi)兩個導(dǎo)頻塊進(jìn)行信道的聯(lián)合估計，所以信道估計性能雖然得到了極大提高，但是該方法僅適用于慢時變信道條件。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于解決現(xiàn)有時域去噪方法受制于導(dǎo)頻個數(shù)和分布均勻要求的局限性而導(dǎo)致的估計精度不高的問題，提供一種適用于塊衰落信道環(huán)境下的離散傅立葉擴(kuò)頻廣義多載波系統(tǒng)的信道估計方法，以獲得較優(yōu)的信道估計性能，且執(zhí)行復(fù)雜度不高。本發(fā)明為解決上述技術(shù)問題而提出一種廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計方法，包括如下步驟(I).發(fā)射端首先按照DFT-S-GMC發(fā)射方案原理將數(shù)據(jù)進(jìn)行映射，并根據(jù)數(shù)據(jù)的映射方式分配導(dǎo)頻；(2).接收端依據(jù)導(dǎo)頻映射方案提取接收導(dǎo)頻信號，并按最小二乘準(zhǔn)則估計導(dǎo)頻子載波處的信道頻響；(3).對最小二乘信道估計值進(jìn)行線性頻域平滑濾波；(4).利用DFT過采樣特性，對短導(dǎo)頻塊的相應(yīng)子帶處的信道頻響進(jìn)行過采樣操作；(5).將經(jīng)過采樣后的信道頻響估計值在時間維上進(jìn)行線性內(nèi)插及外推，以得到導(dǎo)頻子帶對應(yīng)的數(shù)據(jù)子帶處的信道頻響估計值。所述的步驟(I)具體包括如下步驟a.首先對用戶的并行數(shù)據(jù)塊進(jìn)行DFT擴(kuò)頻操作；b.將用戶的頻域數(shù)據(jù)按照集中式或分布式的映射方式映射到相應(yīng)的子帶上，其它子帶上數(shù)據(jù)為零，形成映射輸出序列；c.對映射序列進(jìn)行IFBT變換，并進(jìn)行N個數(shù)據(jù)塊的存儲、移位、累加和循環(huán)數(shù)據(jù)成塊的操作，最后添加循環(huán)前綴構(gòu)成一塊完整的DFT-S-GMC數(shù)據(jù)符號，完成數(shù)據(jù)子帶調(diào)制；d.將特定用戶的導(dǎo)頻按照和步驟b中數(shù)據(jù)相同的映射方式映射到和用戶數(shù)據(jù)子帶相對應(yīng)的位置上，其它子帶為零，以形成一個正交頻分復(fù)用導(dǎo)頻符號；e.對映射后的導(dǎo)頻序列進(jìn)行逆傅立葉變換，插入循環(huán)前綴后形成短導(dǎo)頻塊，以完成導(dǎo)頻子帶調(diào)制；f.將由步驟c得到的數(shù)據(jù)塊和步驟e得到的導(dǎo)頻塊按照IEEE 802. 16e子幀參數(shù)組成一個完整的DFT-S-GMC子幀通過發(fā)射天線發(fā)射出去。所述的步驟(2)中的接收端是按照IEEE 802. 16e子幀結(jié)構(gòu)提取導(dǎo)頻塊，然后對每一塊的導(dǎo)頻接收信號去除循環(huán)前綴后的信號進(jìn)行傅立葉變換，得到經(jīng)過無線信道傳輸?shù)膶?dǎo)頻正交頻分復(fù)用符號，根據(jù)發(fā)射端使用的導(dǎo)頻映射模式分別提取導(dǎo)頻子載波位置的接收符號，計算得每個導(dǎo)頻塊導(dǎo)頻子載波處信道頻響的最小二乘估計。所述的步驟(3)中使用的線性頻域平滑濾波方法中的加權(quán)因子選擇應(yīng)遵循如下原則信道頻響在相鄰子信道上變化很快，即頻選較嚴(yán)重時應(yīng)增加加權(quán)因子的值，如果信噪比減少，那么就應(yīng)該減少加權(quán)因子的取值。所述的步驟(4)中采用的是兩倍率的過采樣。本發(fā)明還提供一種廣義多載波頻域信道估計裝置，包括發(fā)射模塊，用于按照DFT-S-GMC發(fā)射方案原理將數(shù)據(jù)進(jìn)行映射，并根據(jù)數(shù)據(jù)的映射方式分配導(dǎo)頻；接收提取模塊，用于按照IEEE 802. 16e子幀結(jié)構(gòu)接收提取導(dǎo)頻信號并估計導(dǎo)頻子載波處的頻道響應(yīng)；平滑濾波模塊，用于對估計的導(dǎo)頻子載波信道頻響進(jìn)行線性頻域平滑濾波；過采樣模塊，用于對收到的濾波后的結(jié)果進(jìn)行過采樣；內(nèi)插外推模塊，用于將采樣后的頻道響應(yīng)估計值在時間維上進(jìn)行內(nèi)插及外推，以得到導(dǎo)頻子帶對應(yīng)的數(shù)據(jù)子帶處的信道頻響估計值。所述的發(fā)射模塊首先用于對用戶的并行數(shù)據(jù)塊進(jìn)行DFT擴(kuò)頻操作；然后將用戶的頻域數(shù)據(jù)按照集中式或分布式的映射方式映射到相應(yīng)的子帶上，其它子帶上數(shù)據(jù)為零，形成映射輸出序列；接著對映射序列進(jìn)行IFBT變換，并進(jìn)行N個數(shù)據(jù)塊的存儲、移位、累加和循環(huán)數(shù)據(jù)成塊的操作，最后添加循環(huán)前綴構(gòu)成一塊完整的DFT-S-GMC數(shù)據(jù)符號，以完成數(shù)據(jù)子帶調(diào)制；再將特定用戶的導(dǎo)頻按照和數(shù)據(jù)相同的影射方式映射到和用戶數(shù)據(jù)子帶相對應(yīng)的位置上，其它子帶為零，以形成一個正交頻分復(fù)用導(dǎo)頻符號；對映射后的導(dǎo)頻序列進(jìn)行逆傅立葉變換，插入循環(huán)前綴后形成短導(dǎo)頻塊，以完成導(dǎo)頻子帶調(diào)制；最后將得到的數(shù)據(jù)塊和導(dǎo)頻塊按照IEEE 802. 16e子幀參數(shù)組成一個完整的DFT-S-GMC子幀通過發(fā)射天線發(fā)射出去。
所述的接收提取模塊是按照IEEE 802. 16e子幀結(jié)構(gòu)提取導(dǎo)頻塊，然后對每一塊的導(dǎo)頻接收信號去除循環(huán)前綴后的信號進(jìn)行傅立葉變換，得到經(jīng)過無線信道傳輸?shù)膶?dǎo)頻正交頻分復(fù)用符號，根據(jù)發(fā)射端使用的導(dǎo)頻映射模式分別提取導(dǎo)頻子載波位置的接收符號， 計算得每個導(dǎo)頻塊處導(dǎo)頻子載波處的信道頻響的最小二乘估計。所述的平滑濾波模塊使用的線性頻域平滑濾波方法中的加權(quán)因子選擇應(yīng)遵循如下原則信道頻響在相鄰子信道上變化很快，即頻選較嚴(yán)重時應(yīng)增加加權(quán)因子的值，如果信噪比減少，就減少加權(quán)因子的取值。所述的過采樣模塊對濾波后的導(dǎo)頻子載波處的頻道響應(yīng)估計值進(jìn)行兩倍率的采樣。本發(fā)明的有益效果是本發(fā)明通過對接收到的導(dǎo)頻使用頻域平滑濾波實現(xiàn)了最小二乘信道估計值在頻域去噪的目的，再利用過采樣操作和內(nèi)插外推操作解決了短導(dǎo)頻塊估計長數(shù)據(jù)塊的信道估計問題，不僅復(fù)雜度增加不多，而且獲得了更高的估計精度，并能適更適用于實際的應(yīng)用場景。


圖I是本發(fā)明的廣義多載波系統(tǒng)信道估計方法的實施例的流程框圖；圖2是本發(fā)明的廣義多載波系統(tǒng)信道估計方法的實施例中三種信道估計方法的均方誤差比較圖；圖3是本發(fā)明的廣義多載波系統(tǒng)信道估計裝置的結(jié)構(gòu)圖。
具體實施例方式下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實施方式
作進(jìn)一步說明。本發(fā)明的一種廣義多載波系統(tǒng)信道估計方法的實施例我們以單發(fā)射天線和單接收天線的單用戶DFT-S-GMC上行傳輸系統(tǒng)為例來進(jìn)行說明，其通信環(huán)境為頻選較為嚴(yán)重的塊衰落PB信道，用戶的移動速度為150km/h，載波頻率為2GHz，且系統(tǒng)帶寬為5MHz，數(shù)據(jù)長塊傅立葉變換大小為512，循環(huán)前綴長度為39，導(dǎo)頻短塊傅立葉變換大小為256，循環(huán)前綴長度為31，子帶個數(shù)為4，映射模式為分布式，子帶位置分別為4、10、21、25。背景噪聲服從零均值的復(fù)加性高斯分布。數(shù)據(jù)符號是由二進(jìn)制數(shù)經(jīng)過碼率為1/2的turbo編碼、截短、幀內(nèi)交織和QPSK星座映射而形成，導(dǎo)頻符號采用時頻域恒模CAZAC序列。采用本發(fā)明方法進(jìn)行信道估計的流程如圖I所示，具體的實施步驟如下I.特定用戶發(fā)送端首先按照DFT-S-GMC發(fā)射方案原理分別進(jìn)行數(shù)據(jù)塊分布式映射，經(jīng)過逆濾波器組變換(IFBT)將用戶數(shù)據(jù)映射到相應(yīng)的子帶位置上，其余子帶為零，并完成用戶數(shù)據(jù)的頻域維和時域維的復(fù)用、循環(huán)數(shù)據(jù)成塊形成完整的DFT-S-GMC數(shù)據(jù)符號。 具體方法為首先特定用戶u在第η個時刻的并行數(shù)據(jù)塊<( )進(jìn)行Ku點DFT擴(kuò)頻操作為 %( )，其中，O彡η<Ν-1，N是每個傳輸數(shù)據(jù)塊中復(fù)用的逆濾波器組變換的符號個數(shù)，Ku
是分配給用戶u的子帶個數(shù)，且滿足±1 =〃 ’ U是整個上行系統(tǒng)所容納的用戶數(shù)，M是系
U=I
統(tǒng)的子帶總數(shù)；其次，將用戶U的頻域數(shù)據(jù)％(〃)，0 < V < Ku按照分布式的映射方式映射到相應(yīng)的子帶上，其它子帶上數(shù)據(jù)為零，形成映射輸出序列為圪
權(quán)利要求
1.一種廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計方法，其特征在于該信道估計方法的步驟如下(O.發(fā)射端首先按照DFT-S-GMC發(fā)射方案原理將數(shù)據(jù)進(jìn)行映射，并根據(jù)數(shù)據(jù)的映射方式分配導(dǎo)頻；(2).接收端依據(jù)導(dǎo)頻映射方案提取接收導(dǎo)頻信號，并按最小二乘準(zhǔn)則估計導(dǎo)頻子載波處的信道頻響；(3).對最小二乘信道估計值進(jìn)行線性頻域平滑濾波；(4).利用DFT過采樣特性，對短導(dǎo)頻塊的相應(yīng)子帶處的信道頻響進(jìn)行過采樣操作；(5).將經(jīng)過采樣后的信道頻響估計值在時間維上進(jìn)行線性內(nèi)插及外推，以得到導(dǎo)頻子帶對應(yīng)的數(shù)據(jù)子帶處的信道頻響估計值。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計方法，其特征在于所述的步驟(I)具體包括如下步驟a.首先對用戶的并行數(shù)據(jù)塊進(jìn)行DFT擴(kuò)頻操作；b.將用戶的頻域數(shù)據(jù)按照集中式或分布式的映射方式映射到相應(yīng)的子帶上，其它子帶上數(shù)據(jù)為零，形成映射輸出序列；c.對映射序列進(jìn)行IFBT變換，并進(jìn)行#個數(shù)據(jù)塊的存儲、移位、累加和循環(huán)數(shù)據(jù)成塊的操作，最后添加循環(huán)前綴構(gòu)成一塊完整的DFT-S-GMC數(shù)據(jù)符號，完成數(shù)據(jù)子帶調(diào)制；d.將特定用戶的導(dǎo)頻按照和步驟b中數(shù)據(jù)相同的映射方式映射到和用戶數(shù)據(jù)子帶相對應(yīng)的位置上，其它子帶為零，以形成一個正交頻分復(fù)用導(dǎo)頻符號；e.對映射后的導(dǎo)頻序列進(jìn)行逆傅立葉變換，插入循環(huán)前綴后形成短導(dǎo)頻塊，以完成導(dǎo)頻子帶調(diào)制；f.將由步驟c得到的數(shù)據(jù)塊和步驟e得到的導(dǎo)頻塊按照IEEE802. 16e子幀參數(shù)組成一個完整的DFT-S-GMC子幀通過發(fā)射天線發(fā)射出去。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述的廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計方法，其特征在于所述的步驟(2)中的接收端是按照IEEE 802. 16e子幀結(jié)構(gòu)提取導(dǎo)頻塊，然后對每一塊的導(dǎo)頻接收信號去除循環(huán)前綴后的信號進(jìn)行傅立葉變換，得到經(jīng)過無線信道傳輸?shù)膶?dǎo)頻正交頻分復(fù)用符號，根據(jù)發(fā)射端使用的導(dǎo)頻映射模式分別提取導(dǎo)頻子載波位置的接收符號，計算得每個導(dǎo)頻塊導(dǎo)頻子載波處信道頻響的最小二乘估計。
4.根據(jù)權(quán)利要求I所述的廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計方法，其特征在于所述的步驟(3)中使用的線性頻域平滑濾波方法中的加權(quán)因子選擇應(yīng)遵循如下原則信道頻響在相鄰子信道上變化很快，即頻選較嚴(yán)重時應(yīng)增加加權(quán)因子的值，如果信噪比減少，就減少加權(quán)因子的取值。
5.根據(jù)權(quán)利要求I所述的廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計方法，其特征在于所述的步驟(4)中采用的是兩倍率的過采樣。
6.一種廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計裝置，其特征在于該信道估計裝置包括發(fā)射模塊，用于按照DFT-S-GMC發(fā)射方案原理將數(shù)據(jù)進(jìn)行映射，并根據(jù)數(shù)據(jù)的映射方式分配導(dǎo)頻；接收提取模塊，用于按照IEEE 802. 16e子幀結(jié)構(gòu)接收提取導(dǎo)頻信號并估計導(dǎo)頻子載波處的信道頻域響應(yīng)；平滑濾波模塊，用于對收到的導(dǎo)頻子載波處信道頻響估計值進(jìn)行線性頻域平滑濾波；過采樣模塊，用于對收到的濾波后的結(jié)果進(jìn)行過采樣；內(nèi)插外推模塊，用于將采樣后的頻道響應(yīng)估計值在時間維上進(jìn)行內(nèi)插及外推，以得到導(dǎo)頻子帶對應(yīng)的數(shù)據(jù)子帶處的信道頻響估計值。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計裝置，其特征在于所述的發(fā)射模塊首先用于對用戶的并行數(shù)據(jù)塊進(jìn)行DFT擴(kuò)頻操作；然后將用戶的頻域數(shù)據(jù)按照集中式或分布式的映射方式映射到相應(yīng)的子帶上，其它子帶上數(shù)據(jù)為零，形成映射輸出序列；接著對映射序列進(jìn)行IFBT變換，并進(jìn)行#個數(shù)據(jù)塊的存儲、移位、累加和循環(huán)數(shù)據(jù)成塊的操作，最后添加循環(huán)前綴構(gòu)成一塊完整的DFT-S-GMC數(shù)據(jù)符號，以完成數(shù)據(jù)子帶調(diào)制；再將特定用戶的導(dǎo)頻按照和數(shù)據(jù)相同的影射方式映射到和用戶數(shù)據(jù)子帶相對應(yīng)的位置上，其它子帶為零，以形成一個正交頻分復(fù)用導(dǎo)頻符號；對映射后的導(dǎo)頻序列進(jìn)行逆傅立葉變換，插入循環(huán)前綴后形成短導(dǎo)頻塊，以完成導(dǎo)頻子帶調(diào)制；最后將得到的數(shù)據(jù)塊和導(dǎo)頻塊按照IEEE 802. 16e子幀參數(shù)組成一個完整的DFT-S-GMC子幀通過發(fā)射天線發(fā)射出去。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計裝置，其特征在于所述的接收提取模塊是按照IEEE 802. 16e子幀結(jié)構(gòu)提取導(dǎo)頻塊，然后對每一塊的導(dǎo)頻接收信號去除循環(huán)前綴后的信號進(jìn)行傅立葉變換，得到經(jīng)過無線信道傳輸?shù)膶?dǎo)頻正交頻分復(fù)用符號， 根據(jù)發(fā)射端使用的導(dǎo)頻映射模式分別提取導(dǎo)頻子載波位置的接收符號，計算得每個導(dǎo)頻塊處導(dǎo)頻子載波處的信道頻響的最小二乘估計。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計裝置，其特征在于所述的平滑濾波模塊使用的線性頻域平滑濾波方法中的加權(quán)因子選擇應(yīng)遵循如下原則信道頻響在相鄰子信道上變化很快，即頻選較嚴(yán)重時應(yīng)增加加權(quán)因子的值，如果信噪比減少，就減少加權(quán)因子的取值。
10.根據(jù)權(quán)利要求6所述的廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計裝置，其特征在于所述的過采樣模塊對濾波后的導(dǎo)頻子載波處的頻道響應(yīng)估計值進(jìn)行兩倍率的采樣。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種廣義多載波系統(tǒng)頻域信道估計方法及裝置，該信道估計方法的步驟如下發(fā)射端首先根據(jù)數(shù)據(jù)的映射方式將導(dǎo)頻分配每個用戶；接收端依據(jù)導(dǎo)頻映射方案提取接收導(dǎo)頻信號，并按最小二乘準(zhǔn)則估計導(dǎo)頻子載波處的信道頻響；然后，對最小二乘信道估計值進(jìn)行線性頻域平滑濾波；再利用DFT過采樣特性，對短導(dǎo)頻塊的相應(yīng)子帶處的信道頻響進(jìn)行過采樣操作；最后，基于過采樣后的導(dǎo)頻塊處的信道頻響估計值，在時間維上進(jìn)行線性內(nèi)插和外推，以得到整個子幀內(nèi)特定用戶相應(yīng)長塊數(shù)據(jù)子帶處的信道頻響估計值，并計算接下來的頻域均衡器系數(shù)。該方法和傳統(tǒng)頻域最小二乘方法相比，復(fù)雜度增加幾乎可以忽略，但估計性能獲得了的提高，并且可以適用于塊衰落信道。
文檔編號H04L25/02GK102611650SQ20111037414
公開日2012年7月25日 申請日期2011年11月22日 優(yōu)先權(quán)日2011年11月22日
發(fā)明者張雷鳴, 徐美玉, 楊雷, 王丹, 王勇 申請人:河南科技大學(xué)