專利名稱：一種ofdm/oqam系統(tǒng)及其時頻同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于移動通信技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種交錯正交幅度調(diào)制的正交頻分復(fù)用(0FDM/0QAM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing/Offset Quadrature Amplitude Modulation)系統(tǒng)及其時頻同步方法。
背景技術(shù)：
由于無線用戶對傳輸速率要求的不斷提高，多載波調(diào)制技術(shù)已經(jīng)成為目前無線通信的主流調(diào)制方式，如基于循環(huán)前綴的傳統(tǒng)正交頻分復(fù)用(CP-0FDM，Cyclic Prefix-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術(shù)就被選用為 LTE 標(biāo)準(zhǔn)中的關(guān)鍵技術(shù)。而相對于CP-OFDM而言，0FDM/0QAM擁有更高的頻譜效率、更好的時頻聚焦特性，而且對于克服符號間干擾(ISI，Inter-Symbol Interference)和載波間干擾(ICI， Inter-Carrier Interference)的影響在一定程度上都有良好的作用，特別是后者，成為 0FDM/0QAM相對于CP-OFDM的主要優(yōu)勢之一。0FDM/0QAM系統(tǒng)的發(fā)送信號為實值，取自待傳復(fù)數(shù)符號的實部和虛部，相對于傳統(tǒng)的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)，0FDM/0QAM僅僅在實數(shù)域滿足嚴(yán)格的正交條件；可選用具有良好時頻聚焦(TFL，Time Frequency Localization)特性的各向同性正交變換函數(shù)(IOTA, Isotropic Orthogonal Transform Algorithm)。應(yīng)用傳統(tǒng)時頻聯(lián)合估計方法的0FDM/0QAM系統(tǒng)發(fā)送端結(jié)構(gòu)示意圖如

圖1所示。包括信號源模塊，常規(guī)信號處理模塊，正交化相位映射模塊，N點IFFT模塊，成形濾波模塊，D/ A轉(zhuǎn)換模塊，上變頻模塊。為了描述的方便，首先介紹其中所用的術(shù)語(1)成形濾波函數(shù)g(t)在區(qū)間t e {0，Ts，· · ·，(Ng_l)Ts}上取非零值，其中Ng = ξ T/Ts為非零采樣點數(shù)，ξ為成形濾波函數(shù)的抽頭數(shù)，Ts為系統(tǒng)采樣時間間隔，T為符號時間間隔。(2)頻域同步導(dǎo)頻符號由連續(xù)發(fā)送的Ntk個OFDM符號構(gòu)成(Ntk至少比成形濾波函數(shù)的抽頭數(shù)ξ大2個，這樣才能保證經(jīng)過發(fā)送端調(diào)制的時域?qū)ьl部分有重復(fù)導(dǎo)頻符號)，即將頻域重復(fù)導(dǎo)頻符號表示為巧(尸)= , 1 = 0，...，N-I, P = O,...., Ντκ-1，其中 N表示子載波數(shù)，1表示子載波的序號，ρ表示導(dǎo)頻符號序號。經(jīng)過發(fā)送端的調(diào)制之后的時域?qū)ьl信號sTK(kTs)，k e {0,1,2, K，NteN-II在傳輸Ng-N/2個采樣點之后，針對時刻區(qū)間 k e {Ng-N/2，...，NtkN-N-I}，滿足關(guān)系式 (kTs+NTs) = sTE(kTs)。(3)基帶接收信號幀序列為r(kTs)，k e {0,1,2,K}, τ e {0,1, K, Ν/4}為時偏真實值，f為時偏估計值，為時偏實驗值，ε e <-0.5，0.5>為歸一化到子載波間隔上的頻偏真實值4為頻偏估計值，G(埒為相關(guān)序列，R為求相角算子，τ max為多徑信道最大時延，D為滑動求和窗長度。首先進行初始化處理在發(fā)送端(移動臺)和接收端(基站)的寄存器內(nèi)儲存相同的發(fā)送導(dǎo)頻序列，并在接收端將發(fā)送時域?qū)ьl序列 (kTs)的第ξΝ+l至第(Ntk-I)N個數(shù)據(jù)存為發(fā)送基準(zhǔn)序列，在收發(fā)兩端存儲相同的成形濾波函數(shù)序列，并建立對應(yīng)的規(guī)則。具體處理步驟如下步驟11.信號源模塊產(chǎn)生數(shù)據(jù)比特經(jīng)過常規(guī)信號處理模塊做編碼，正交幅度調(diào)制 (QAM，Quadrature Amplitude Modulation)，得到復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)后，組幀、并在前端添加長度為 Nte的頻域重復(fù)導(dǎo)頻符號A(P) = Ara, 1=0，...，N-I, P = O,..., Ντκ-1，接著進行實虛部分 1 ；步驟12.通過步驟11得到的數(shù)據(jù)的實虛部分別通過正交化相位映射模塊進行正交化相位映射；步驟13.通過步驟12的數(shù)據(jù)通過N點IFFT模塊做反快速傅里葉變換(IFFT， Inverse Fast Fourier Transform),完成多載波調(diào)制；步驟14.由步驟13得到的數(shù)據(jù)，通過成形濾波模塊，完成信號成型，并串轉(zhuǎn)換；步驟15.由步驟14得到的數(shù)據(jù)經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換模塊、上變頻模塊，發(fā)射信號。作為典型多載波調(diào)制方式，0FDM/0QAM具有一個多載波調(diào)制技術(shù)的共性，即易受載波頻率偏移(CF0，Carrier Frequency Offset)和時間偏移的影響，CFO產(chǎn)生的主要原因是由于收發(fā)兩端的振蕩器不夠穩(wěn)定和精確，產(chǎn)生的頻率有所偏差，進而破壞了子載波間的正交性，進而引入了 ISI和ICI。而且由于沒有添加CP，一旦出現(xiàn)同步偏差，整個離散傅立葉 (DFT,Discrete Fourier Transform)窗口就會錯位，造成難以恢復(fù)的干擾，所以0FDM/0QAM 對時偏也非常敏感。為了獲得比較好的系統(tǒng)性能，就必須保證時頻偏估計都具有比較高的精度。T. Fusco, A. Petrella 禾口 M. Tanda 在"Data-Aided Symbol Timing and CFO Synchronization for Filter Bank Multicarrier Systems[J]. IEEE Trans.Wireless Commun. , May 2009,8(5) :2705-2715. ”提出了基于基帶接收信號幀序列二階自相關(guān)的MLS 時頻聯(lián)合估計方法，也列舉了基于基帶接收信號幀序列和發(fā)送基準(zhǔn)序列進行四階互相關(guān)的 TR2時頻聯(lián)合估計方法。圖2為應(yīng)用傳統(tǒng)的MLS和TR2時頻聯(lián)合估計的0FDMA/0QAM系統(tǒng)接收端工作原理圖，包括下變頻模塊，A/D轉(zhuǎn)換模塊，同步估計模塊，時頻偏補償模塊，匹配濾波模塊，F(xiàn)FT模塊，去正交化相位映射模塊，常規(guī)信號處理模塊。假設(shè)接收端信道信息已知，則接收端的解調(diào)步驟可以表述為以下幾個步驟步驟21.接收信號經(jīng)過下變頻模塊、A/D轉(zhuǎn)換模塊，得到基帶接收信號幀序列 r(kTs)，k e {0,1,2, K}；步驟22.將步驟21得到的基帶接收信號幀序列HkTs)通過同步模塊估計出時頻偏，通過將基帶接收信號幀序列進行長度為(Ntk-I-ξ )N+1的滑動自相關(guān)(MLS時頻聯(lián)合估計方法所采用的處理方法，具體可以表示為G(埒(邱/0(埒，其中，
NTR*N—N—\2 Ντκ·Ν-Ν-\Rm= Σ r*(kTs + ^-(krS +NTs,Qm= Σ Σ \r(kTs+(I-I)NTs+ ^2 )
k=Ng—\i=l k=Ng—\
或者將基帶接收信號幀序列HkTs)和發(fā)送基準(zhǔn)序列 (kTs)做四階滑動互相關(guān)運算(TR2
時頻聯(lián)合估計方法所采用的處理方法，具體可以表示為G(埒=P(邱/ρ(埒，其中，
權(quán)利要求
1.一種0FDM/0QAM系統(tǒng)，其特征在于，所述0FDM/0QAM系統(tǒng)的接收端包括粗同步估計模塊，用于估計接收到的基帶接收信號幀序列A(Ws)的頻偏估計值頻偏補償模塊，用于將粗同步估計模塊得到的頻偏估計值 對接收到的基帶接收信號幀序列ri(kTs)進行頻偏補償，得到頻偏補償后的接收符號幀序列1~2(1^)； 細(xì)同步估計模塊，用于估計頻偏補償模塊得到的r2(kTs)的時偏估計值夂. 時偏補償模塊，用于將細(xì)同步估計模塊得到的時偏估計值A(chǔ)對頻偏補償模塊得到的 r2(kTs)進行時偏補償，得到時頻偏補償后的接收符號幀序列r3(kTs)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的0FDM/0QAM系統(tǒng)，其特征在于，所述的粗同步估計模塊用于實現(xiàn)如下過程將基帶接收信號幀序列
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的0FDM/0QAM系統(tǒng)，其特征在于，所述的細(xì)同步估計模塊用于實現(xiàn)如下過程將頻偏補償步驟得到r2(kTs)和發(fā)送基準(zhǔn)序列 (kTs)進行長度為(Ντκ-ξ-1/2) N的二階滑動互相關(guān)運算得到一個相關(guān)序列( 2(埒，具體表示為G(炒=|盡(紳/0(炒，其中
4.一種0FDM/0QAM系統(tǒng)時頻同步方法，包括粗同步估計步驟，用于估計接收到的基帶接收信號幀序列A(Ws)的頻偏估計值頻偏補償步驟，用于將粗同步估計步驟得到的頻偏估計值 對接收到的基帶接收信號幀序列ri(kTs)進行頻偏補償，得到頻偏補償后的接收符號幀序列1~2(1^)； 細(xì)同步估計步驟，用于估計頻偏補償步驟得到的r2(kTs)的時偏估計值A(chǔ) . 時偏補償步驟，用于將細(xì)同步估計步驟得到的時偏估計值A(chǔ)對頻偏補償步驟得到的 r2(kTs)進行時偏補償，得到時頻偏補償后的接收符號幀序列r3(kTs)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的時頻同步方法，其特征在于，所述的粗同步估計步驟估計過程如下將基帶接收信號幀序列！^!^)和發(fā)送基準(zhǔn)序列 (kTs)進行長度為(Ντκ-ξ-1/2) N的二階滑動互相關(guān)運算得到一個相關(guān)序列G1(料，具體表示為6得=|代(紳/0(炒，其中
6 根據(jù)權(quán)利要求4或5所述的時頻同步方法，其特征在于，所述的細(xì)同步估計步驟估計過程如下將頻偏補償步驟得到r2(kTs)和發(fā)送基準(zhǔn)序列 (kTs)進行長度為(ΝΤΚ-ξ-1/2) N的二階滑動互相關(guān)運算得到一個相關(guān)序列G2(埒，具體表示為
全文摘要
本發(fā)明公開了一種OFDM/OQAM系統(tǒng)及其時頻同步方法。時頻同步方法包括粗同步估計步驟，用于估計接收到的基帶接收信號幀序列的頻偏估計值；頻偏補償步驟，用于將粗同步估計步驟得到的頻偏估計值對接收到的基帶接收信號幀序列進行頻偏補償，得到r2(kTS)；細(xì)同步估計步驟，用于估計頻偏補償步驟得到的r2(kTS)的時偏估計值；時偏補償步驟，用于將細(xì)同步估計步驟得到的時偏估計值對頻偏補償步驟得到的r2(kTS)進行時偏補償，得到r3(kTS)。本發(fā)明將一步同步擴展為兩步，即粗同步和細(xì)同步，先用粗同步中獲得的頻偏估計值對基帶接收信號幀序列進行頻偏補償，再用補償后的信號進行細(xì)同步得到最終的時偏估計值，使細(xì)同步時CFO的影響降到最小，提高時偏估計的精度和捕獲概率。
文檔編號H04L25/03GK102185822SQ201110142938
公開日2011年9月14日 申請日期2011年5月31日 優(yōu)先權(quán)日2011年5月31日
發(fā)明者李少謙, 楊剛, 武剛, 胡蘇 , 陳浩 申請人:電子科技大學(xué)