專利名稱：無線接收機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種無線接收機，特別是作為無線收發(fā)機的一部分的無線接收機。
背景技術：
對于能源高效型住宅、辦公室以及工業(yè)設施的需求正在增加。能源高效可以通過部署無線傳感器網(wǎng)絡(WSN)系統(tǒng)來實現(xiàn)，該系統(tǒng)將考慮到建筑自動化、工業(yè)監(jiān)測和許多其它應用。針對這一市場，已定義了 2.4GHz IEEE 802. 15. 4全球無線標準，該協(xié)議規(guī)定短范圍低功率無線協(xié)議。為了符合該標準，需要開發(fā)集成射頻(RF)電子元件、微控制器、片上傳感器以及傳感器接口的電子設備。出于商業(yè)原因，需要在單片集成電路，即單片機上完成該集成。符合IEEE 802. 15. 4的無線或射頻收發(fā)機應利用其發(fā)射功率資源來在相關收發(fā)機上保持滿意的信號功率。收發(fā)機的效率被稱為功率效率。在接收機處所要求的信號功率的大小由該接收機的靈敏度所決定。接收機靈敏度被定義為會導致由標準規(guī)定的誤碼性能的天線處最小信號功率。由于接收機靈敏度與該接收機的噪聲系數(shù)nf和解調器的最小基帶信噪比SNRmin成正比，將以上二者保持在最小值將會產生更高的功率效率。最小信號功率Pmin被規(guī)定為Pmin = kT*BW*nf*SNRmin其中kT = -174dBmi25°C ；Bff =通信帶寬(對于802. 15. 4，等于碼片速率)=2MHz ；nf =接收機前端整體噪聲系數(shù)(彡1)；以及SNRfflin =在檢測器/解調器輸入端的最小信號信噪比。使接收機的nf值最小化要求接收路徑上的放大器、混頻器和濾波器電路的噪聲系數(shù)被保持在最小值，同時還要記住需要保持足夠高的增益以便達到可靠工作。然而，這些接收機電路的噪聲和增益性能正比于電路的功耗。而且，最小化接收機的SNRmin有必要采用具有基帶信號的多比特表示的解調器設計。為了產生該多比特表示所需要的模數(shù)轉換器 (ADC)中的比特數(shù)量還相類似地正比于電路功耗。因此，設計低功率收發(fā)機涉及在收發(fā)機功率效率和接收機噪聲性能以及由此產生的電路功耗之間的折衷。在現(xiàn)有技術中，直接轉換和中低頻接收機兩種結構均被用于集成低功率收發(fā)機 [1，2]。直接轉換技術要求的設計復雜度低。然而，其非常容易受到混頻器電路中的噪聲和非線性的影響，導致較高的接收機nf。這種結構已經(jīng)顯示出其能夠達到IEEE 802. 15.4所要求的最小靈敏度指標，但是裕度很小[3]。因此，這種結構在功率效率對噪聲性能交換的能力上受到局限。兩種基帶解碼或解調方案可被用于中低頻接收機拓撲，其被稱為相干和非相干。 相干方案要求信號具有高度的相干性，即相對沒有例如相位抖動或者頻率變化等時序誤差。非相干方案被設計為對時序誤差具有較強適應性，但是由于需要相對復雜的接收機拓撲和要求大約8比特的相對較高的ADC分辨率，所以要以更高的電路功耗為代價來達到這一點。然而，由于簡單的接收機拓撲和更低的ADC分辨率要求，非相干方案要以較高的 SNRmin值來交換低電路功耗。圖11是由K0teng[4]所公開的現(xiàn)有相干方案的結構示意圖。該相干解調器包括連接到所述收發(fā)機的射頻(RF)前端(未示出)的輸出的信道濾波器1102。信道濾波器1102 被饋送(feed)數(shù)字基帶信號的同相分量(Ibb)和數(shù)字基帶信號的反向分量(Qbb)。頻道濾波器一般用于衰減所希望的信道以外的其它所有信道和噪聲。頻道濾波器1102被連接到頻率和相位補償器1104。頻率和相位補償器1104被進一步連接到頻率和相位估計器1106。 頻率和相位估計器1106用于估計輸入基帶信號的頻率和相位。頻率和相位補償器1104用于校正接收到的信號的信號星座圖(signal constellation)的連續(xù)旋轉，該連續(xù)旋轉是由在接收機上的發(fā)射機和接收機本地振蕩器偏移產生的。頻率和相位估計器1106還檢測接收到的信號中的前序(preamble)，其用于頻率和相位補償。頻率和相位補償器1104連接到相關器1108。相關器1108將所述Ibb和Qbb信號的值與由IEEE 802. 15. 4標準所規(guī)定的16個符號(symbol)的32比特碼片值進行比較。這些32比特碼片值被存儲在可被相關器1108訪問的查找表內。所述相關器1108連接到最大決策單元1110。所述最大決策單元1110從相關器1108取得結果，即基帶信號和所述16個符號的碼片值之間的相關度， 并且關于哪個符號被發(fā)出做出決策。這可以由所述最大決策單元1110通過找到最大相關度值來實現(xiàn)。所述具有最大相關度值的符號接下來被饋送至幀同步單元，或者幀同步單元 1112。所述幀同步單元1112可以使用對于零符號的相關度來確保正確的時序，以便后序的符號與零符號同步。與非相干解調器相比，上述相干解調器具有更簡單的相關度算法，因為它使用的是單相關度而不是雙相關度。單相關度可以采用下列用于相關度函數(shù)C(S)的關系式來實現(xiàn)
31O =
r\-d其中‘y，是接收到的基帶信號，‘S，是由IEEE 802. 15. 4標準規(guī)定的符號的偽隨機噪聲(PN)直接序列擴頻碼片編碼(chip code)。然而，在相關器1108之前所需要的相位和頻率補償器1104以及頻率和相位估計器1106會造成對信號分辨率的較高要求和硬件的高復雜度。而且，相位和頻率估計需要在前序期間(即在訓練期間)完成，而且校正精度不足將導致功能喪失。圖12是由Han和Choi [5]所公開的現(xiàn)有非相干方案的結構示意圖。非相干解調器包括延遲和差分濾波器1202，其被饋送兩路基帶信號Ibb和Qbb。差分濾波器1202被連接至相位和頻率估計器1206以及相位和頻率補償器1204。相位和頻率補償器1204基于來自相位和頻率估計器1206的估計頻率偏移對頻率偏移進行補償。相位和頻率估計器1206 還執(zhí)行前序檢測來檢測被發(fā)射的前序。該前序檢測被用來補償相位和頻率。與相位和頻率補償器1204連接的是雙相關器1208。該雙相關器1208將Ibb和Qbb信號的值與來自IEEE 802. 15. 4標準的16個符號的32比特碼片值進行比較，具有最多3個碼片的延遲或滯后。 這些碼片值被存儲于可由雙相關器1208訪問的查找表內。如上文所述，雙相關器1208連接到最大決策單元1210和幀同步單元1212。
總之，需要與IEEE 802. 15. 4兼容的無線接收機，該接收機具有低功耗同時具有高噪聲和信噪性能，例如可以通過噪聲系數(shù)％和在解調器中的最小基帶信噪比SNRmin所量化的。

發(fā)明內容
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了一種可按照標準操作以從模擬信號(即射頻或RF 信號)解碼數(shù)字數(shù)據(jù)的接收機，包括模擬前端和數(shù)字解碼器。模擬前端包含多個模擬元件， 包括用于接收模擬信號的模擬信號輸入端，被設置用于放大模擬信號的至少一個放大器， 以及被設置用于將放大的模擬信號轉換為數(shù)字信號的模數(shù)轉換器(ADC)。數(shù)字解碼器包括連接到ADC的輸出端的數(shù)字信號輸入端，以及包括由具有碼片頻率的時鐘信號驅動的多個數(shù)字元件的解調器。數(shù)字元件包括操作以碼片頻率的倍數(shù)的采樣頻率采樣數(shù)字信號的采樣器，操作處理在采樣的數(shù)字化信號中的被稱為碼片編碼的一組比特并從中輸出一組相關度值的相關度單元；其中一組相關度值是已被處理的碼片編碼和根據(jù)標準規(guī)定的一組可能的碼片編碼之間的似然性映射的指示符；符號選擇單元，具有基于對各組相關度值的分析決定哪個符號被接收的功能；頻率校正單元，操作以依據(jù)從相關度單元輸出的相關度值輸出調整時鐘信號的頻率校正信號。相比相關器之前需要干預的方式，后相關頻率校正方式使根據(jù)本發(fā)明的設計能夠以簡單的硬件實現(xiàn)。簡單的接收機拓撲和半相干解調器將產生接近理論限制的SNRmin。因此，對現(xiàn)有非相干結構產生大約5dB的改進(改善)是可能的。因此，接收機電路能夠以相對寬松的噪聲要求用高增益有效元件來設計。而且，解調器位于數(shù)字電路區(qū)域中，使得5dB 的噪聲改進能夠以非常低的電路功率代價實現(xiàn)。本發(fā)明的實施方式能夠以< 4比特的信號分辨率實現(xiàn)，相比8比特信號分辨率導致的損失小于0. 5dB。在相關度之前不需要像現(xiàn)有技術一樣執(zhí)行相位和頻率補償，因為相位和頻率補償基于由相關度單元計算的相關度值來實現(xiàn)?；谙嚓P度值的最大值在相關度之后采用時序提取允許對信號幅度的連續(xù)優(yōu)化。頻率校正單元可以操作來基于各組相關度值中最大相關度值發(fā)生是早于還是晚于根據(jù)當前使用的碼片頻率的預測的測量，在一定量時間內增加或降低碼片頻率。接收機可以進一步包括具有連接以從頻率校正單元接收頻率控制信號的輸入端和操作以對解調器的元件輸出碼片頻率的時鐘信號的輸出端的同步單元，其中同步單元設置與頻率控制信號相關的碼片頻率。數(shù)字解碼器可以進一步包括位于相關度單元和符號選擇單元之間的平均單元，平均單元用于通過平均在以圍繞預測的正確檢測時間為中心的時序窗口內的連續(xù)時間間隔內的各相關度值修正相關度單元的相關度值輸出。通過以這種方式平均連續(xù)時間間隔內的相關度值，在確定哪個符號被接收之前，可以提供大約3dB左右的噪聲性能改進。接收機可以進一步包括信號質量分析單元，包括被連接以接收指示放大之后的模擬信號信號強度的模擬接收信號強度指示(ARSSI)的輸入端，操作以在正在進行的基礎上評價在解調器測得的性能屬性與滿足標準要求的性能屬性的最小值比較如何，從而確定操作裕度的處理部分；以及連接到模擬前端的至少一個元件的控制輸入端并操作以輸出基于操作裕度和ARSSI信號的控制信號的控制輸出端。
性能屬性可以是基帶信噪比和噪聲因數(shù)中的一個或多個，或者可以導自基帶信噪比和噪聲因數(shù)中的一個或多個。至少一個放大器具有根據(jù)前端控制信號進行控制的增益。基于模擬接收信號強度指示(ARSSI)、相關度值和時序信息的組合進行的信號質量分析允許通過控制在鏈路中存在的一個或多個放大器的增益對IF放大鏈路進行最優(yōu)化。在輸入信號質量高于足以符合標準的情況下對接收機功耗進行動態(tài)降低。ADC可以具有可變的比特分辨率并且在使用中根據(jù)控制信號進行控制。ADC可以以ADC采樣頻率進行操作，采樣頻率根據(jù)前端控制信號進行控制。比特數(shù)量和采樣頻率的可擴展性使得可以在接收機靈敏度和功率消耗之間進行附加的折衷。 接收機進一步包括連接到模擬信號輸入端以用于無線接收模擬信號的天線。根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供了包括接收機和具有數(shù)字部分的發(fā)射機的收發(fā)機， 包括與接收機的數(shù)字解碼器集成的調制器，和與接收機的模擬前端集成的模擬部分。收發(fā)機典型地被實現(xiàn)為單片機，其用來自外接時鐘的時鐘信號定時以驅動收發(fā)機元件?；蛘呤瞻l(fā)機可以具有集成其中的時鐘?？梢蕴峁┌ū辉O置為與至少一個其它收發(fā)機進行操作性無線通信的多個收發(fā)機的無線個人區(qū)域網(wǎng)。根據(jù)本發(fā)明的第三方面，提供了從已知符合特定標準的模擬信號中解碼數(shù)字數(shù)據(jù)的方法，該方法包括以下步驟接收模擬信號；放大模擬信號；將模擬信號轉換為數(shù)字信號；以碼片頻率解調數(shù)字信號。解調通過以下步驟執(zhí)行(a)以碼片頻率的倍數(shù)的采樣頻率采樣數(shù)字信號；(b)應用相關度函數(shù)處理在采樣的數(shù)字化信號中被稱為符號的一組比特以計算一組相關度值，其中一組相關度值是被處理的符號和一組根據(jù)標準定義的可能符號之間的似然映射的指示符；以及(c)基于對各組相關度值的分析確定哪個符號被接收，其中依照相關度值調整時鐘信號?；诟鹘M相關度值中最大相關度值發(fā)生是早于還是晚于根據(jù)當前使用的碼片頻率的預測的測量，在一定量時間內增加或降低碼片頻率。


為了更好的理解本發(fā)明并且展示本發(fā)明如何發(fā)揮作用，下面以實例方式來參照附圖。圖1示出了根據(jù)本發(fā)明第一實施方式的收發(fā)機；圖2示出了圖1所示的收發(fā)機的解調器部分；圖3示出了圖2的解調器的雙相關器單元；圖4示出了圖2的解調器的當前/在先/在后檢測單元；圖5示出了雙相關器單元的示例性輸出波形；圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的第二實施方式的另一種收發(fā)機；圖7示出了根據(jù)本發(fā)明的第三實施方式的另一種收發(fā)機；圖8示出了包括第一、第二或第三實施方式的收發(fā)機的組件；圖9示出了圖8所示的子組件可以應用的應用性實施例；圖10示出了根據(jù)本發(fā)明的方法的流程圖，其可以在根據(jù)第一、第二或第三實施方式中任何一個的裝置中執(zhí)行；圖11示出了根據(jù)KotengW]的現(xiàn)有收發(fā)機的相干解調器；以及圖12示出了根據(jù)Han和Choi [5]的現(xiàn)有收發(fā)機的非相干解調器。
具體實施例方式下面將描述按照IEEE 802. 15. 4全球無線標準的無線收發(fā)機?？梢岳斫?，還可以使用其它無線標準，如下文所述。在IEEE 802. 15. 4全球無線標準中，數(shù)據(jù)被編碼為從O至15的16個符號之一。每個符號具有包括32位碼片(或比特)的碼片值，還被稱作碼片編碼(chip code) 0該協(xié)議以分組為基礎，并且所有的數(shù)據(jù)和任何前序或同步消息被作為符號編碼和發(fā)射，其被按照該標準轉換為32位碼片之一。32位碼片中的每一個表示半個字節(jié)或者4比特的數(shù)據(jù)。在IEEE 802. 15. 4全球無線標準中再現(xiàn)的信道頻率處在2. 405GHz至2. 480GHz的范圍內，具有5Mh的增幅。然而，出于下文所述的目的，假設采用2. 405GHz的頻率。可以理解，在上文規(guī)定的范圍內的任何頻率均可被采用。圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的第一實施方式的收發(fā)機1。圖中所示的收發(fā)機1是一個集成系統(tǒng)。唯一需要的外置元件是天線、晶體振蕩器和電源斷路器。這就是說該收發(fā)機可以在一塊芯片，即在一個單片集成電路內實現(xiàn)。然而，可以理解，盡管考慮到成本希望原因， 但單片解決方案不是技術上必須的。收發(fā)機1在功能上被劃分為兩部分，即為接收機Rx和發(fā)射機Tx，以及可以在硬件上被劃分為兩部分，即模擬單元50和數(shù)字單元52。模擬單元50為發(fā)射機和接收機提供射頻(RF)前端。數(shù)字單元52包括數(shù)字基帶(BB)處理器M和系統(tǒng)控制單元56。參見圖1， 接收機元件2、6、10、12、18、22、對和沈被設置在該圖的上部并具有從左到右的信號通道， 并且發(fā)射機元件40、42、44和46被設置在該圖的下部并具有從右到左的信號通道。接收機和發(fā)射機二者均與控制單元56中在該圖的右側部分可見的更高級控制和處理元件30和32 交互。再次參見圖1，模擬RF前端50形成該圖的左側框圖，并且數(shù)字單元52中的數(shù)字元件形成了該圖的右側框圖。下文中將會理解，接收機信號最初被模擬元件處理，接下來被數(shù)字元件處理，而且發(fā)射機信號在被模擬元件處理之前首先以數(shù)字形式生成。首先介紹接收機?；卺槍邮盏降男盘柕馁|量和程序化環(huán)境參數(shù)(例如配置的模式、固定或移動裝置、最大范圍等)的信息，接收機的最佳工作點可以被確定，在該點裝置消耗一定量的功率以便可靠地工作在ΙΕΕΕ802. 15. 4標準所給出的性能限制以內。正如上文的介紹中進一步所表明的，接收機的靈敏度可以用如下關系式計算Pmin = kT*BW*nf*SNRmin其中kT = -174dBmi25°CBff =通信帶寬(對于802. 15. 4，等于碼片速率)=2MHz ；nf =接收機前端整體噪聲系數(shù)(彡1)；以及SNRfflin =在檢測器/解調器輸入端的最小信號信噪比。最優(yōu)的接收機具有nf = 1，這將使接收機靈敏度的理論極限值被設置為
Pfflin-theoretical = "113. 2dBm該值是在假設信號采用偏移正交相移鍵控(OQPSK)并采用按照IEEE 802. 15. 4的編碼增益、處理增益和帶寬的情況下計算的。IEEE 802. 15. 4規(guī)范要求最小靈敏度為 _8] Pfflin-802.15.4 = -85. OdBm因此，在滿足標準的最低要求值和最優(yōu)接收機理論上可能達到的值之間具有 28. 2dBm的間隙。采用第一實施方式的設計，特別是組合的模擬接收機前端設計和數(shù)字解調器設計，有可能達到大約如下所示的靈敏度Pmin_Target = "105dBm這提供了功耗能夠被優(yōu)化的裕度Δ Pmin = 20dB這等于因數(shù)100。換言之，接收機在使用中能夠被控制在理論上降低其工作功率 100倍，而同時仍然滿足標準。在接收機部分以下方面是可擴展的低噪聲放大器(LNA)偏置電流IbPmin nf l+"PDissPmss = Vdd^IbA/D+數(shù)字化分辨率NPfflin SNRmin在4和3比特分辨率之間具有大約Δ Pmin ^ IdB的損失。PMSS 2ΝA/D+數(shù)字化采樣率fsPfflin SNRmin在4和16MHz之間具有大約Δ Pmin ^ 2dB的損失。PMSS fs本地振蕩器(LO)壓控振蕩器(VCO)偏置電流Ib在VCO仍然安全振蕩的范圍內降低VCO偏置電流Ib會首先導致相位噪聲的增加。中頻(IF)放大器的自動增益控制(AGC)接收機Rx在輸入端具有與天線(未示出)相連接的低噪聲放大器2 (LNA)。LNA是具有<3dB的目標噪聲系數(shù)的高增益放大器。LNA2的SNR或者靈敏度是可控的。由LNA 2 接收的信號按照IEEE802. 15. 4標準的規(guī)定處于2. 405GHz的頻率。LNA 2的輸出端電連接至下變頻混頻器6或者無源正交混頻器。下變頻混頻器6將被放大的信號與由正交生成單元 4所生成的正交信號I和Q相組合。正交生成單元4提供正交信號I和Q，其中Q與I反相 90度。正交生成單元4被本地振蕩器48 (LO)驅動，本地振蕩器48產生以2. 405GHz 士 2MHz 頻率，即RF的正弦波輸出。LO 48可以是基于使用3階變signal-delta( Σ Δ)調制器的 N分數(shù)鎖相環(huán)(PLL)的頻率合成器。然而，可以理解，還可以采用其它振蕩器。LO 48還可以被發(fā)射機Tx所使用。下變頻混頻器6具有兩路輸出，即同相分量和異相分量。下變頻混頻器6連接至帶通濾波器10和IF放大器12。帶通濾波器用于從來自下變頻混頻器6的兩路信號的每一路信號中去除RF分量。從IF放大器12饋送至帶通濾波器6的IF信號的信號強度被信號強度檢測單元8所檢測。Iif和(^信號分量以及信號強度輸出被饋送至相應的模數(shù)轉換器18、16 (ADC)。所述Iif和Qif信號分量被饋送至雙輸入ADC 并且來自信號強度單元8的信號強度輸出信號被饋送至一個單獨的ADC。雙輸入ADC的分辨率和采樣頻率是可控的。雙輸入ADC 18和IF放大器12包括含有AGC單元14的自動增益控制回路(AGC)。 AGC單元14被饋送來自雙輸入ADC 18的數(shù)字輸出。AGC單元14確定IF放大器12的增益對于輸入信號是否足夠高或足夠低。如果信號不是足夠高則IF放大器12的增益被增加，并且如果信號太高則IF放大器12的增益被降低。為了確定信號是太高還是太低，數(shù)字輸出被分析。例如，如果來自數(shù)字輸出信號的最高位比特中的比特具有持續(xù)的‘低’或‘零’值， 則可以確定IF放大器12的增益應該被增加。也就是說，如果一個8比特ADC的第五位至第八位比特值具有持續(xù)的‘低’或‘零’值，則可以確定IF放大器12的增益應該被增加。進行從ADC 16 (用于信號強度檢測單元8)至解調器沈的連接34。ADC 16和解調器沈之間的連接34被稱為模擬接收信號強度指示(ARSSI)。對于Iif和(iIF信號分量的數(shù)字輸出被饋送至數(shù)字中頻至基帶(IF-to-BB)下變頻混頻器22。下變頻混頻器22還被饋送Sin/Cos查找表(LUT) 20。Sin/Cos LUT 20提供正弦波的數(shù)字化版本以及其90度異相信號，即余弦波的數(shù)字化版本。Sin/Cos LUT 20輸出數(shù)字化的正弦和余弦信號，所述信號具有2MHz的頻率，但是被以4-16MHZ的采樣率進行處理。 出于下文的目的，假設采用16MHz的采樣率。來自Sin/Cos LUT 20的數(shù)字化正弦和余弦信號在下變頻混頻器22中乘以Iif和Qif信號分量。來自下變頻混頻器22的同相和異相分量輸出接著在被饋送至解調器沈之前先被饋送至低通濾波器對。低通濾波器M從自下變頻混頻器22饋送的同相和異相信號中去除IF頻率分量，使得輸出同相和異相信號(Iif和Qif)中的每一個的BB分量。如IEEE 802. 15. 4標準所規(guī)定的，BB信號Ibb和Qbb具有2MHz的帶寬以及2MHz的碼片頻率。碼片頻率或碼片速率用于描述接收到的信號中碼片的頻率或速率。解調器沈是半相干基帶解調器。半相干基帶解調器的工作基于對相關器輸出的最大檢測，更具體地是基于在分組接收過程中的最大似然(ML)時延雙相關和連續(xù)頻率校正。如IEEE 802. 15. 4標準所規(guī)定的，解調的輸出是以數(shù)據(jù)字節(jié)的被發(fā)射分組的形式，其被饋送至集成的802. 15. 4上層物理層(PHY)和媒體接入控制(MAC)層單元30。其被連接至多功能微控制器32。微控制器32還被連接至至少一個輸入裝置(如溫度傳感器) 和/或至少一個可控裝置(如加熱器)。解調器沈還包括多個輸出連接觀，其用于控制LNA 2、LO 48和ADC 18。下面介紹發(fā)射機Tx。發(fā)射機包括與802. 15. 4PHY/MAC單元30連接的調制器40。 802. 15. 4PHY/MAC單元30輸出要以如ΙΕΕΕ802. 15. 4標準所規(guī)定的多個字節(jié)的形式發(fā)射的數(shù)據(jù)分組。調制器40是標準調制器，本領域所公知的用于產生要被發(fā)射符號的同相和異相分量(“,和^^)。該要被發(fā)射符號被調制成使得同相分量k包括32位碼片符號中的偶數(shù)比特而異相分量Qfti包括奇數(shù)比特。同相和異相分量接著使用半周正弦脈沖波形整形。以半周正弦脈沖波形整形后的同相和異相分量接著被輸出至OQPSK至MSK轉換器42。
調制后的Itx和Ax信號接著在OQPSK至MSK轉換器42中被組合為最小頻移鍵控 (MSK)格式。來自OQPSK至MSK轉換器42的數(shù)字輸出被饋送至MSK 2點調制器44，即本領域公知的雙點MSK調制結構。由LO 48提供頻率同步。MSK 2點調制器44基于來自OQPSK 至MSK轉換器42的數(shù)字輸出調制LO 48的信號。來自MSK 2點調制器44的調制信號被饋送至功率放大器(PA)46，其具有可編程輸出功率。PA 46連接到天線(未示出)以用于信號發(fā)射。圖2示出了圖1中所示的解調器沈的結構示意圖。解調器沈被劃分為上部數(shù)據(jù)通道部分和下部時序部分。上部數(shù)據(jù)通道部分包括采樣器70、雙相關器72、平均單元74、最大決策單元76以及幀同步單元78。上部數(shù)據(jù)通道具有從左至右傳輸?shù)臄?shù)據(jù)通道。下部時序部分包括前序/開窗/最大檢測單元82和符號 /碼片同步單元84。解調器沈還包括信號質量分析單元80，其為圖1所示的LNA2、ADC 18 和LO 48提供控制。來自圖1所示的低通濾波器M的同相和異相信號分量Ibb和Qbb被饋送至采樣器 70。采樣器70具有另一個用于采樣信號的輸入fs。采樣頻率被設置為收發(fā)機的碼片頻率 (fchip)或碼片速率的2、4或8倍以便分別提供2、4或8倍比率的過采樣，過采樣率被稱為 NOS0過采樣率被定義為fs/f。hip (注根據(jù)IEEE 802. 15. 4,fchip = 2MHz)。對于本實施例假設采樣頻率fs是16MHz或者2MHz的碼片頻率的8倍。采樣器70采樣輸入信號的32位碼片(即一個符號的32位碼片)，輸入信號是以來自同相分量的16位碼片和來自異相分量的 16位碼片的形式。由采樣器70所采樣的32位碼片接著被饋送至雙相關器72或者相關度單元。碼片頻率被設置為2MHz，但是以8倍的過采樣率以16MHz頻率執(zhí)行采樣。因此，可以理解，接收到的信號以32倍過采樣率被采樣以有效地采樣一個32位碼片符號。換言之，對于一個32位碼片符號，256個點被采樣。因此，對于該32位碼片符號的每個碼片，當采樣8 倍的過采樣率時會有8個采樣點。隨著時間推移，這一操作通過重復采樣輸入信號而重復。 由于許多符號被發(fā)射，可以理解，接收機1會持續(xù)地采樣和解調接收信號，這將形成一個分組，因為IEEE802. 15. 4標準是基于分組的。雙相關器72具有用于C(15:0)的16路輸出，即采樣信號(即被采樣的接收到的信號)和如IEEE 802. 15. 4標準所規(guī)定的16路已知的32位碼片符號或碼片編碼之間的相關度值。32位碼片符號由LUT68提供給雙相關器72。相關器72還輸出相關器輸出中的最大值MaxC(s)。最大相關器輸出值Max C(s)被看作是在給定的采樣點上每16個輸出中的最大相關器輸出?？梢岳斫猓偤瓦€可以用于表示該最大相關器輸出Max C(s)0最大相關器輸出被饋送至解調器26的時序部分中的前序/開窗/最大檢測單元82。相關器輸出C(15:0)被饋送至平均單元74。該平均單元74計算相關器輸出中每一個的當前、在先和在后點的平均值。當前、在先和在后點將在下面被更為詳細地定義。平均的相關器輸出C(15:0)值接著被饋送至最大決策單元76。可以理解，平均單元74可以被省略并且相關器輸出C (15:0)被從雙相關器72饋送至最大決策單元76或者符號選擇單兀。在作出最大似然決策之前對相關器輸出C(S)的當前/在先/在后值進行平均為 8倍過采樣率(N0S = 8)下的SNRmin提供了大約3dB的改進，在奈奎斯特采樣率(N0S = 2) 下仍能提供大約IdB的改進。對于采用OQPSK的IEEE 802. 15. 4 (相干)解調，這使SNRmin性能接近于2. 2dB的理論限制。最大決策單元76基于也被稱為最大似然測試的各相關器值之間的比較選擇具有最大值的相關度輸出。具有最大值的相關器輸出被視為要被發(fā)射的符號。最大決策單元76 然后將具有最大相關器輸出的符號輸出至幀同步單元78。幀同步單元78同步要從解調器 26輸出的被發(fā)射的幀或分組。也就是說幀同步單元78同步接收的符號，以便數(shù)據(jù)被以正確的分組形式輸出。如圖所示，平均單元74、最大決策單元76和幀同步單元78的每一個均還被符號/碼片同步單元84饋送。符號/碼片同步單元84通過時序連接86為這些元件中的每一個提供時序信息。時序連接86在解調器沈內部提供同步，使得碼片/符號在正確的時間點上被檢測。下面討論時序部分。前序檢測器82用于標識接收到的數(shù)據(jù)分組的前序部分。在IEEE802. 15. 4標準中， 前序包括8位重復的零符號S (0)。前序檢測器82接收Max C(s)信號和對于零符號S(O)的相關器輸出，即C (0)。在接收到的分組的前序部分中，已知只有零符號被發(fā)射；因此，這被用于建立收發(fā)機的頻率和相位以便與在符號/碼片同步單元84中的接收數(shù)據(jù)相對應。前序檢測單元82的輸出被饋送至符號/碼片同步單元84，還被稱為頻率校正單元。該符號/碼片同步單元84提供碼片時鐘形式的同步時序。術語碼片時鐘用于描述以碼片頻率即2MHz工作的時鐘。符號/碼片同步單元84還提供符號時鐘，其是碼片時鐘的倍數(shù)，即碼片時鐘的1/32倍，如62. 5KHz。 碼片時鐘由符號/碼片同步單元84通過時序連接86提供。由于采樣頻率是固定的，所以碼片時鐘可以通過瞬時改變NOS而由符號/碼片同步單元84校正/調整。執(zhí)行校正/調整以確保接收機LO與接收到的信號同步。因為解調器的這些部件都在碼片/符號級上工作，符號/碼片同步單元84還通過時序連接86確保平均單元74、最大決策單元76和幀同步單元78在接收數(shù)據(jù)的正確同步點上工作。解調器沈還包括信號質量分析單元80。信號質量分析單元80的輸出連接34被反饋至接收機的模擬前端。信號質量分析基于來自連接34模擬接收信號強度指示(ARSSI) (其是信號強度單元8的數(shù)字化輸出)、雙相關器72和前序檢測單元82。信號質量分析單元80在連線觀上提供控制輸出。來自信號質量分析單元80的控制輸出被提供作為模擬單元50中的元件的輸出，特別是對LNA 2，在該元件中其被作為控制參數(shù)，以在解調器沈的輸入信號質量被判定超出標準的要求(或者某些更嚴格的要求閾值)時來調整SNR或靈敏度。接收機功耗的動態(tài)降低由此能夠通過在一個或多個RF前端放大元件中降低SNR或者靈敏度而起作用?？梢岳斫?，作為降低SNR或靈敏度的結果，增益也會被降低?？刂戚敵鲇^還被饋送至ADC 18，在該元件中它被作為控制參數(shù)，以在解調器沈的輸入信號質量被判定超出標準的要求(或者某些更嚴格的要求閾值)時調整ADC分辨率的比特數(shù)量和/或ADC 的采樣頻率，從而使比特數(shù)量能夠被降低和/或采樣頻率能夠降低，因此通過降低接收機靈敏度來降低功耗?？刂戚敵鲇^進一步輸入至LO 48，在該元件中它被作為控制參數(shù)以調整LO 48的偏置電流，由此降低LO 48所消耗的功率，但在實際允許的范圍內增加了相位噪聲。可以理解，對這些可能的控制回路所進行任何置換都是可以想到的，例如來自解調器沈的反饋控制可以只被施加于LNA 2、LO 48和ADC 18中的一個或兩個。圖3示出了圖2所示的雙相關器72的示意圖。
雙相關度算法如下所示
權利要求
1.一種按照標準操作以從模擬信號中解碼數(shù)字數(shù)據(jù)的接收機，包括模擬前端和數(shù)字解碼器，其中所述模擬前端具有多個模擬元件，包括用于接收所述模擬信號的模擬信號輸入端，被設置用于放大所述模擬信號的至少一個放大器，以及被設置用于將放大的模擬信號轉換為數(shù)字信號的模數(shù)轉換器(ADC)，并且其中所述數(shù)字解碼器包括連接到所述ADC的輸出端的數(shù)字信號輸入端，以及包括被連接以由具有碼片頻率的時鐘信號驅動的多個數(shù)字元件的解調器，所述數(shù)字元件包括采樣器，操作以所述碼片頻率的倍數(shù)的采樣頻率采樣數(shù)字信號；相關度單元，操作以使用雙相關度函數(shù)處理在采樣的數(shù)字化信號中的被稱為碼片編碼的一組比特并從中輸出一組相關度值，其中所述一組相關度值是已被處理的碼片編碼和根據(jù)標準規(guī)定的一組可能的碼片編碼之間的似然性映射的指示符；符號選擇單元，具有基于對各組相關度值的分析決定哪個符號被接收的功能；以及頻率校正單元，操作以依據(jù)從相關度單元輸出的相關度值輸出操作以瞬時調整碼片頻率的頻率控制信號。
2.根據(jù)權利要求1所述的接收機，其中頻率校正單元操作以基于各組相關度值中最大相關度值發(fā)生是早于還是晚于根據(jù)當前使用的碼片頻率的預測的測量，在一定量時間內增加或降低碼片頻率。
3.根據(jù)權利要求2所述的接收機，其中進一步包括被連接以具有從頻率校正單元接收頻率控制信號的輸入端和操作以對解調器的元件輸出碼片頻率的時鐘信號的輸出端的同步單元，其中同步單元設置與頻率控制信號相關的碼片頻率。
4.根據(jù)權利要求1、2或3所述的接收機，其中所述數(shù)字解碼器進一步包括位于相關度單元和符號選擇單元之間的平均單元，所述平均單元用于通過平均在以圍繞預測的正確檢測時間為中心的時序窗口內的連續(xù)時間間隔內的各相關度值修正相關度單元的相關度值輸出。
5.根據(jù)權利要求1、2、3或4所述的接收機，進一步包括信號質量分析單元，包括輸入端，被連接以接收用于指示放大之后的模擬信號信號強度的模擬接收信號強度指示(ARSSI)信號；處理部分，操作以在正在進行的基礎上評價在解調器測得的性能屬性與滿足標準要求的性能屬性的最小值的比較如何，從而確定操作裕度；以及控制輸出端，連接到模擬前端的至少一個元件的控制輸入端并操作以基于所述操作裕度和ARSSI信號輸出控制信號。
6.根據(jù)權利要求5所述的接收機，其中所述性能屬性可以是基帶信噪比和噪聲因數(shù)中的一個或多個，或者可以導自基帶信噪比和噪聲因數(shù)中的一個或多個。
7.根據(jù)權利要求5或6所述的接收機，其中至少一個放大器具有根據(jù)前端控制信號進行控制的增益。
8.根據(jù)權利要求5、6或7所述的接收機，其中所述ADC具有可變并且在使用中根據(jù)前端控制信號進行控制的比特分辨率。
9.根據(jù)權利要求5、6、7或8所述的接收機，其中所述ADC以ADC采樣頻率操作，所述采樣頻率在使用中根據(jù)前端控制信號進行控制。
10.一種根據(jù)上述權利要求中任意一項所述的接收機，進一步包括連接到模擬信號輸入端以用于無線接收模擬信號的天線。
11.一種收發(fā)機，包括根據(jù)以上權利要求中任意一項所述的接收機和具有數(shù)字部分和模擬部分的發(fā)射機，所述數(shù)字部分包括調制器且與接收機的數(shù)字解碼器集成，所述模擬部分與接收機的模擬前端集成。
12.一種無線個人區(qū)域網(wǎng)，包括多個根據(jù)權利要求11所述的收發(fā)機，每個收發(fā)機被設置為與至少一個其它收發(fā)機進行操作性無線通信。
13.—種從已知符合特定標準的模擬信號中解碼數(shù)字數(shù)據(jù)的方法，該方法包括以下步驟(i)接收模擬信號； ( )放大所述模擬信號；(iii)將所述模擬信號轉換為數(shù)字信號；(iv)以由碼片頻率設置的碼片頻率解調所述數(shù)字信號，其中解調步驟通過以下步驟執(zhí)行(a)以碼片頻率的倍數(shù)的采樣頻率采樣所述數(shù)字信號；(b)應用雙相關度函數(shù)處理在采樣的數(shù)字化信號中被稱為符號的一組比特以計算一組相關度值，其中所述一組相關度值是被處理的符號和一組根據(jù)標準定義的可能符號之間的似然映射的指示符；以及(c)基于對各組相關度值的分析確定哪個符號被接收，其中依據(jù)所述相關度值瞬時調整碼片頻率。
14.根據(jù)權利要求13所述的方法，其中基于對各組相關度值中最大相關度值發(fā)生是早于還是晚于根據(jù)當前使用的碼片頻率的預測的測量，在一定量時間內增加或降低碼片頻率。
全文摘要
一種設計符合IEEE 802.15.4標準的無線接收機。接收機包括模擬前端和數(shù)字解碼器。前端的模擬元件包括一個或多個放大器和模數(shù)轉換器(ADC)。數(shù)字解碼器接收ADC的輸入并且在解調器中將其解調。解調器被內置或外置時鐘在碼片頻率上加以驅動。解調器包括用于以采樣頻率采樣數(shù)字信號的采樣器和用于處理在采樣數(shù)字化信號中被稱為碼片編碼的一組比特并從中輸出一組相關度值的相關度單元。一組相關度值是被處理的碼片編碼和根據(jù)標準的定義一組可能的碼片編碼之間的似然性映射的指示符。解調器進一步包括符號選擇單元和頻率校正單元。符號選擇單元具有基于對各組相關度值的分析決定哪個符號被接收的功能。頻率校正單元用于基于從相關度單元輸出的相關度值對碼片頻率進行調整，特別是基于對各組相關度值中最大相關度值發(fā)生是早于還是晚于預測的測量，增加或降低碼片頻率。該方案具有的優(yōu)點是在相關度之后執(zhí)行相位和頻率補償以避免對相干解調的需求，同時不需要常規(guī)的非相干解調方案的嚴格規(guī)定。
文檔編號H04B1/7075GK102577289SQ201080042154
公開日2012年7月11日 申請日期2010年8月12日 優(yōu)先權日2009年8月13日
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