專利名稱：分數(shù)間隔判決反饋瑞利Renyi熵小波盲均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種水聲通信系統(tǒng)中分數(shù)間隔判決反饋瑞利Renyi熵小波盲均衡方法。
背景技術(shù)：
水下通信系統(tǒng)中，碼間干擾(inter-symbol interference, ISI)嚴重影響了通信的質(zhì)量，必須采用不需要發(fā)送周期性訓練序列的盲均衡技術(shù)來抑制。在盲均衡方法中，分數(shù)間隔判決反饋均衡器(Fractionally spaced decision feedback equalizer, FSDFE)(見文獻[1]郭業(yè)才，林仁剛.基于T/4分數(shù)間隔的判決反饋盲均衡算法研究.數(shù)據(jù)采集與處理.2008，23 (3) =284-287 ；文獻[2]郭業(yè)才，張艷萍.一種分數(shù)間隔解相關(guān)判決反饋盲均衡算法.艦船科學技術(shù)，2009，31 (5)，pp. 137-140;文獻[3]張銀兵，趙俊渭，李金明，等.一種分數(shù)間隔判決反饋盲均衡算法的研究.2008，25 (8)，pp. 331-334;文獻[4]孫麗君，連衛(wèi)民，孫超.一種淺海水聲信道分數(shù)間隔自適應均衡算法研究.聲學技術(shù)，2007 二6(1)， pp. 137-140;文獻[5]董昕，汪利輝，龔耀襄.分數(shù)間隔判決反饋均衡技術(shù)的研究.實驗科學與技術(shù)2004，(3)，pp5-6，32)，主要利用分數(shù)間隔均衡器獲得更多更詳細的信道信息 (見文獻W]李松，葛臨東.分數(shù)間隔常模盲均衡算法及其性能分析.信息工程大學學報.2004，5 (2)，pp. 79-82 ；文獻[7]郭業(yè)才，著.自適應盲均衡技術(shù)[M],合肥工業(yè)大學出版社，2007，P. 1-153)；利用判決反饋結(jié)構(gòu)來有效地減少信道的非線性失真(文獻[8]孫麗君，孫超.基于判決反饋結(jié)構(gòu)的自適應均衡算法仿真研究.計算機仿真.2005，22 O) 113-115)。因此，它能更好地提高通信效率。Renyi熵是一種廣義的信息熵，作為一種新理論已被成功地應用于模式識別、自適應濾波及基于訓練序列的均衡等大量的實際應用中(見文獻[9]孟慶生，著.信息論[M].西安交通大學出版社，1987)。在文獻[10] (Santamaria I, Pantaleon C, Vielva L, and Principe J C. A fastalgorithm for adaptive blind equalization using order-a RENYI' s entropy[C]. Acoustics, Speech, and Signal Processing,2002. Proceedings. (ICASSP ' 02).IEEEInternational Conference on, Orlando, 13-17May, 2002, (3)，pp. 2657-2660)中，首次把高斯Renyi熵作為代價函數(shù)用到正交小波盲均衡方法中，提高了小波盲均衡方法的收斂速度，計算量卻增加很少。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明目的是針對現(xiàn)有技術(shù)分數(shù)間隔判決反饋盲均衡(FSDFE)方法計算量大、收斂速度慢、穩(wěn)定性差的缺點，發(fā)明了一種基于分數(shù)間隔判決反饋瑞利Renyi熵小波盲均衡方法。本發(fā)明為實現(xiàn)上述目的，采用如下技術(shù)方案本發(fā)明分數(shù)間隔判決反饋瑞利Renyi熵小波盲均衡方法，其特征在于包括如下步驟第一步將以符號長度T為周期的發(fā)射信號序列a(k)分別經(jīng)過T/4分數(shù)間隔第ρ個子信道得到第P個前饋濾波器輸入序列為產(chǎn)㈨= Y/。(￥)a(k -m) + W(k·)，c(p) (k)是
m=0
長度為N。的第ρ個離散信道脈沖響應向量，n(p) (k)是第ρ個信道高斯白噪聲向量，ρ = 1， 2,3,4, L為每個均衡器的長度，k為時間序列，m為時間延時序列；第二步將第一步所述的第ρ個前饋濾波器輸入序列y(p) (k)經(jīng)過正交小波變換得到小波變換器輸出信號R(P) (k) = Qy(p) (k)，其中Q為正交小波變換矩陣；第三步將第二步所述的第P個信道中小波變換器輸出信號R(P) (k)送入第P 個子均衡器得到其輸出信號z(P)(k)，將所有子均衡器輸出送入加法器得均衡器總輸出
z{k) = YjZ^ik);
產(chǎn)1第四步將第三步所述的均衡器輸出信號ζ (k)和反饋濾波器的輸出信號、(k)相加得判決器輸入信號g(k)；第五步將第四步所述判決器輸出信號g(k)經(jīng)過判決器得到發(fā)射信號序列a(k) 的估計效幻；其中將判決器輸出信號g(k)經(jīng)過常數(shù)模盲均衡方法(CMA)得到第一和第二分支前饋濾波器的權(quán)向量；將判決器輸出信號g(k)經(jīng)過Renyi熵盲均衡方法得到第三和第四分支前饋濾波器的權(quán)向量。2、根據(jù)權(quán)力要求1所述的分數(shù)間隔判決反饋瑞利Renyi熵小波盲均衡方法，其特征在于所述第一和第二個分支前饋濾波器的權(quán)向量的迭代公式為/(口) (k + l) = f0’2) (k) + μΚι(χ2) (k) -e{k)^2) {k)z{k)l | g{k) |其中，R(u)表示第一和第二個分支信道上的正交小波變換器(WT)的輸出。另外， 表貪1(1’2)㈨= diagK。(1’2)⑷，<’2)⑷，L ,C似C),L ,C)⑷]表示第一和第二個分支能量歸一化對角矩陣，diag[ ·]表示對角矩陣，且=I rJn{k) I2(38)aj^(k + l) = βσ^) + (1-β) I sJ n{k) f(39)式中，O72H幻表示對第一和第二個分支中小波空間第J層分解第n個信號rT,n(k) 的功率估計；σ^2^幻表示對第一和第二個分支中尺度空間第J層分解第η個信號、n(k) 的功率估計。所述第三和第四分支前饋濾波器的權(quán)向量的迭代公式為
ZiJ σIv ZiJ σ J
t ( f λ，其中t= g(k)|2-|g(k-i)|2,^(0 = —exp，O2 表示信號 t 的方差，
σ ^k 2σ Jff = hd, *表示取共軛，R*(3'4)表示第三和第四個分支信道上的正交小波變換器(WT)的輸
出ο
本發(fā)明以分數(shù)間隔均衡器、小波變換方法、瑞利Renyi熵及判決反饋結(jié)構(gòu)融合為一體，發(fā)明了一種基于分數(shù)間隔判決反饋瑞利Renyi熵小波盲均衡方法。該發(fā)明是以瑞利 Renyi熵作為代價函數(shù)以獲得分數(shù)間隔判決反饋小波盲均衡方法的權(quán)向量迭代公式；利用分數(shù)間隔均衡器獲得更多更詳細的信道信息；利用正交小波變換，來降低輸入信號的自相關(guān)性，以加快收斂速度；利用判決反饋來進一步減小信道失真所造成的影響。因此，該發(fā)明方法的性能優(yōu)于分數(shù)間隔判決反饋盲均衡方法。


圖1 分數(shù)間隔判決反饋小波盲均衡器結(jié)構(gòu)圖；圖2 本發(fā)明分數(shù)間隔判決反饋瑞利Renyi熵小波盲均衡方法原理圖；圖3 本發(fā)明實施例1仿真結(jié)果圖，(a)三種方法的均方誤差曲線，(b)均衡器輸入星座圖，(c)FSDFE輸出星座圖，(d) FSDFEWT輸出星座圖，(e)本發(fā)明FSDFEWTR輸出星座圖；圖4 本發(fā)明實施例2仿真結(jié)果圖，(a)三種算法的均方誤差曲線，(b)均衡器輸入信號星座圖，(c)FSDFE輸出星座圖，(d)FSDFEWT輸出星座圖，(e)本發(fā)明FSDFEWTR輸出星座圖。
具體實施例方式分數(shù)間隔判決反饋小波盲均衡方法基于小波變換的分數(shù)間隔判決反饋小波盲均衡器結(jié)構(gòu)如圖1所示，ρ = 1，2，L，P， P為分數(shù)間隔分支數(shù)，a(k) = [乂10，乂1^1)丄，乂1^1^+1)]化為每個均衡器的長度)是獨立同分布的發(fā)射信號序列向量；c(p)(k)是長度為N。(N。為正整數(shù)，下標C表示信道)的第 P個離散子信道脈沖響應向量；x(P) (k) = [x(p) (k)，x(p) (k-1)，L，x(p) (k-L+1) ]τ(Τ表示轉(zhuǎn)置) 是長度為L的第ρ個子信道接收信號向量；n(P) (k) = [n(p) (k)，n(p) (k-1)，L，n(p) (k-L+1) ]τ 是第P個子信道高斯白噪聲向量(WGN) ；y(p) (k)是第ρ個前饋濾波器輸入序列；z(p)(k)為第 P個子均衡器輸出；z(k)為均衡器輸出的總和；g(k)為判決器的輸入；效幻為發(fā)射信號a(k) 的估計；f(P) (k)是長度為L(L為正整數(shù))的第ρ個前饋濾波器權(quán)向量；d(k) = [d0(k)，K， ClLtw (k)]T是長度Ld(Ld為正整數(shù))的反饋濾波器權(quán)向量。各量間的關(guān)系為x(p) (k) = c(p) (k)a(k)+n(p) (k)(1)
yip\k) = Yj cip)(k)a(k-m) + nip\k)(2)
f(p) (k) = [f(p) (0)，f(p) (1)，L，f(p) (L--1)](3)
f(p) _) = f(P) (k) + MR-Kp) (k)e(k).滬)(k)z(k)Ag(k)\(4)
d{k+\)=d{k)-^k)a{k)ei{k)^{k)\(5)
R(p) (k) = Qy(p) (k)(6)
z(p) (k) = fT(p) (k)R(p) (k)(7)
權(quán)利要求
1.一種分數(shù)間隔判決反饋瑞利Renyi熵小波盲均衡方法，其特征在于包括如下步驟 第一步將以符號長度T為周期的發(fā)射信號序列a(k)分別經(jīng)過T/4分數(shù)間隔第ρ個子信道得到第P個前饋濾波器輸入序列為/"^)= i c(p\k)a(k-(k)是長m= 0度為N。(c表示信息)的第ρ個離散信道脈沖響應向量，n(p) (k)是第ρ個信道高斯白噪聲向量，P = ^力，么！^為每個均衡器的長度濁為時間序列，?。?！為時間延時序列；第二步將第一步所述的第P個前饋濾波器輸入序列y(p) (k)經(jīng)過正交小波變換得到小波變換器輸出信號R(P) (k) = Qy(p) (k)，其中Q為正交小波變換矩陣；第三步將第二步所述的第P個子信道中小波變換器輸出信號R(P)(k)送入第ρ 個子均衡器得到其輸出信號z(p) (k)，將所有子均衡器輸出送入加法器得均衡器輸出 第四步將第三步所述的均衡器輸出信號Z (k)和反饋濾波器的輸出信號(k)相加得判決器輸入信號g(k)；第五步將第四步所述判決器輸出信號g(k)經(jīng)過判決器得到發(fā)射信號序列a(k)的估計朔■’其中將判決器輸出信號g(k)經(jīng)過常數(shù)模盲均衡方法(CMA)得到第一和第二分支前饋濾波器的權(quán)向量；將判決器輸出信號g(k)經(jīng)過瑞利Renyi熵盲均衡方法得到第三和第四分支前饋濾波器的權(quán)向量。
2.根據(jù)權(quán)力要求1所述的分數(shù)間隔判決反饋瑞利Renyi熵小波盲均衡方法，其特征在于所述第一和第二個分支前饋濾波器的權(quán)向量的迭代公式為
全文摘要
本發(fā)明公布了一種分數(shù)間隔判決反饋瑞利Renyi熵小波盲均衡方法，該方法將以符號長度T為周期的發(fā)射信號序列a(k)分別經(jīng)過T/4分數(shù)間隔第p個子信道得到第p個前饋濾波器輸入序列為y(p)(k)；將前饋濾波器輸入序列y(p)(k)經(jīng)過正交小波變換(WT)得到其輸出信號R(p)(k)；將小波變換后輸出信號R(p)(k)送到第p個子均衡器得到其輸出信號z(p)(k)并相加合并得輸出信號z(k)；將均衡器輸出信號z(k)和反饋濾波器的輸出信號zd(k)相加得判決器輸入信號g(k)；將判決反饋器輸入信號g(k)經(jīng)過判決器得到發(fā)射信號序列a(k)的估計。本發(fā)明方法直接把瑞利Renyi熵作為代價函數(shù)用到分數(shù)間隔判決反饋盲均衡器上，減少了剩余誤差，并通過歸一化正交小波變換加快了收斂速度。
文檔編號H04L25/03GK102164106SQ20111009462
公開日2011年8月24日 申請日期2011年4月15日 優(yōu)先權(quán)日2011年4月15日
發(fā)明者郭業(yè)才, 龔秀麗 申請人:南京信息工程大學