專利名稱：一種Per-tone均衡器的設計方法及實現(xiàn)裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通信領域，特別涉及MIM0-0FDM系統(tǒng)中Per-tone均衡器的一種低復雜度設計方法及實現(xiàn)裝置。
背景技術：
多輸入多輸出正交頻分復用(Multi-Input Multi-Output Orthogonal Frequency Division Multiplexing, MIM0-0FDM)系統(tǒng)兼具OFDM技術的高速率、高頻譜利用率和低接收機復雜度等優(yōu)點和MIMO技術提高系統(tǒng)容量的效果。當系統(tǒng)中循環(huán)前綴(Cyclic Prefix, CP)的長度不足以完全消除多徑傳播導致的符號間干擾(Inter Symbol Interference, ISI)和載波間干擾(Inter Carrier Interference, ICI)時，殘余的干擾使系統(tǒng)誤碼率上升。Per-tone (逐個子載波)均衡是針對性技術，即在系統(tǒng)接收機中每個子載波上加入一個均衡器，在頻域?qū)π盘栠M行均衡處理，消除因CP不足引起的干擾，從而降低系統(tǒng)的誤碼率。Per-tone均衡器的最優(yōu)系數(shù)是根據(jù)信道估計的結(jié)果求取得到的?，F(xiàn)有文獻中給出的Per-tone均衡器設計(即，均衡器抽頭系數(shù)求取)方法主要有兩種。一種是規(guī)定所有子載波上的均衡器的抽頭數(shù)目相等(以下簡稱“等長”)，然后計算接收的導頻經(jīng)均衡器后的輸出和發(fā)送的導頻之間的誤差，使這個誤差的均方值最小，即得到基于最小均方誤差(MMSE)準則的Per-tone均衡器系數(shù)。另一種是規(guī)定各個子載波的均衡器抽頭數(shù)目可以不等且可隨時間改變(以下簡稱“抽頭數(shù)可變”)，固定均衡器抽頭總數(shù)，采用遍歷搜索的方法，遍歷每種均衡器抽頭數(shù)目分配方案，基于MMSE準則求出在該分配方案下的Per-tone均衡器系數(shù)，然后計算系統(tǒng)采用所設計得到的均衡器后能夠達到的性能，選用其中使得系統(tǒng)性能最優(yōu)的一個均衡器抽頭數(shù)目分配方案及該方案下均衡器的系數(shù)。在對現(xiàn)有技術進行分析后，發(fā)明人發(fā)現(xiàn)等長的Per-tone均衡器(以下簡稱PTEQ， Per-tone equalizer)不適用于MIM0-0FDM系統(tǒng)，因為各天線對的各子載波之間所經(jīng)歷的信道條件是不同的，信道條件較好的子載波只需要抽頭數(shù)目較少的均衡器就可以達到理想的性能，而信道條件較差的子載波則需要抽頭數(shù)目較多的均衡器才能保證傳輸質(zhì)量要求；用遍歷搜索法設計抽頭數(shù)可變Per-tone均衡器(以下簡稱V-PTEQ，Variable length Per-tone Equalizer)也難以應用于MIM0-0FDM系統(tǒng)，因為無線信道每次變化都要求系統(tǒng)產(chǎn)生與當前信道相匹配的一組均衡器抽頭系數(shù)，而頻繁地用遍歷的方法來得到均衡器系數(shù)會導致設計復雜度過高，難以在接收機中實現(xiàn)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供抽頭數(shù)可變的Per-tone均衡器的一種低復雜度設計方法及裝置，用這種方法設計得出的抽頭數(shù)可變的Per-tone均衡器簡稱為SV-PTEQ均衡器，其中S表示 “設計簡單”。本發(fā)明方法可用于MIM0-0FDM系統(tǒng)接收機中，作為其中的一個模塊，用其設計得出的SV-PTEQ均衡器能有效降低系統(tǒng)因CP不足導致的干擾，從而提高系統(tǒng)性能，且采用該設計方法使系統(tǒng)的實現(xiàn)復雜度較低。本發(fā)明方法也可用于多輸入單輸出OFDM系統(tǒng)(MIS0-0FDM系統(tǒng))、單輸入多輸出OFDM系統(tǒng)(SIM0-0FDM系統(tǒng))、單輸入單輸出OFDM系統(tǒng) (SIS0-0FDM系統(tǒng))即普通的OFDM系統(tǒng)中，因為這三種系統(tǒng)都是MIM0-0FDM系統(tǒng)的簡化特例。本發(fā)明通過以下技術方案來實現(xiàn)。(1)均衡器抽頭數(shù)目分配進行信道估計，得到信道信息，結(jié)合系統(tǒng)參數(shù)，得到各發(fā)送天線上各子載波的平均信干噪比，根據(jù)平均信干噪比將均衡器抽頭總數(shù)分配到各發(fā)送天線的各子載波上。(2)均衡器抽頭最優(yōu)系數(shù)獲取對每一個子載波，根據(jù)分配到的抽頭數(shù)目，得到均衡器抽頭最優(yōu)系數(shù)；逐個子載波進行，直到求出所有子載波上的均衡器的全部抽頭系數(shù)。本發(fā)明的有益效果為
(1)本發(fā)明提供的低復雜度設計方法以信道條件為依據(jù)，為每個發(fā)送天線的每個子載波分配不等的均衡器抽頭數(shù)目，使采用SV-PTEQ均衡器的系統(tǒng)的性能優(yōu)于采用PTEQ均衡器的系統(tǒng)。(2)本發(fā)明提供的低復雜度設計方法分為“均衡器抽頭數(shù)目分配”和“均衡器抽頭最優(yōu)系數(shù)獲取”兩步，從而避免了遍歷搜索V-PTEQ均衡器最優(yōu)系數(shù)導致的高復雜度。


圖1是本發(fā)明具體實施方式
中所述的采用SV-PTEQ均衡器的MIM0-0FDM系統(tǒng)示意圖2是本發(fā)明具體實施方式
中提供的SV-PTEQ均衡器設計方法的流程圖； 圖3是本發(fā)明具體實施方式
中提供的得到各發(fā)送天線各子載波的抽頭數(shù)目的流程圖； 圖4是本發(fā)明具體實施方式
中提供的SV-PTEQ均衡器抽頭數(shù)目分配和最優(yōu)系數(shù)獲取裝置示意圖5是在多個信噪比條件下采用抽頭總數(shù)相同的PTEQ均衡器和SV-PTEQ均衡器時的系統(tǒng)性能曲線；
圖6是在多個均衡器抽頭總數(shù)條件下采用PTEQ均衡器和SV-PTEQ均衡器時的系統(tǒng)性能曲線。
具體實施例方式本發(fā)明方法設計出的SV-PTEQ均衡器在MIM0-0FDM系統(tǒng)中的應用方式如圖1所示。具體包括
發(fā)送端110:
第左個OFDM符號時間間隔內(nèi)，#個輸入數(shù)據(jù)經(jīng)串并變換，調(diào)制到#個并行的子載波上， 再經(jīng)反向快速傅里葉變換(IFFT)、加CP、并串變換，最后在第/7個發(fā)送天線上發(fā)送出去。其中，發(fā)送天線序號p = 2…P, P是
發(fā)送天線總數(shù)。在第A個OFDM符號時間間隔內(nèi)，P個發(fā)送天線的第/7個子載波上要發(fā)送的頻域數(shù)據(jù)記為P維的列向量3^ ,其中子載波序號《 = 1，…,3/。則在時刻7 (^ = ^,...,(^ + 1)5-1，= , r為CP長度)發(fā)送的P維時域數(shù)據(jù)列向量為
權(quán)利要求
1.一種抽頭數(shù)可變的Per-tone均衡器的低復雜度設計方法，其特征在于，包括以下步驟(1)均衡器抽頭數(shù)目分配構(gòu)建信道信息估值矩陣 H^、ICI干擾估值矩陣、ISI干擾估值矩陣i 和快速傅里葉變換矩陣F ；根據(jù)輸入的信號功率譜密度和噪聲方差O；、所述的信道信息估值矩陣H 、ICI干擾估值矩陣 Am^、ISI干擾估值矩陣和快速傅里葉變換矩陣F，得到各發(fā)送天線上各子載波的平均信干噪比的估值Sn 〖， =i,2___AT,/ =l，2…P ；再根據(jù)系統(tǒng)設定的抽頭總數(shù) 、系統(tǒng)設定的每一個均衡器的最大抽頭數(shù)目了腿和所述的各發(fā)送天線上各子載波的平均信干噪比的估值SMR〖， =i, 2...N,p=h 2…戶，得到各發(fā)送天線上各子載波的抽頭數(shù)目 TX2J,p = \,2...P ,(2)均衡器抽頭最優(yōu)系數(shù)獲取根據(jù)同步時延 、噪聲方差4和噪聲的獨立同分布假定，得到發(fā)送導頻的滑動FFT輸出向量Ijm (句和噪聲自相關矩陣Re，對接收導頻做滑動FFT，得到輸出向量U5)；根據(jù)輸出向量^“句、輸出向量U:5)、噪聲自相關矩陣& 、快速傅里葉變換矩陣F和各發(fā)送天線上各子載波的抽頭數(shù)目Τ/，《 =1,2.. JV, ρ = 1,2...P ,用最小均方誤差法得到各發(fā)送天線各子載波的均衡器抽頭最優(yōu)系數(shù)向量w。，《 = 1,2...Α『， j = 1,2. ..P。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述抽頭數(shù)可變的Per-tone均衡器的低復雜度設計方法，其特征在于，所述根據(jù)系統(tǒng)設定抽頭總數(shù)Twpt、系統(tǒng)設定的每一個均衡器的最大抽頭數(shù)目Iffii和所述的各發(fā)送天線上各子載波的平均信干噪比的估值SINR〖，2…N，P=h 2…P ,得到各發(fā)送天線上各子載波的抽頭數(shù)目 n = \2...M, ρ=\2...Ρ具體包括如下步驟(A)初始化迭代序號c=0，根據(jù)所述的均衡器抽頭總數(shù)先為每個發(fā)送天線的#個子載波各分配一個抽頭，即C(C) = I ,因此剩余的抽頭數(shù)目^est⑷=；(B)更新迭代序號c=c+l，按各發(fā)送天線的各個子載波的SINRf倒數(shù)大小的比例，將 ？分配到各個發(fā)送天線的各個子載波，但每個子載波上均衡器抽頭數(shù)目不超過系統(tǒng)設定的每一個均衡器的最大抽頭數(shù)目Tasx ；然后得到剩余的抽頭數(shù)目^est (O ；(C)比較剩余的抽頭數(shù)目T減( 和抽頭數(shù)目小于^lffi的子載波數(shù)目，如果前者大于后者，則繼續(xù)上一步所示的迭代；如果前者不大于后者，則進行下一步操作；(D)抽頭數(shù)目小于Tmj的子載波中平均信干噪比的估值較小的個子載波各加一個抽頭，若同為最小平均信干噪比的子載波數(shù)目大于剩余的抽頭數(shù)目則隨機地給其中？《(O個子載波各加一個抽頭；最后輸出每個發(fā)送天線的每個子載波的抽頭數(shù)目TK￥,n = \,2...N,p = ,2...P。
3. —種權(quán)利要求1所述抽頭數(shù)可變的Per-tone均衡器的低復雜度設計方法的實現(xiàn)裝置，其特征在于，包括均衡器抽頭數(shù)目分配子裝置和與其相連的均衡器抽頭最優(yōu)系數(shù)獲取子裝置；其中，所述均衡器抽頭數(shù)目分配子裝置包括一矩陣構(gòu)建模塊根據(jù)輸入的信道沖激響應估值矩陣^ (i = 0,1...1-1)及其長度Z、子載波個數(shù)(快速傅里葉變換點數(shù))T、CP長度^發(fā)送天線數(shù)八接收天線數(shù)見構(gòu)建信道信息估值矩陣、ICI干擾估值矩陣▲ 、ISI干擾估值矩陣會^和快速傅里葉變換矩陣F ；一子載波信干噪比獲取模塊連接矩陣構(gòu)建模塊，根據(jù)所述的信道信息估值矩陣3^ 、ICI干擾估值矩陣AsW、ISI干擾估值矩陣；& 〃、快速傅里葉變換矩陣F、信號的功率譜密度《和噪聲方差得到各發(fā)送天線上各子載波的平均信干噪比的估值SINRi , /1=1, 2…N ’ P=h 2…P ；和一抽頭數(shù)目分配模塊連接子載波信干噪比獲取模塊，根據(jù)所述的系統(tǒng)設定的抽頭總數(shù)、系統(tǒng)設定的每一個均衡器的最大抽頭數(shù)目T—和各發(fā)送天線上各子載波的平均信干噪比的估值SMB.〖， =1, 2...N,P=h 2…P ,得到各發(fā)送天線上各子載波的抽頭數(shù)目所述均衡器抽頭最優(yōu)系數(shù)獲取子裝置包括一相關矩陣構(gòu)建模塊根據(jù)輸入的發(fā)送導頻~接收導頻、、同步時延5、噪聲方差 of ,得到發(fā)送導頻的滑動FFT輸出(δ)、接收導頻的滑動FFT輸出(δ)和噪聲自相關矩陣Hffi ；和一均衡器最優(yōu)系數(shù)獲取模塊連接相關矩陣構(gòu)建模塊、矩陣構(gòu)建模塊和抽頭數(shù)目分配模塊，根據(jù)輸入的發(fā)送導頻的滑動FFT輸出文、 (5)、接收導頻的滑動FFT輸出fKx (δ)、噪聲自相關矩陣、快速傅里葉變換矩陣E和各發(fā)送天線的各個子載波的抽頭數(shù)T/,得到各發(fā)送天線上各個子載波的均衡器抽頭最優(yōu)系數(shù)冒。，η = \,2…N , ρ = 1/Α..Ρ。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種Per-tone均衡器的設計方法及實現(xiàn)裝置。本發(fā)明的方法分為均衡器抽頭數(shù)目分配和均衡器抽頭最優(yōu)系數(shù)獲取兩步，從而避免了遍歷搜索V-PTEQ均衡器最優(yōu)系數(shù)導致的高復雜度；其實現(xiàn)裝置包括均衡器抽頭數(shù)目分配子裝置和均衡器抽頭最優(yōu)系數(shù)獲取子裝置。本發(fā)明以信道條件為依據(jù)，為每個發(fā)送天線的每個子載波分配不等的均衡器抽頭數(shù)目，使采用SV-PTEQ均衡器的系統(tǒng)的性能優(yōu)于采用PTEQ均衡器的系統(tǒng)。
文檔編號H04L27/01GK102158460SQ20111013600
公開日2011年8月17日 申請日期2011年5月25日 優(yōu)先權(quán)日2011年5月25日
發(fā)明者宋靖, 李靜, 王堅, 黃愛蘋 申請人:浙江大學