專利名稱：改進(jìn)的移動無線電信道估計(jì)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及信道估計(jì)，并且更具體地說，涉及改進(jìn)用于確定信道估計(jì)的散射對象表征的準(zhǔn)確度。
背景技術(shù)：
在無線通信系統(tǒng)中，傳送的信號從環(huán)境中的對象(例如，建筑物、小山等)反射，這些對象在本文中稱為散射對象。反射從不同方向和帶有不同延遲到達(dá)接收器。反射或多徑可通過路徑延遲和復(fù)延遲系數(shù)來表征。復(fù)延遲系數(shù)顯示由于交通工具的移動性而引起的快速時間變化，而路徑延遲在大量的OFDM符號時期上是相對恒定的。信道估計(jì)是表征無線電信道在傳送的信號上的效應(yīng)的過程。近似估算信道在傳送的信號上的效應(yīng)的信道估計(jì)可用于干擾抵消、分集組合、ML檢測及其它用途。通常使用的許多信道估計(jì)技術(shù)不產(chǎn)生供更高階調(diào)制所使用的信道的足夠準(zhǔn)確的估計(jì)。此外，難以預(yù)測信道將由于交通工具的移動性而如何更改。因此，需要新的信道估計(jì)技術(shù)，這些技術(shù)將產(chǎn)生用于更高階調(diào)制的更準(zhǔn)確信道估計(jì)，并使得能夠從當(dāng)前信道估計(jì)來預(yù)測信道。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種改進(jìn)的信道估計(jì)技術(shù)，該技術(shù)確定無線信道中散射對象的準(zhǔn)確表征，并使用散射對象表征來生成準(zhǔn)確的信道估計(jì)。為此，根據(jù)本發(fā)明的接收器應(yīng)用修改的頻率變換到接收的信號樣本以便為多徑信道中的散射對象確定實(shí)際路徑延遲和相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)。該接收器可還通過確定與每個散射對象相關(guān)聯(lián)的多普勒頻移以表征復(fù)系數(shù)的時間變化來表征散射對象?；诮Y(jié)果的路徑延遲和多普勒頻率信息，接收器確定準(zhǔn)確的信道估計(jì)。由于路徑延遲和多普勒參數(shù)比現(xiàn)有技術(shù)解決方案提供的那些參數(shù)更準(zhǔn)確，因此，從這些路徑延遲和多普勒參數(shù)得出的信道估計(jì)也更準(zhǔn)確。因此，結(jié)果的信道估計(jì)對于更高階調(diào)制處理、信道預(yù)測等是有用的。要確定實(shí)際路徑延遲和相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)，接收器將修改的頻率到時間變換應(yīng)用到在多個均等分隔頻率所接收的多個信號樣本，以生成非均等分隔路徑延遲集合和相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)集合。在一個實(shí)施例中，兩個或更多非均等分隔路徑延遲對應(yīng)于信號采樣時期的非整數(shù)倍。為了確定多普勒參數(shù)，接收器將時間到頻率變換應(yīng)用到多個均等分隔的時間間隔上為各個路徑延遲所確定的復(fù)延遲系數(shù)的各個集合。多普勒參數(shù)的結(jié)果集合包括對于各個路徑延遲的多個非均等分隔多普勒頻率及其對應(yīng)的散射系數(shù)。在一個示范實(shí)施例中，所述無線接收器從接收的OFDM信號來生成對應(yīng)于多個 OFDM副載頻的多個OFDM信號樣本。所述接收器將例如逆修改的Prony算法等修改的頻率到時間變換應(yīng)用到信號樣本以確定非均等分隔路徑延遲集合和相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)集合，其中，非均等分隔路徑延遲是信號采樣時期的非整數(shù)倍。每個路徑延遲和相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)對應(yīng)于無線信道中的一個或多個散射對象。所述接收器隨后將例如ftxmy算法等時間到頻率變換應(yīng)用到多個OFDM符號時期上為各個路徑延遲所確定的復(fù)延遲系數(shù)的各個集合。結(jié)
5果提供了對于各個路徑延遲的多普勒參數(shù)的集合。多普勒參數(shù)的每個集合包括多個非均等分隔多普勒頻率及其對應(yīng)的復(fù)散射系數(shù)，其中，每個散射系數(shù)對應(yīng)于無線信道中的相應(yīng)散射對象。接收器使用多普勒參數(shù)和對應(yīng)的路徑延遲來確定信道估計(jì)。


圖1示出相對于無線系統(tǒng)中的傳送器和接收器在不同散射對象與不同路徑延遲之間的關(guān)系。圖2示出在特定時刻的相對于接收器的與散射對象相關(guān)聯(lián)的示范多普勒頻率向量。圖3示出一示范傳送器。圖4示出根據(jù)本發(fā)明的一示范實(shí)施例的一示范接收器。圖5示出從現(xiàn)場測試數(shù)據(jù)所獲得的測量的信道脈沖響應(yīng)。圖6繪出多普勒域中信號射線的強(qiáng)度。圖7示出根據(jù)本發(fā)明的用于確定路徑延遲和對應(yīng)多普勒參數(shù)的一示范方法。圖8A和8B示出用于實(shí)現(xiàn)圖7的變換方法的細(xì)節(jié)。
具體實(shí)施例方式通過無線通信信道行進(jìn)的傳送的信號在到達(dá)接收器前一般遇到幾種散射對象，例如，建筑物、山、樹等。在本文中使用時，術(shù)語“散射對象，，指各個散射對象和太靠近而難以分離的散射對象群。信道估計(jì)是表征這些散射對象在傳送的信號上的效應(yīng)的過程。近似估算信道在傳送的信號上的效應(yīng)的信道估計(jì)可用于干擾抵消、分集組合、ML檢測及其它用途。 一般由接收器使用的信道估計(jì)能夠包括在例如CDMA (碼分多址)系統(tǒng)中均等分隔碼片延遲等多個均等分隔延遲的信道脈沖響應(yīng)的復(fù)系數(shù)以及指示在例如0FDM(正交頻分復(fù)用)系統(tǒng)中均等分隔副載頻等多個均等分隔頻率的信道頻率響應(yīng)的復(fù)系數(shù)。本發(fā)明提供一種用于表征散射對象以便接收器能夠?qū)τ诶鐚頃r間期等任何期望時間期確定準(zhǔn)確的信道估計(jì)的方法。為了表征散射對象，接收器確定對應(yīng)于散射對象的路徑延遲、復(fù)延遲系數(shù)和/或多普勒參數(shù)。理想的是多徑信道中的每個散射對象對應(yīng)于不同的路徑延遲。然而，即使反射信號經(jīng)過不同路徑，也存在不同的散射對象造成反射信號具有相同的路徑延遲的情形。例如，圖1示出環(huán)繞傳送器12和接收器14的多個橢圓，其中，傳送器12和接收器14標(biāo)記橢圓的焦點(diǎn)，其中散射對象10在橢圓之一上，以及其中不同的橢圓對應(yīng)于不同的路徑延遲。因此，沿相同橢圓定位的不同散射對象10的路徑具有相同路徑延遲，而沿不同橢圓定位的不同散射對象10的路徑具有不同路徑延遲。例如，散射對象10a、10b均落在橢圓2上，而散射對象IOc在橢圓1上。因此，與路徑18c相關(guān)聯(lián)的路徑延遲不同于與路徑18a或路徑18b 相關(guān)聯(lián)的路徑延遲，其中，路徑18a和路徑18b均具有相同路徑延遲。由于散射對象IOa和 IOb應(yīng)用相同路徑延遲到傳送的信號，因此，接收器14不能單獨(dú)使用路徑延遲來區(qū)分與路徑18a相關(guān)聯(lián)的散射對象IOa和與路徑18b相關(guān)聯(lián)的散射對象10b。由于單獨(dú)的路徑延遲不能用于表征散射對象10，因此，接收器14可使用另一表征參數(shù)進(jìn)一步表征和區(qū)分不同的散射對象10，如多普勒參數(shù)。在傳送器12和/或接收器14移動時，即使傳送器和/或接收器移動太小而不能造成路徑延遲的可察覺更改，與每個散射對象10相關(guān)聯(lián)的復(fù)延遲系數(shù)也在相位中旋轉(zhuǎn)，這導(dǎo)致稱為多普勒頻移的效應(yīng)。圖2示出在特定時刻的相對于移動接收器14的與散射對象相關(guān)聯(lián)的不同多普勒頻率向量的一示例。通過確定多普勒效應(yīng)例如在多個OFDM符號時期上等一段時間上如何更改復(fù)延遲系數(shù)， 接收器14可區(qū)分具有相同路徑延遲但由不同散射對象10造成的不同路徑18。對于申請人 Dent的美國專利No. 6507602提供了用于確定散射對象的多普勒特性的一種方法。例如'602專利等現(xiàn)有技術(shù)提供各種方式來確定多普勒頻率。然而，相對于與此類常規(guī)解決方案相關(guān)聯(lián)的路徑延遲和多普勒頻率估計(jì)的誤差余量一般太大而不能提供例如使用諸如256QAM等更高階調(diào)制的OFDM系統(tǒng)等更高階調(diào)制系統(tǒng)所要求的信道估計(jì)準(zhǔn)確度。此外，常規(guī)解決方案的準(zhǔn)確度不足以進(jìn)行信道預(yù)測工作，例如，確定將來時間期的準(zhǔn)確信道估計(jì)。因此，要求備選的解決方案。本發(fā)明提供一種信道估計(jì)方法，該方法產(chǎn)生比現(xiàn)有技術(shù)解決方案所實(shí)現(xiàn)的準(zhǔn)確度更佳的信道估計(jì)。下面根據(jù)在多個接收OFDM符號中的OFDM信號樣本來描述本發(fā)明。然而， 將領(lǐng)會到，本發(fā)明適用于信號樣本的任何組，這些信號樣本對應(yīng)于接收器14用于表征無線通信信道和/或無線通信信道內(nèi)散射對象的不同頻率。從廣義上說，本發(fā)明確定對于無線信道中多個散射對象的實(shí)際路徑延遲和多普勒參數(shù)信息。基于路徑延遲和多普勒頻率信息，接收器確定對更高階調(diào)制處理、信道預(yù)測等有用的信道估計(jì)。更具體地說，接收器14應(yīng)用頻率到時間變換到多個OFDM符號時期上接收的多個OFDM副載波信號樣本以確定非均等分隔路徑延遲的集合和相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)的集合。此外，接收器14應(yīng)用時間到頻率變換到為多個OFDM符號時期上各個路徑延遲所確定的復(fù)延遲系數(shù)以確定多普勒參數(shù)的集合，包括對于各個路徑延遲的多個非均等分隔多普勒頻率及其對應(yīng)的散射系數(shù)。由于本發(fā)明的變換操作不限于確定在均等分隔時間或頻率間隔的輸出值，因此， 非均等分隔路徑延遲、相關(guān)聯(lián)的復(fù)延遲系數(shù)及相關(guān)聯(lián)的多普勒參數(shù)集合具有比常規(guī)技術(shù)產(chǎn)生的那些值更少的誤差。本文中所述的變換操作因此在避免現(xiàn)有技術(shù)的準(zhǔn)確度問題的同時，充分表征散射對象10。結(jié)果的散射對象表征的增大準(zhǔn)確度使得接收器14能夠?yàn)槔绺唠A調(diào)制處理和信道預(yù)測操作等要求此類高準(zhǔn)確度信道估計(jì)的操作更好地確定信道估計(jì)。為了有利于本發(fā)明的詳細(xì)解釋，圖3和4分別先示出一示范OFDM傳送器12和OFDM 接收器14的簡化內(nèi)部細(xì)節(jié)。傳送器12包括天線13、逆傅立葉變換單元20、并到串轉(zhuǎn)換器 22、調(diào)制器M及功率放大器沈。通常，傳送器使用逆傅立葉變換(IDFT)來編碼符號，并且接收器使用離散傅立葉變換(DFT)來解碼信號。然而，IDFT和DFT可互換，并且如此類似以至于它們在本文中被簡單地稱為傅立葉變換單元20。要傳送的信號值(SI··。!!)被輸入傅立葉變換單元20，該單元可以是專用的、硬連線FFT(或IFFT)電路或DSP實(shí)現(xiàn)。傅立葉變換單元20將η個輸入值變換成至少η個輸出值。有利的是使用多于η個輸出值，稱為“過采樣”。例如，η = 700個輸入值能夠使用IOM點(diǎn)FFT而變換成m = 1024個輸出值。524 個未使用的輸入將被設(shè)為0，表示用于700個輸入值的700個譜倉(spectral bin)的任一側(cè)上的262個空譜倉。過采樣簡化了限制帶外譜能量所需的后續(xù)抗混疊濾波。并到串單元22通過以固定次序連續(xù)選擇傅立葉變換單元20的輸出值，將它們轉(zhuǎn)換成串行形式。每個值是復(fù)值，因此，串行流包括實(shí)部流和虛部流，即，(I，Q)值流。I值流和Q值流通過調(diào)制器M內(nèi)的數(shù)模轉(zhuǎn)換和濾波而轉(zhuǎn)換成持續(xù)時間I和Q信號。要求濾波器頻率響應(yīng)使對應(yīng)于使用的譜倉(例如上面例示的700個倉)的頻率通過，同時衰減超出示范的IOM個倉的頻率。因此，過采樣在要求的通帶與要求的阻帶之間留有余量，以便不要求濾波器具有不可實(shí)現(xiàn)的過高截止速率。調(diào)制器M進(jìn)一步使用持續(xù)時間I和Q信號分別來調(diào)制余弦和正弦波載頻信號，以生成OFDM調(diào)制的射頻信號，該信號在放大器沈中被放大到傳送功率級別并經(jīng)天線13傳送。圖4示出根據(jù)本發(fā)明的一個示范實(shí)施例的接收器14。接收器14包括天線15、前端接收器元件(例如，放大器30、下變頻器32、串到并轉(zhuǎn)換器34及傅立葉變換單元36)、信道處理器38及信號處理器40。前端接收器元件從經(jīng)天線15接收的信號生成對應(yīng)于多個頻率的多個信號樣本。更具體地說，放大器30將經(jīng)天線15接收的OFDM符號放大，并且下變頻器32將放大的OFDM符號下變頻到復(fù)數(shù)字基帶。下變頻器32可包括任何已知的下變頻器， 其具有選擇操作頻率的部件、過濾接收的信號以選擇居中在選定操作頻率的信號帶寬的部件及對過濾的信號進(jìn)行采樣和模數(shù)轉(zhuǎn)換以生成復(fù)數(shù)字I、Q信號的部件。例如，下變頻器32 可包括零IF或零差下變頻器、低IF下變頻器或常規(guī)超外差下變頻器，其中通過在正交混頻器布置中與余弦和正弦參考信號波形混合，解調(diào)最終的IF信號。示范下變頻器包括由美國專利No. 5048059 (重新發(fā)布為RE37138) ,5084669和5070303所描述的那些下變頻器。如傳送器12的情況中一樣，過采樣過濾的信號以便允許用于信號選擇濾波器的寬松指定是有益的。來自I、Q下變頻器的數(shù)字I、Q樣本隨后通過例如能夠包括DSP存儲器的串到并轉(zhuǎn)換器；34組合成塊。塊隨后由傅立葉變換單元36進(jìn)行傅立葉變換，該傅立葉變換單元是對傳送傅立葉變換單元20的逆或共軛過程。傅立葉變換單元36的輸出包括與輸入塊中相同數(shù)量的樣本，這些樣本因過采樣而大于η。然而，只使用η個樣本，并且丟棄對應(yīng)于信號選擇濾波器未完全抑制的帶外譜分量的剩余樣本。輸出樣本&到釦對應(yīng)于輸入到傳送器12的樣本，增加了傳送噪聲和由傳播信道造成的任何失真效應(yīng)。信道處理器38處理樣本.免到知以確定信道估計(jì)。信道處理器40使用信道估計(jì)來處理(例如解碼)樣本力到 Sn以恢復(fù)傳送的數(shù)據(jù)符號Sl到Sn。更具體地說，信道處理器38應(yīng)用頻率到時間變換到樣本負(fù)到釦內(nèi)的導(dǎo)頻樣本，
以確定非均等分隔路徑延遲的集合和對應(yīng)的復(fù)延遲系數(shù)。將領(lǐng)會到，頻率到時間變換可被聯(lián)合應(yīng)用到從多個OFDM符號時期所獲得的導(dǎo)頻符號的矩陣，以確定復(fù)延遲系數(shù)的矩陣，其中，延遲系數(shù)矩陣的給定行對應(yīng)于給定OFDM符號時期，以及其中，延遲系數(shù)矩陣的給定列對應(yīng)于非均等分隔路徑延遲集合內(nèi)的給定路徑延遲。還將領(lǐng)會到，聯(lián)合操作可備選地替代為單獨(dú)的操作，其中，頻率到時間變換被單獨(dú)應(yīng)用到來自各個OFDM符號時期的導(dǎo)頻樣本的各個集合。在此情況下，延遲系數(shù)矩陣的不同行由應(yīng)用到來自各個OFDM符號的信號樣本的各個頻率到時間變換操作而產(chǎn)生，其中，矩陣的不同行對應(yīng)于不同的OFDM符號時期。結(jié)果的矩陣的每列中的復(fù)延遲系數(shù)通常對應(yīng)于一共同的路徑延遲加上或減去小的路徑延遲差。 將領(lǐng)會到，雖然聯(lián)合確定多個不同OFDM符號時期上應(yīng)用的非均等分隔延遲的共同集合的操作代表了一種優(yōu)選實(shí)現(xiàn)，但本發(fā)明的其它實(shí)現(xiàn)可為每個OFDM符號時期獨(dú)立確定延遲值。隨后，信道處理器38應(yīng)用時間到頻率變換到延遲系數(shù)矩陣的各個列以確定每個路徑延遲的多普勒譜。從延遲系數(shù)的某個列為給定路徑延遲確定多普勒譜假設(shè)路徑延遲對
8該列的所有OFDM符號時期是共同的，并且因此在接收器聯(lián)合確定多個不同OFDM符號時期上的路徑延遲時最佳。然而，如果在復(fù)延遲系數(shù)的列的多普勒分析之前，將矩陣的各個列中的延遲系數(shù)符合相同路徑延遲，則路徑延遲的單獨(dú)確定能夠用于每個OFDM符號時期。此符合操作可通過將每個延遲系數(shù)旋轉(zhuǎn)相位角WtlClT而實(shí)現(xiàn)，其中，Wtl表示信號的中心頻率，以及 dT表示使特定列中復(fù)延遲系數(shù)的路徑延遲符合該列的共同延遲所需的延遲更改量。任何情況下，每個多普勒譜包括確定的多普勒參數(shù)的集合，每個集合包括多個非均等分隔多普勒頻率及其對應(yīng)的復(fù)散射系數(shù)。不同于不同OFDM符號時期上路徑延遲的聯(lián)合確定，確定多普勒譜不是不同路徑延遲上的聯(lián)合操作。相反，信道處理器38為例如延遲列等給定路徑延遲單獨(dú)確定多普勒譜。將為非均等分隔路徑延遲的不同延遲所確定的多普勒參數(shù)的不同集合匯集成矩陣，這產(chǎn)生了多普勒參數(shù)矩陣，其中，該多普勒參數(shù)矩陣的給定列為來自非均等分隔路徑延遲集合的給定路徑延遲提供多普勒參數(shù)集合，并且其中該多普勒參數(shù)矩陣中的每個元(entry)包括至少多普勒頻率和對于該頻率的相關(guān)聯(lián)復(fù)系數(shù)。信道處理器38使用非均等分隔路徑延遲和對應(yīng)的多普勒參數(shù)來表征信道，例如，以如本文中所述的或根據(jù)任何已知方式來確定信道估計(jì)。由于路徑延遲和多普勒參數(shù)具有比從常規(guī)方案所獲得的那些更高得多的準(zhǔn)確度，因此，如上所討論的，結(jié)果的信道估計(jì)也更準(zhǔn)確得多。圖4的簡化接收器14有意示為與圖3的簡化傳送器12相同的形式以解釋傳送器12和接收器14過程如何基本上相互相反，結(jié)果是輸入傳送器12的η個復(fù)樣本(Si， S2，…，Sn)在接收器輸出出現(xiàn)，有效地建立通信的η個并行信道。這些信道一般用于發(fā)送數(shù)字信息，使用適合的調(diào)制星座將比特型式映射到復(fù)I、Q平面中的點(diǎn)。一種可行的 OFDM通信系統(tǒng)包括比圖3和4所示的多得多的細(xì)節(jié)，如脈沖成形、循環(huán)前綴、均衡器等等， 這些雖然不是理解本發(fā)明所必需的，但可在當(dāng)前申請人在美國提出的以下公開中發(fā)現(xiàn) "Method and Apparatus for Communicating with Root-Nyquist,Self-Transform Pulse Shapes" (2007年5月25日提交的序列號為60/9M673的美國專利臨時申請及2008年5 月23日提交的序列號為PCT/US08/64743的后續(xù)PCT申請)、“he of Pilot Code in OFDM and Other Non-CDMA Systems” (2008年10月21日提交的序列號為12/255343的美國專利申請)及“Compensation of Diagonal ISI in OFDM Signals”(2008 年 3 月 10 日提交的序列號為12/045157的美國專利申請)，所有這些公開通過引用結(jié)合于本文中。改進(jìn)的方法的詳細(xì)描述將使用一示范OFDM傳送方案進(jìn)行。在下面的描述中，將參照不同的時間期和間隔。因此，將先提供涉及的不同時間期的說明，之后是與本發(fā)明的發(fā)明性變換相關(guān)聯(lián)的細(xì)節(jié)。通過用可稱為調(diào)制間隔、碼片時期或諸如此類的短時期內(nèi)快速更改的時間波形調(diào)制載頻，產(chǎn)生了寬帶信號。這是涉及的最短時間期。OFDM符號包括大量的此類調(diào)制間隔-至少與該OFDM符號中存在的副載頻一樣多。通過將相位和幅度的集合(每個副載頻一個集合)進(jìn)行逆傅立葉變換來計(jì)算按調(diào)制間隔在時間上分隔的調(diào)制樣本的集合。數(shù)據(jù)符號通過諸如256QAM等某一選擇的調(diào)制方案而被編碼到每個相位和幅度的選擇中，以便每個副載頻攜帶數(shù)據(jù)符號。IFF輸出的時間波形的總持續(xù)時間等于副載頻間距的倒數(shù)，并且稱為OFDM符號時期。這可通過附加所謂的循環(huán)前綴來擴(kuò)展，但稱為脈沖成形的OFDM等一些OFDM系統(tǒng)無需擴(kuò)展OFDM符號的持續(xù)時間來容納循環(huán)前綴。實(shí)際上，脈沖成形的OFDM符號中OFDM符號的循環(huán)重復(fù)被允許重疊相鄰符號，并因此不添加時間開銷。因此，對于討論的剩余部分，忽略了循環(huán)前綴的可能使用。多個OFDM符號可在總分析時間間隔上匯集在一起，總分析時間間隔因此是OFDM符號時期的整數(shù)倍。將對也在本文中闡明的各種時間域和頻率域進(jìn)行參考。信號的頻率域包括從使用的第一到最后OFDM副載頻的頻帶寬度。OFDM信號也作為信號時間域中的時間波形而存在， 信號時間域通過傅立葉變換與信號頻率域相關(guān)。在查看經(jīng)散射線到達(dá)的信號中的變化時，出現(xiàn)了第二頻率域，而散射線從不同對象以不同多普勒頻移被接收(由于具有對通信站的不同相對速度)。如果數(shù)據(jù)符號調(diào)制被去除，則任何副載頻上的信號仍將因此被感知為隨時間變化，并且因此擁有有限寬度的譜。 此多普勒譜也在頻率域中存在，但甚至與單一 OFDM副載頻間距相比，也是極為窄小。例如， 典型的副載頻間距是15kHz，而典型的多普勒譜只有100-200HZ寬。引發(fā)多普勒譜的信號時間變化從一個OFDM符號時期到下一 OFDM符號時期，并且許多OFDM符號時期的總分析間隔是解析多普勒譜所要求的。忽略數(shù)據(jù)符號調(diào)制，給定OFDM符號中給定副載頻的幅度和相位的值是不同相位和幅度的許多散射波之和的結(jié)果，并且這些散射波可在每個副載頻倉中相干地或相消地添力口。如果結(jié)果相位和幅度相對副載頻來繪制，它將展示作為信道頻率響應(yīng)的頻率變化。如果對信道頻率響應(yīng)進(jìn)行逆頻率變換，則將獲得信道脈沖響應(yīng)。脈沖響應(yīng)十分接近地指示復(fù)信號包括多個相對延遲射線之和，并且是相位和幅度相對延遲的圖。這因此稱為延遲域。正交頻分復(fù)用(OFDM)是降低多徑信道中傳遞高數(shù)據(jù)率所需的均衡方法的復(fù)雜性的一種方法。使用上述傳送器12和接收器14，從OFDM傳送器12接收的信號被應(yīng)用到傅立葉變換單元36，以在每個OFDM塊時期的多個副載頻倉的每個倉中產(chǎn)生復(fù)數(shù)值。例如，接收器14可處理包括具有15kHz副載頻間距的1296個副載波OFDM系統(tǒng)的數(shù)據(jù)，每個OFDM符號時期因此在持續(xù)時間上大約是66. 7 口 s (15kHz的倒數(shù))。此類信號的總占用帶寬稍微超過1296x 15kHz或19. 44MHz，并且因此符號時期是1/19. 44MHz或51. Mns。為了生成和分析此類信號，可使用2048點(diǎn)傅立葉變換單元36，從而如上所述為濾波留有余地。在上述測試系統(tǒng)中，每第四個副載頻包含已知導(dǎo)頻符號，意味著導(dǎo)頻副載頻的相位設(shè)為接收器14 與傳送器12之間曾預(yù)先協(xié)定的值。因此，每66. 7 □ s的OFDM符號間隔傳送3M個導(dǎo)頻符號。導(dǎo)頻符號用于通過頻率和時間兩個域中的內(nèi)插而估計(jì)相鄰信道中的相位。要收集來自測試系統(tǒng)的數(shù)據(jù)，在8個連續(xù)OFDM符號時期上平均為每個導(dǎo)頻副載頻而接收的復(fù)值以便每 8x 66. 7 = 533 □ s給出一個值。對于傳送器12與接收器14之間的適中的相對速度，這是適當(dāng)?shù)牟蓸用芏取Ｒ虼?，作為平滑信道估?jì)中的第一步，采用了沿對應(yīng)于頻率域中相同頻率的樣本的時間域的平均值。這是常規(guī)信道估計(jì)方法的典型方式，但不是根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)現(xiàn)。如果從接收器傅立葉變換單元36的輸出提取3M個導(dǎo)頻符號，并且去除預(yù)先協(xié)定的導(dǎo)頻符號型式的已知相位旋轉(zhuǎn)，則結(jié)果是沿頻率域分隔60kHz的均等分隔點(diǎn)處的傳送信道相位和衰減的估計(jì)。這些估計(jì)可進(jìn)行逆頻率變換以產(chǎn)生復(fù)延遲系數(shù)。在一些CDMA和 TDMA系統(tǒng)中，這些復(fù)延遲系數(shù)可表示信道的信道脈沖響應(yīng)的第一估計(jì)。在一些系統(tǒng)中，導(dǎo)頻符號在副載波的第一半中和副載波的第二半中均是平均分隔的，但在第一半與第二半之間的間距是非等量的。這能夠?qū)⒌谝话牒偷诙敕栆暈橐话氲膶?dǎo)頻與另一半的導(dǎo)頻之間有頻率位移的兩個單獨(dú)符號來處理。本文中所述方法能夠處理一個符號或部分符號的導(dǎo)頻與另一符號或部分符號的導(dǎo)頻之間的任意頻率位移，并且仍聯(lián)合處理它們以發(fā)現(xiàn)散射延遲的共同集合。另外，當(dāng)已經(jīng)被解碼的符號被包括在計(jì)算中時，可能能夠使用所有OFDM副載頻，而不只是承載已知導(dǎo)頻符號的那些副載頻。圖5示出從駕駛經(jīng)過瑞典斯德哥爾摩時記錄的現(xiàn)場測試數(shù)據(jù)所計(jì)算的脈沖響應(yīng)量值的典型值。圖5中只示出對于每個延遲倉的值的量值，但值實(shí)際上是復(fù)值。一旦信道脈沖響應(yīng)已知，它便能夠用于計(jì)算位于導(dǎo)頻信道之間的其它副載頻的信道相位和幅度。這些值隨后用作信道相位基準(zhǔn)以便解碼數(shù)據(jù)調(diào)制的副載頻中攜帶的數(shù)據(jù)符號。如上所討論的， 這些相位基準(zhǔn)中的噪聲或其它損害可阻止諸如256QAM等更高階調(diào)制的使用和/或?qū)頃r間間隔的信道估計(jì)的預(yù)測。來自連續(xù)時間間隔的復(fù)延遲系數(shù)可被存儲以形成二維陣列。將單獨(dú)的時間到頻率變換應(yīng)用到與各個延遲相關(guān)聯(lián)的延遲系數(shù)集合產(chǎn)生了對于每個延遲的多普勒譜。對于不同延遲的不同多普勒譜可匯集成稱為多普勒參數(shù)矩陣的新2-D陣列。由于現(xiàn)在按延遲和接收器14 (或傳送器1 相對于其散射對象10的其相對速度來分離信號分量(這與接收器14 和散射對象10之間的承載有關(guān))，因此，散射對象10現(xiàn)在被分離在兩個空間維度(距離和角度)中，并且預(yù)期各個散射對象10現(xiàn)在將變得可解析。如圖6的圖中所示，這確實(shí)顯得是如此，該圖從包括40、3M個副載頻、8符號、在21. 32ms的時期上匯集的部分預(yù)平滑的信道估計(jì)的現(xiàn)場測試數(shù)據(jù)的一小段，繪出多普勒參數(shù)矩陣中信號射線的強(qiáng)度。然而，在使用現(xiàn)有技術(shù)頻率到時間或時間到頻率域變換以執(zhí)行上述操作中存在多個問題。一個問題是常規(guī)變換操作依賴路徑延遲將落在均等分隔時間倉中以及類似地多普勒頻率將落在均等分隔頻率倉中的假設(shè)。例如，傅立葉分析中的基本假設(shè)是正在變換的整個函數(shù)是共同基本頻率的諧波之和，這意味著假設(shè)該函數(shù)是重復(fù)性的，帶有的重復(fù)時期是該共同基本頻率的倒數(shù)。因此，在包括樣本k的樣本1到N上使用函數(shù)的傅立葉分析來預(yù)測將來樣本N+k的函數(shù)的嘗試將只返回與樣本k相同的值，這實(shí)際上是無用的。稱為ftxmy算法的算法實(shí)現(xiàn)可用于生成多普勒參數(shù)矩陣而不假設(shè)均等分隔路徑延遲或多普勒頻率的時間到頻率變換。Prony算法在傳統(tǒng)上已被應(yīng)用于多種領(lǐng)域， 如線性預(yù)測語音編碼、使用天線陣列的方向查找以及核磁共振譜學(xué)中的譜分析。稱為 Massey-Berlekamp算法的有限域算術(shù)中的一個版本用于解碼里德所羅門糾錯碼。Prony算法基本上是不假設(shè)譜落在整體有關(guān)的頻率倉內(nèi)的譜分析的方法。不同于其它變換，Prony算法經(jīng)專門制定以在譜上分析信號的有限時間段，并因此給出精確的結(jié)果。Prony算法將信號段分解成呈指數(shù)衰退、呈指數(shù)增長或靜態(tài)正弦曲線之和，其全部通過以下表達(dá)式來描述Ce(a+Jw)t,(1)其中，C是指示相位和幅度的復(fù)系數(shù)，α是指數(shù)增長⑴或衰退㈠率因子，以及 ω是角頻率。Prony根據(jù)以下等式表示信號S (t)
權(quán)利要求
1.一種由處理無線通信信道上接收的多徑信號的無線接收器所實(shí)現(xiàn)的方法，所述方法包括從所述無線接收器所接收的信號來生成對應(yīng)于多個頻率的多個信號樣本；以及將頻率到時間變換應(yīng)用到所述信號樣本以確定非均等分隔路徑延遲的集合和相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)的集合，所述非均等分隔路徑延遲的每個及其相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)對應(yīng)于所述無線通信信道的一個或多個散射對象。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中生成所述多個信號樣本包括為在所述無線接收器所接收的OFDM符號的多個副載頻生成OFDM信號樣本，以及其中將所述頻率到時間變換應(yīng)用到所述信號樣本包括將所述頻率到時間變換應(yīng)用到所述OFDM信號樣本以確定所述非均等分隔路徑延遲和相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其中所述非均等分隔路徑延遲的兩個或更多路徑延遲包括對應(yīng)于信號采樣時期的非整數(shù)倍的路徑延遲。
4.如權(quán)利要求2所述的方法，還包括通過將所述頻率到時間變換應(yīng)用到多個接收的 OFDM符號上的OFDM信號樣本來確定復(fù)延遲系數(shù)的矩陣，其中所述矩陣的給定行中的復(fù)延遲系數(shù)對應(yīng)于為給定OFDM符號所確定的非均等分隔路徑延遲。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其中將所述頻率到時間變換應(yīng)用到所述OFDM信號樣本包括單獨(dú)將所述頻率到時間變換應(yīng)用到與各個OFDM符號相關(guān)聯(lián)的OFDM信號樣本。
6.如權(quán)利要求4所述的方法，其中將所述頻率到時間變換應(yīng)用到所述OFDM信號樣本包括將所述頻率到時間變換聯(lián)合應(yīng)用到為每個OFDM符號所生成的OFDM信號樣本以聯(lián)合確定所述非均等分隔路徑延遲，同時單獨(dú)確定所述延遲系數(shù)矩陣中的所述相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)，其中所述延遲系數(shù)矩陣的給定列中的復(fù)延遲系數(shù)對應(yīng)于非均等分隔路徑延遲的所述集合中的給定路徑延遲。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，還包括將時間到頻率變換應(yīng)用到所述延遲系數(shù)矩陣的各個列中的復(fù)延遲系數(shù)以確定對于非均等分隔路徑延遲的所述集合中各個路徑延遲的多普勒參數(shù)的各個集合，其中多普勒參數(shù)的每個集合包括多個非均等分隔多普勒頻率及其對應(yīng)的復(fù)散射系數(shù)，以及其中每個復(fù)散射系數(shù)對應(yīng)于相應(yīng)的散射對象。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，還包括將多普勒參數(shù)的各個集合匯集成多普勒參數(shù)的矩陣，其中所述多普勒參數(shù)矩陣的給定列對應(yīng)于對于給定路徑延遲的多普勒參數(shù)的單獨(dú)集I=I ο
9.如權(quán)利要求8所述的方法，還包括基于預(yù)定的準(zhǔn)則從所述多普勒參數(shù)矩陣來選擇多個所述譜系數(shù)；選擇期望時刻；以及基于所述期望時刻來組合所選擇的譜系數(shù)以預(yù)測在所述期望時刻的一個或多個路徑延遲的復(fù)延遲系數(shù)。
10.如權(quán)利要求9所述的方法，其中所述期望時刻包括將來的時刻。
11.如權(quán)利要求9所述的方法，其中從所述多普勒參數(shù)矩陣來選擇所述多個譜系數(shù)包括從所述多普勒參數(shù)矩陣來選擇達(dá)到或超過預(yù)定閾值的譜系數(shù)。
12.如權(quán)利要求9所述的方法，其中從所述多普勒參數(shù)矩陣來選擇所述多個譜系數(shù)包括從所述多普勒參數(shù)矩陣來選擇N個最大的譜系數(shù)。
13.如權(quán)利要求8所述的方法，還包括將最小均方誤差過程應(yīng)用到所述多普勒參數(shù)矩陣以生成譜系數(shù)的加權(quán)集合；選擇期望時刻；以及基于所述期望時刻來組合所述加權(quán)集合中的譜系數(shù)以預(yù)測在所述期望時刻的一個或多個路徑延遲的信道脈沖響應(yīng)。
14.如權(quán)利要求13所述的方法，其中所述期望時刻包括將來的時刻。
15.如權(quán)利要求6所述的方法，其中將所述頻率到時間變換聯(lián)合應(yīng)用到所述OFDM信號樣本包括將逆修改的Prony算法聯(lián)合應(yīng)用到為每個OFDM符號生成的OFDM信號樣本。
16.如權(quán)利要求1所述的方法，其中將所述頻率到時間變換應(yīng)用到所述信號樣本包括將逆修改的Prony算法應(yīng)用到所述信號樣本。
17.—種配置成處理在無線通信信道上接收的多徑信號的無線接收器，所述無線接收器包括一個或多個前端接收器元件，配置成從所述無線接收器所接收的信號來生成對應(yīng)于多個頻率的多個信號樣本；以及信道處理器，配置成將頻率到時間變換應(yīng)用到所述信號樣本以確定非均等分隔路徑延遲的集合和相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)的集合，所述非均等分隔路徑延遲的每個及其相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)對應(yīng)于所述無線通信信道的一個或多個散射對象。
18.如權(quán)利要求17所述的無線接收器，其中所述前端接收器元件配置成通過為在所述無線接收器所接收的OFDM符號的多個副載頻生成OFDM信號樣本而生成所述多個信號樣本，以及其中所述信道處理器配置成通過將所述頻率到時間變換應(yīng)用到所述OFDM信號樣本以確定所述非均等分隔路徑延遲和相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)而將所述頻率到時間變換應(yīng)用到所述信號樣本。
19.如權(quán)利要求18所述的無線接收器，其中所述非均等分隔路徑延遲的兩個或更多路徑延遲包括對應(yīng)于信號采樣時期的非整數(shù)倍的路徑延遲。
20.如權(quán)利要求18所述的無線接收器，其中所述信道處理器還配置成通過將所述頻率到時間變換應(yīng)用到多個接收的OFDM符號上的OFDM信號樣本來確定復(fù)延遲系數(shù)的矩陣，其中所述矩陣的給定行中的復(fù)延遲系數(shù)對應(yīng)于為給定OFDM符號所確定的非均等分隔路徑延遲。
21.如權(quán)利要求20所述的無線接收器，其中所述信道處理器配置成通過單獨(dú)將所述頻率到時間變換應(yīng)用到與各個OFDM符號相關(guān)聯(lián)的OFDM信號樣本而將所述頻率到時間變換應(yīng)用到所述OFDM信號樣本。
22.如權(quán)利要求20所述的無線接收器，其中所述信道處理器配置成通過將所述頻率到時間變換聯(lián)合應(yīng)用到為每個OFDM符號所生成的OFDM信號樣本以聯(lián)合確定所述非均等分隔路徑延遲而同時單獨(dú)確定所述延遲系數(shù)矩陣中的所述相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)來將所述頻率到時間變換應(yīng)用到所述OFDM信號樣本，其中所述延遲系數(shù)矩陣的給定列中的復(fù)延遲系數(shù)對應(yīng)于非均等分隔路徑延遲的所述集合中的給定路徑延遲。
23.如權(quán)利要求22所述的無線接收器，其中所述信道處理器還配置成將時間到頻率變換應(yīng)用到所述延遲系數(shù)矩陣的各個列中的復(fù)延遲系數(shù)以確定對于非均等分隔路徑延遲的所述集合中的各個路徑延遲的多普勒參數(shù)的各個集合，其中多普勒參數(shù)的每個集合包括多個非均等分隔多普勒頻率及其對應(yīng)的復(fù)散射系數(shù)，以及其中每個復(fù)散射系數(shù)對應(yīng)于相應(yīng)的散射對象。
24.如權(quán)利要求23所述的無線接收器，其中所述信道處理器還配置成將多普勒參數(shù)的各個集合匯集成多普勒參數(shù)的矩陣，其中所述多普勒參數(shù)矩陣的給定列對應(yīng)于對于給定路徑延遲的多普勒參數(shù)的單獨(dú)集合。
25.如權(quán)利要求M所述的無線接收器，其中所述信道處理器還配置成 基于預(yù)定的準(zhǔn)則從所述多普勒參數(shù)矩陣來選擇多個所述譜系數(shù)； 選擇期望時刻；以及基于所述期望時刻來組合所選擇的譜系數(shù)以預(yù)測在所述期望時刻的一個或多個路徑延遲的復(fù)延遲系數(shù)。
26.如權(quán)利要求25所述的無線接收器，其中所述期望時刻包括將來的時刻。
27.如權(quán)利要求25所述的無線接收器，其中所述信道處理器配置成通過從所述多普勒參數(shù)矩陣選擇達(dá)到或超過預(yù)定閾值的譜系數(shù)來從所述多普勒參數(shù)矩陣選擇所述多個譜系數(shù)。
28.如權(quán)利要求25所述的無線接收器，其中所述信道處理器配置成通過從所述多普勒參數(shù)矩陣選擇N個最大的譜系數(shù)來從所述多普勒參數(shù)矩陣選擇所述多個譜系數(shù)。
29.如權(quán)利要求M所述的無線接收器，其中所述信道處理器還配置成 將最小均方誤差過程應(yīng)用到所述多普勒參數(shù)矩陣以生成譜系數(shù)的加權(quán)集合； 選擇期望時刻；以及基于所述期望時刻來組合所述加權(quán)集合中的譜系數(shù)以預(yù)測在所述期望時刻的一個或多個路徑延遲的信道脈沖響應(yīng)。
30.如權(quán)利要求四所述的無線接收器，其中所述期望時刻包括將來的時刻。
31.如權(quán)利要求22所述的無線接收器，其中所述信道處理器配置成通過將逆修改的 Prony算法聯(lián)合應(yīng)用到為每個OFDM符號所生成的OFDM信號樣本來將所述頻率到時間變換聯(lián)合應(yīng)用到所述OFDM信號樣本。
32.如權(quán)利要求17所述的無線接收器，其中所述信道處理器配置成通過將逆修改的 Prony算法應(yīng)用到所述信號樣本來將所述頻率到時間變換應(yīng)用到所述信號樣本。
全文摘要
本文中描述的方法表征了無線信道中的散射對象。從廣義上說，本發(fā)明確定對于無線信道中多個散射對象的非均等分隔路徑延遲和多普勒參數(shù)。更具體地說，應(yīng)用到多個OFDM符號時期上接收的多個OFDM導(dǎo)頻樣本的頻率到時間變換生成非均等分隔路徑延遲集合和相關(guān)聯(lián)復(fù)延遲系數(shù)集合。此外，應(yīng)用到多個OFDM符號時期上為一個路徑延遲所確定的復(fù)延遲系數(shù)的時間到頻率變換生成包括對于該路徑延遲的多個非均等分隔多普勒頻率及其對應(yīng)散射系數(shù)的多普勒參數(shù)集合。
文檔編號H04L25/02GK102461101SQ201080025143
公開日2012年5月16日 申請日期2010年5月28日 優(yōu)先權(quán)日2009年6月4日
發(fā)明者L·克拉斯尼, P·W·登特 申請人:瑞典愛立信有限公司