專利名稱：正交頻分復用系統(tǒng)中低復雜度載波間干擾消除的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及的是一種無線通信技術(shù)領(lǐng)域的方法，具體是一種正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)中低復雜度載波間干擾(Inter-Carrier Interference，ICI)消除的方法。

背景技術(shù)：
正交頻分復用具有傳輸速率高、容量大、頻譜利用率高等特點，目前在較低頻段上實現(xiàn)的Gbps級無線通信系統(tǒng)均采用了OFDM調(diào)制方式。為了適應下一代無線通信中多媒體業(yè)務(wù)的需求，OFDM已經(jīng)作為未來4G無線通信的關(guān)鍵技術(shù)之一。
由于通信行業(yè)的迅速發(fā)展，在現(xiàn)有的低頻段無線通信系統(tǒng)中，頻譜資源貧乏問題日益嚴重，尤其是在頻率需求非常緊張的數(shù)百MHz到3GHz無線頻帶中，頻譜資源的使用競爭相當激烈。這將成為寬帶無線通信技術(shù)向國民經(jīng)濟發(fā)展各個領(lǐng)域普及應用的一個瓶頸。目前正在考慮的一個可行的解決方案是把信號調(diào)制至頻譜資源充裕的更高頻段，例如6GHz-15GHz。然而在高頻無線通信系統(tǒng)中，OFDM對終端移動引起的多普勒頻移和收發(fā)兩端本地振蕩器之間的頻率偏移更加敏感，將會破壞OFDM子載波間的正交性，從而產(chǎn)生嚴重的ICI，降低系統(tǒng)的性能。因此在接收端進行ICI的消除工作就顯得十分重要和緊迫。
經(jīng)對現(xiàn)有文獻檢索發(fā)現(xiàn)，H.Sari等人在1995年《IEEE Communications Magazine》上發(fā)表的題為“Transmission techniques for digital terrestrial TV broadcasting(地面數(shù)字電視廣播傳輸技術(shù))”的文章中，提出了一種單抽頭頻域均衡器，這是最簡單的均衡方法。對于實際的線性時變(Linear Time-Variant，LTV)信道，該方法在一個OFDM符號內(nèi)對各個時刻的信道響應進行平均(Average，AVE)，得到平均信道響應，用來等效整個OFDM符號內(nèi)的信道情況，把時變信道轉(zhuǎn)化為時不變信道，在接收端用單抽頭濾波器進行信號恢復。對于子載波數(shù)為N的OFDM系統(tǒng)，時間復雜度為O(N)。但是該方法忽略了信道的時變性，不能非常有效地消除ICI。
經(jīng)檢索又發(fā)現(xiàn)，Y.S.Choi等人在2001年《IEEE Transactions on Communications》上發(fā)表的題為“On channel estimation and detection for multicarrier signals in fastand selective Rayleigh fading channels(快速選擇性瑞利衰落信道中多載波信號的信道估計與檢測)”的文章中，提出了兩種快線性均衡器LS(Least Square)和MMSE(Minimum Mean Square Error)來消除ICI。這兩種方法首先計算信道頻域響應矩陣，然后利用該矩陣進行后續(xù)處理和求逆過程，在接收端進行頻域補償和干擾消除。LS、MMSE均衡方法利用了所有的信道信息，所以能很好地消除ICI。但是該技術(shù)信道頻域響應矩陣的求解及其求逆要進行大量的復數(shù)乘法運算，系統(tǒng)復雜度較高。對于子載波數(shù)為N的OFDM系統(tǒng)，時間復雜度為O(N3)，因此在具體實現(xiàn)時對硬件的要求就會很高。
經(jīng)檢索還發(fā)現(xiàn)，Schniter P在2004年《IEEE Transactions on Signal Processing》上發(fā)表的題為“Low-complexity equalization of OFDM in doubly selective channels(雙選擇性信道條件下OFDM系統(tǒng)的低復雜度均衡方法)”的文章中，提出了一種低復雜度MMSE(LCMMSE)方法來消除ICI。該方法根據(jù)ICI的相鄰載波分布特性，在接收端做MMSE均衡時用帶狀結(jié)構(gòu)去近似信道頻域響應矩陣，并將信道頻域響應矩陣劃分為一系列部分子矩陣。對于子載波數(shù)為N的OFDM系統(tǒng)，時間復雜度為O(N2 log N+D2N)，D為帶狀結(jié)構(gòu)的寬度因子。但是該技術(shù)通過選擇不同大小的參數(shù)D來實現(xiàn)性能與復雜度的折衷。由表達式可知，就算犧牲一定的系統(tǒng)性能，所需求的時間復雜度還是很大的。
總之，目前大多數(shù)的OFDM系統(tǒng)ICI消除方法都只能兼顧系統(tǒng)性能(主要指標為輸出信干噪比SNIR)、時間復雜度這兩項指標中的一項。然而這兩項技術(shù)指標對OFDM技術(shù)的實際應用具有十分重要的意義，尤其對于有著硬件低復雜度要求的高頻段無線系統(tǒng)。因此，在保證一定性能增益的前提下，如何設(shè)計出一種OFDM系統(tǒng)低復雜度ICI消除方法就具有實際意義。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服上述現(xiàn)有技術(shù)的不足，提出一種正交頻分復用系統(tǒng)中低復雜度載波間干擾消除的方法。本發(fā)明對一個OFDM符號內(nèi)首尾時刻信道響應進行奇異值分解(Singular Value Decomposition，SVD)，然后根據(jù)SVD結(jié)果運用信道分割的方法，將線性時變信道近似等效為時不變信道與無時延時變信道的級聯(lián)，從而在接收端通過一維時域均衡與一維頻域均衡來消除ICI。本發(fā)明避免了高復雜度的信道頻域響應矩陣的計算及其求逆過程，能在滿足實際系統(tǒng)性能需求的情況下大幅度降低系統(tǒng)時間復雜度。
本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的，本發(fā)明包括如下步驟 步驟一在OFDM系統(tǒng)的接收端，移除時域接收信號{yln}的循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，CP)，得到信號序列{yn}。
所述的循環(huán)前綴是通過去除接收信號中符號前段長度為循環(huán)前綴的信息位來實現(xiàn)的。
步驟二基于OFDM符號內(nèi)首尾時刻信道響應的SVD結(jié)果，運用信道分割的方法，將線性時變信道分割為線性時變(Linear Time-Invariant，LTI)信道與無時延時變(Time-Variant，TV)信道的級聯(lián)。
所述的信道分割的方法，具體步驟為 1)根據(jù)OFDM符號內(nèi)首時刻信道響應h(1，:)和尾時刻信道響應h(N，:)，通過構(gòu)造L×2維矩陣H＝(h(1.:) h(N.:))，對H進行SVD分解得到 即
其中

和

表示SVD得到的奇異值，h1和h2表示SVD得到的單位特征向量，h1和h2的長度均為L，u11*、u12*、u21*和u22*表示SVD得到的特征元素，N是子載波的數(shù)目，L是多徑的數(shù)目。
2)對OFDM符號首尾時刻信道響應h(1，:)、h(N，:)進行近似處理 3)通過線性內(nèi)插得到OFDM符號內(nèi)時刻n的信道響應h(n.:)為 4)線性時變信道h(n.:)被分割為線性時不變h1(n.:)和無時延信道h的級聯(lián)，即 h(n:l)＝h(n)*h1(n:l)， 其中
步驟三利用步驟二中的無時延時變信道響應，對移除CP后的時域接收信號{yn}進行一維時域均衡，得到時域初始恢復信號序列{y′n}。
所述的一維時域均衡，具體公式為 其中yn是移除CP后時刻n的時域信號，y′n表示時刻n的時域初始恢復信號，σx2表示發(fā)送信號序列的方差，σN2表示信道噪聲的方差。
步驟四對時域初始恢復信號序列{y′n}做快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform)，得到頻域初始恢復信號序列{Y′k}。
步驟五利用步驟二中的線性時不變信道響應，對頻域初始恢復信號序列{Y′k}進行一維頻域均衡，完成ICI消除，得到最終的頻域發(fā)送信號恢復值序列{X′k}。
所述的一維頻域均衡，具體公式為 X′k＝Y(jié)′k/H′k， 其中
X′k表示消除ICI后在接收端最終得到的發(fā)送信號恢復值，Y′k表示頻域初始恢復信號值，{H′k}表示線性時不變信道{h1(n.l).1≤l≤L}的擴展序列{h′l(n.k).1≤k≤N}的N點DFT序列，N是子載波的數(shù)目，L是多徑的數(shù)目。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是避免了高復雜度的信道頻域響應矩陣的計算及其求逆過程，在保證實際無線通信系統(tǒng)性能需求的同時，有效地降低了系統(tǒng)時間復雜度，本發(fā)明的時間復雜度為O(N)，更適用于有著硬件低復雜度要求的高頻段無線通信系統(tǒng)。



圖1是本發(fā)明的流程圖； 圖2是實施例中的信干噪比性能示意圖； 圖3是實施例不同子載波數(shù)下的信干噪比性能示意圖； 圖4是實施例不同信道時變條件下的信干噪比性能示意圖； 圖5是實施例不同信道衰落程度下的信干噪比性能示意圖。

具體實施例方式 下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的實施例作詳細說明本實施例在以本發(fā)明技術(shù)方案為前提下進行實施，給出了詳細的實施方式和具體的操作過程，但本發(fā)明的保護范圍不限于下述的實施例。
實施例 本實施例中OFDM系統(tǒng)的子載波數(shù)N為256；循環(huán)前綴的長度M為子載波數(shù)的1/16，即M＝16；線性時變信道的多徑數(shù)L為8；信道噪聲為加性高斯白噪聲(AWGN)；發(fā)送信號的輸入信噪比(SNR)為0dB-30dB；測試結(jié)果為接收信號的輸出信干噪比(SINR)。
如圖1所示，本實施例包括如下步驟 步驟一在OFDM系統(tǒng)的接收端，通過去除接收信號中符號前段長度為循環(huán)前綴的信息位來移除時域接收信號的循環(huán)前綴。
對于時域接收信號y1＝[y11.y12.….y1M.y1(M+1).….y1(M+N)]，移除CP后的時域信號為 y＝[y1.….yn.….yN]＝[y1(M+1).….y1(M+N)] 其中M＝16，N＝256。
步驟二基于OFDM符號內(nèi)首尾時刻信道響應的SVD結(jié)果，運用信道分割的方法，將線性時變信道分割為線性時變信道與無時延時變信道的級聯(lián)。
所述的信道分割的方法，具體步驟為 1)根據(jù)OFDM符號內(nèi)首時刻信道響應h(1，:)和尾時刻信道響應h(256.:)，通過構(gòu)造L×2維矩陣H＝(h(1.:) h(256.:))，對H進行SVD分解得到 即
其中

和

表示SVD得到的奇異值，h1和h2表示SVD得到的單位特征向量，h1和h2的長度均為8，u11*、u12*、u21*和u22*表示SVD得到的特征元素。
2)對OFDM符號首尾時刻信道響應h(1，:)、h(256，:)進行近似處理 3)通過線性內(nèi)插得到OFDM符號內(nèi)時刻n的信道響應h(n.:)為 4)線性時變信道h(n.:)被分割為線性時不變信道h1(n.:)和無時延信道h的級聯(lián)，即 h(n:l)＝h(n)*h1(n:l)， 其中
步驟三對步驟一中移除CP后的時域信號{yn}，利用無時延時變信道h＝(β1.β2.….β256)中的元素βn，通過MMSE估計實現(xiàn)一維時域均衡，得到時域初始恢復信號序列{y′n}

1≤n≤256 其中y′n表示時刻n的時域初始恢復信號，σx2表示發(fā)送信號序列的方差，σN2表示信道加性高斯白噪聲的方差。
步驟四對時域初始恢復信號序列{y′n}做256點快速傅里葉變換，得到頻域初始恢復信號序列{Y′k}，具體公式為

1≤k≤256 步驟五利用步驟二中的線性時不變信道響應，對頻域初始恢復信號序列{Y′k}進行一維頻域均衡，完成ICI消除，得到最終的頻域發(fā)送信號恢復值{X′k}。
所述的一維頻域均衡，具體公式為 X′k＝Y(jié)′k/H′k， 其中
X′k表示消除ICI后在接收端最終得到的發(fā)送信號恢復值，Y′k表示頻域初始恢復信號值，{H′k}表示線性時不變信道{h1(n.l).1≤l≤8}的擴展序列{h′1(n，k)，1≤k≤256}的256點DFT序列。
本實施例分別用信道平均的單抽頭均衡方法(AVE)、MMSE均衡方法(MMSE)、低復雜度MMSE均衡方法(LCMMSE)和本實施例方法(CSC)得到的時間復雜度分別為O(N)、O(N3)、O(N2logN+D2N)和O(N)。
本實施例分別用上述四種方法得到的信干噪比如圖2所示，為了比較復雜度，使LCMMSE方法性能與本實施例的CSC方法性能相同，此時帶狀結(jié)構(gòu)寬度因子D＝70。由圖2可知，隨著輸入信噪比的增大，MMSE方法的性能逐漸優(yōu)于CSC、LCMMSE方法，而AVE方法的性能最差。當SNR＝30dB時，雖然本實施例提出的CSC方法相對于性能最優(yōu)的MMSE方法有5dB的損失，但是比較時間復雜度可知CSC方法的時間復雜度遠遠低于MMSE方法，比后者小兩個數(shù)量級；對比LCMMSE方法，CSC方法能在不損失性能的同時大幅度降低時間復雜度；對比最簡單的AVE方法，CSC方法能在相同時間復雜度的情況下獲得6dB左右的性能增益。
圖3給出了本實施例在不同子載波數(shù)下的信干噪比性能示意圖，其中子載波數(shù)N的數(shù)目增加為512，對比圖2和圖3可知，子載波數(shù)的增加對AVE、CSC、MMSE這3種方法的SINR性能影響不大，而LCMMSE方法的SINR值有所下降。在高SNR時，本實施例的CSC方法相對于LCMMSE方法能獲得2dB的性能增益。若LCMMSE方法要保持性能不變，則寬度因子D需增大到137，這無疑增大了時間復雜度。因此，本實施例的CSC方法的適用性比LCMMSE更強。
圖4給出了本實施例在不同信道時變條件下的信干噪比性能示意圖，圖中的橫坐標相關(guān)系數(shù)ρ表示線性時變信道下OFDM符號內(nèi)各時刻信道響應之間的相關(guān)性，即信道的時變性，此時系統(tǒng)中SNR＝30dB，N＝256，D＝70。由圖4可知當ρ變化時，MMSE方法下系統(tǒng)輸出SINR幾乎不改變。MMSE均衡方法利用了頻域響應矩陣中所有的信道信息，沒有進行近似省略，在接收端進行完全恢復，信道響應之間的相關(guān)性只是矩陣內(nèi)部的特性，所以ρ值對MMSE方法影響不大。AVE、CSC、LCMMSE方法實質(zhì)上是利用部分信道信息去等效整個信道響應，所以受各時刻信道響應之間相關(guān)性的制約。當相關(guān)性越強，即信道時變性越弱時，等效近似的信道響應越接近于實際信道響應。最典型的是ρ＝1時，信道是線性時不變的，AVE、CSC、LCMMSE方法得到的是精確的信道響應，均衡效果差不多。圖4中對應于ρ＝1，AVE、CSC、LCMMSE、MMSE4種方法的SINR值相等，大約為29dB。
由圖4可知，一方面，相對于AVE，ρ越小，CSC方法獲得的SINR增益更大，至少是6dB，說明信道時變性越大時CSC方法能獲得更多的性能增益；相對于LCMMSE，ρ變化時，CSC方法在降低復雜度的同時能保持性能一致；由于信道在一個OFDM符號內(nèi)的時變性較小，所以相關(guān)系數(shù)ρ較大，由圖4和時間復雜度可知本實施例提出的CSC方法能在性能逐漸接近MMSE方法的同時大幅度降低時間復雜度。
圖5給出了本實施例在不同信道衰落程度下的信干噪比性能示意圖，對于信道響應功率譜，定義-20dB寬度因子Q表示在有時延擴展的信道內(nèi)功率下降到-20dB的時間寬度，它表征了信道衰落快慢程度。此時系統(tǒng)中，信噪比SNR＝30dB，子載波數(shù)N＝256，寬度因子D＝70，相關(guān)系數(shù)ρ＝0.9。在高頻段無線通信系統(tǒng)中，多徑分量不如低頻信號豐富，信號的傳播衰落較大，導致功率衰減較快，所以Q值較小。結(jié)合圖5和時間復雜度可知，當Q變小時，本實施例提出的CSC方法的性能超過LCMMSE方法，并逐漸逼近于性能最優(yōu)的MMSE方法，而CSC方法的時間復雜度遠遠低于后兩者。所以在對硬件復雜度要求很高的高頻無線系統(tǒng)中，本實施例提出的CSC方法擁有更廣闊的前景。
權(quán)利要求
1.一種正交頻分復用系統(tǒng)中低復雜度載波間干擾消除的方法，其特征在于，包括如下步驟
步驟一在OFDM系統(tǒng)的接收端，移除時域接收信號{y1n}的循環(huán)前綴，得到信號序列{yn}；
步驟二基于OFDM符號內(nèi)首尾時刻信道響應的SVD結(jié)果，運用信道分割的方法，將線性時變信道分割為線性時變信道與無時延時變信道的級聯(lián)；
步驟三利用步驟二中的無時延時變信道響應，對移除CP后的時域接收信號{yn}進行一維時域均衡，得到時域初始恢復信號序列{y′n}；
步驟四對時域初始恢復信號序列{y′n}做快速傅里葉變換，得到頻域初始恢復信號序列{Y′k}；
步驟五利用步驟二中的線性時不變信道響應，對頻域初始恢復信號序列{Y′k}進行一維頻域均衡，完成ICI消除，得到最終的頻域發(fā)送信號恢復值序列{X′k}。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復用系統(tǒng)中低復雜度載波間干擾消除的方法，其特征是，步驟一中所述的循環(huán)前綴是通過去除接收信號中符號前段長度為循環(huán)前綴的信息位來實現(xiàn)的。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復用系統(tǒng)中低復雜度載波間干擾消除的方法，其特征是，步驟二中所述的信道分割的方法，具體步驟為
1)根據(jù)OFDM符號內(nèi)首時刻信道響應h(1，)和尾時刻信道響應h(N，)，通過構(gòu)造L×2維矩陣H＝(h(1，)h(N，))，對H進行SVD分解得到
即
其中
和
表示SVD得到的奇異值，h1和h2表示SVD得到的單位特征向量，h1和h2的長度均為L，u11*、u12*、u21*和u22*表示SVD得到的特征元素，N是子載波的數(shù)目，L是多徑的數(shù)目；
2)對OFDM符號首尾時刻信道響應h(1，)、h(N，)進行近似處理
3)通過線性內(nèi)插得到OFDM符號內(nèi)時刻n的信道響應h(n，)為
4)線性時變信道h(n，)被分割為線性時不變h1(n，)和無時延信道h的級聯(lián)，即
h(n，l)＝h(n)*h1(n，l)
其中
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復用系統(tǒng)中低復雜度載波間干擾消除的方法，其特征是，步驟三中所述的一維時域均衡，具體公式為
其中yn是移除CP后時刻n的時域信號，yn表示時刻n的時域初始恢復信號，σx2表示發(fā)送信號序列的方差，σN2表示信道噪聲的方差。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復用系統(tǒng)中低復雜度載波間干擾消除的方法，其特征是，步驟五中所述的一維頻域均衡，具體公式為
X′k＝Y(jié)′k/H′k，
其中表示消除ICI后在接收端最終得到的發(fā)送信號恢復值，Y′k表示頻域初始恢復信號值，{H′k}表示線性時不變信道{h1(n，l)，1≤l≤L}的擴展序列{h′1(n，k)，1≤k≤N}的N點DFT序列，N是子載波的數(shù)目，L是多徑的數(shù)目。
全文摘要
一種無線通信技術(shù)領(lǐng)域的正交頻分復用系統(tǒng)中低復雜度載波間干擾消除的方法，包括以下步驟在OFDM系統(tǒng)的接收端，移除時域接收信號的循環(huán)前綴；運用信道分割的方法，將線性時變信道分割為線性時變信道與無時延時變信道的級聯(lián)；利用無時延時變信道，對移除CP后的時域接收信號進行一維時域均衡，得到時域初始恢復信號序列；通過快速傅里葉變換得到頻域初始恢復信號序列；利用線性時不變信道響應，對頻域初始恢復信號序列進行一維頻域均衡。本發(fā)明避免了高復雜度的信道頻域響應矩陣的計算及其求逆過程，在保證實際無線通信系統(tǒng)性能需求的同時，有效地降低了系統(tǒng)時間復雜度，更適用于有著硬件低復雜度要求的高頻段無線通信系統(tǒng)。
文檔編號H04L27/26GK101764783SQ201010301000
公開日2010年6月30日 申請日期2010年2月1日 優(yōu)先權(quán)日2010年2月1日
發(fā)明者徐行輝, 何晨, 蔣鈴鴿 申請人:上海交通大學