專利名稱：用于碼分多址通信的方法、裝置和系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總地涉及無線通信，并且更具體地，涉及用于在無線系統(tǒng)中檢測數(shù)據(jù)的方 法和結(jié)構(gòu)。
背景技術(shù)：
碼分多址(CDMA)是一種多址技術(shù)，其中使用多個基本正交的碼(通常為偽隨機噪 聲序列的形式)來擴頻調(diào)制系統(tǒng)內(nèi)的用戶信號。每個被調(diào)制的用戶信號可以具有與系統(tǒng)內(nèi) 其他被調(diào)制的用戶信號重疊的頻譜。然而，因為潛在的調(diào)制碼是正交的，所以通過使用適當 的碼來執(zhí)行相關(guān)性操作以解調(diào)各個用戶信號是可能的。如可以理解的，工作在基于CDMA的 系統(tǒng)中的通信設(shè)備常常接收到與各種不同的用戶相關(guān)聯(lián)的重疊的通信信號。當試圖在通信 設(shè)備中解調(diào)與期望用戶相關(guān)聯(lián)的信號時，與其他用戶相關(guān)聯(lián)的信號通常表現(xiàn)為干擾。目前 對用于在CDMA環(huán)境中高效地和/或準確地解調(diào)用戶信號的技術(shù)和結(jié)構(gòu)存在著需要。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供了一種方法，包括將第一多個用戶中的希望的用戶 指派給第一組，將所述第一多個用戶中的其他用戶指派給第二組，其中所述第一多個用戶 由基站服務；根據(jù)對應于所述多個接收天線并用于所述第一多個用戶的信道信息，生成最 小均方誤差均衡器，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括確定干擾功率與信號功率的 比率；基于所述第一組和所述第二組中的所述第一多個用戶的分布，處理通過多個天線接 收的碼分多址信號，其中處理接收到的碼分多址信號包括使用所述最小均方誤差均衡器 過濾通過所述多個天線接收的碼分多址信號，所述碼分多址信號包括與所述第一多個用戶 相對應的重疊信號分量；以及使用與所述希望的用戶相對應的擴頻碼來解擴所述碼分多址 信號；并且其中，所述方法還包括通過檢測解擴之后所述碼分多址信號中與所述希望的用 戶相對應的符號，來生成與所述希望的用戶相對應的用戶數(shù)據(jù)。根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，提供了一種裝置，包括最小均方誤差均衡器，所述最 小均方誤差均衡器用于過濾通過多個天線接收的碼分多址信號，其中所述最小均方誤差均 衡器是根據(jù)用于由基站服務的第一多個用戶的與所述多個接收天線對應的信道信息而生 成的，其中希望的用戶被包括在由所述基站服務的所述第一多個用戶當中，并且其中，所述 最小均方誤差均衡器是使用干擾功率與信號功率的比率生成的；解擴器，所述解擴器用于 使用與所述希望的用戶相對應的擴頻碼來解擴碼分多址信號；以及解碼器，所述解碼器用 于從經(jīng)解擴的碼分多址信號恢復與所述希望的用戶相對應的用戶數(shù)據(jù)，其中，所述希望的 用戶被指派到第一組，所述第一多個用戶中的其他用戶被指派到第二組；其中，所述最小均方誤差均衡器和所述解擴器基于所述第一組和所述第二組中的所述第一多個用戶的分布 來處理通過所述多個天線接收的所述碼分多址信號。根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，提供了一種系統(tǒng)，包括多個接收天線，所述接收天線 用于從無線信道接收碼分多址信號；用于基帶子系統(tǒng)的無線電頻率；最小均方誤差均衡 器，所述最小均方誤差均衡器用于過濾通過所述多個天線接收的碼分多址信號，其中所述 最小均方誤差均衡器是根據(jù)用于由基站服務的第一多個用戶的與所述多個接收天線對應 的信道信息而生成的，其中希望的用戶被包括在由所述基站服務的所述第一多個用戶當 中，并且其中，所述最小均方誤差均衡器是使用干擾功率與信號功率的比率生成的；解擴 器，所述解擴器用于使用與所述希望的用戶相對應的擴頻碼來解擴所述碼分多址信號；以 及解碼器，所述解碼器用于從經(jīng)解擴的碼分多址信號恢復與所述希望的用戶相對應的用戶 數(shù)據(jù)；其中，所述希望的用戶被指派到第一組，所述第一多個用戶中的其他用戶被指派到第 二組；其中，所述最小均方誤差均衡器和所述解擴器基于所述第一組和所述第二組中的所 述第一多個用戶的分布來處理通過所述多個天線接收的所述碼分多址信號。


圖1是根據(jù)本發(fā)明的實施方案示出示例性接收機結(jié)構(gòu)的框圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明的實施方案示出示例性聯(lián)合均衡(joint equalization)和MUD 設(shè)備的框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明的實施方案示出可用于代表MUD接收機系列的示例性接收機結(jié) 構(gòu)的框圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明的實施方案示出可用于實現(xiàn)干擾消除技術(shù)的示例性接收機結(jié) 構(gòu)的框圖；以及圖5是根據(jù)本發(fā)明的實施方案示出用于CDMA接收機的示例性方法的框圖。
具體實施例方式在以下詳細的描述中，將參照通過圖示方式顯示可以在其中實施本發(fā)明的實施方 案的附圖。這些實施方案以足夠詳細的方式被描述，以使本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠?qū)嵤┍景l(fā) 明。應當可以理解，本發(fā)明的各種實施方案盡管不同，但并不必互相排斥。例如，連同一個實 施方案一起描述的特定的特征、結(jié)構(gòu)或者特性，在沒有背離本發(fā)明的精神和范圍的情況下， 可以在其他實施方案中實現(xiàn)。另外，應當可以理解，在每個所公開的實施方案中，在沒有背 離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，可以修改單個部件的位置和排列。因此，以下的詳細描述 不應作為限制性的，并且僅僅以所附的權(quán)利要求書來定義本發(fā)明的范圍，與賦予權(quán)利要求 書的整個等同物范圍一起來恰當?shù)亟忉尡景l(fā)明的范圍。在附圖中，同樣的數(shù)字在所有幾個 視圖中表示同樣或相似的功能性。已知普遍使用的RAKE接收機是用于解調(diào)接收自加性白高斯噪聲(AWGN)信道的 CDMA信號的最優(yōu)解決方案。然而，在多址干擾(MAI)環(huán)境(例如在蜂窩CDMA系統(tǒng)中所遭 遇的)中，RAKE接收機不是最優(yōu)的，并且在一些情況下，RAKE接收機遠不是最優(yōu)解決方案。 近年來，已經(jīng)投入了巨大的努力來發(fā)展先進的CDMA接收機技術(shù)，以提高CDMA網(wǎng)絡的性能。 多用戶檢測(MUD)技術(shù)是先進的CDMA接收機技術(shù)的一個實施例，其中接收機聯(lián)合地解調(diào)多個用戶(即期望用戶信號以及其他干擾用戶信號)。通過使用關(guān)于與被聯(lián)合解調(diào)的用戶相 關(guān)聯(lián)的知識，MUD技術(shù)能夠顯著地提高解調(diào)性能。應用于碼片(chip)領(lǐng)域的信道均衡技術(shù) 代表另一種先進的接收機技術(shù)，它只能夠應用于正交CDMA。碼片率(chip-rate)均衡技術(shù) 中的關(guān)鍵思想是均衡通信信道，使其接近單式變換(unitary transformation)，因此恢復 在信道中被破壞的傳輸信號的正交性。通過這樣操作，(同一基站的)不同用戶間的串擾 (cross-talk)被減少，因為在信道中被損壞的簽名碼(signature code)的正交性被至少 部分地恢復。在蜂窩系統(tǒng)中，該方法僅可應用于活動基站的下行鏈路用戶，因為通常只有這 些用戶才與期望用戶正交。在本發(fā)明的至少一個實施方案中，提供了用于解調(diào)直接序列CDMA(DS-CDMA)信號 的統(tǒng)一的MUD均衡途徑。所述統(tǒng)一的途徑能夠生成各種有成本效益的接收機解調(diào)技術(shù)，所 述解調(diào)技術(shù)可以從例如低成本線性最小均方誤差(MMSE)均衡技術(shù)(與RAKE接收機相比， 它可以提供最低性能增益)，到相對高復雜度的MMSE MUD (它可以提供最大性能增益)。在 兩者之間，可以選擇各種性能/復雜度的折衷。在下文中，將使用術(shù)語“均衡”來代表“簽名 獨立的”最優(yōu)均方誤差(MSE)處理，并且因此可以被延伸到包括來自其他與期望用戶不正交 的基站的信號。圖1是根據(jù)本發(fā)明的實施方案示出示例性接收機結(jié)構(gòu)10的框圖。如所示出的，接 收機結(jié)構(gòu)10可以包括以下中的至少一項天線12、射頻(RF)到基帶子系統(tǒng)14、聯(lián)合均衡和 MUD單元16和信道解碼器18。天線12可以從無線信道接收復合CDMA信號，所述復合CDMA 信號包括與系統(tǒng)中多個用戶相關(guān)聯(lián)的重疊信號分量。除期望用戶之外，復合信號可以包括 來自與期望用戶關(guān)聯(lián)相同基站的其他用戶和/或與其他基站相關(guān)聯(lián)的其他用戶的信號分 量?？梢允褂煤涡问降奶炀€12，包括例如雙極、貼片、螺旋、陣列和/或其他，包括以上天線 的組合。在至少一個實施方案中，使用天線分集技術(shù)。RF到基帶子系統(tǒng)14將接收的信號從 RF表現(xiàn)形式轉(zhuǎn)換為基帶表現(xiàn)形式。RF到基帶子系統(tǒng)14可以包括諸如低噪放大器、一個或 更多個RF濾波器、一個或更多個頻率轉(zhuǎn)換設(shè)備(例如混頻器等)的組件(component)，和/ 或?qū)⒔邮盏男盘栟D(zhuǎn)換到基帶所需的任何其他組件。如將要詳細描述的，聯(lián)合均衡和MUD設(shè) 備16操作為使用同一的MUD/均衡途徑在與期望用戶相關(guān)聯(lián)的復合的接收的信號中檢測數(shù) 據(jù)。信道解碼器18基于預定的信道碼解碼檢測到的數(shù)據(jù)，以便為期望用戶復原用戶數(shù)據(jù)。 可以使用任何形式的信道碼。在至少一個實施方案中，不使用信道編碼。圖2是根據(jù)本發(fā)明的實施方案示出聯(lián)合均衡和MUD設(shè)備30的實施例的框圖。聯(lián) 合均衡和MUD設(shè)備30可以用于例如圖1的接收機結(jié)構(gòu)10和/或具有其他體系結(jié)構(gòu)的CDMA 接收機中。如所示出的，聯(lián)合均衡和MUD設(shè)備30包括采樣器(sampler) 32、時間追蹤單元 34、解擴器(despreader) 36和聯(lián)合均衡器/MUD解擴序列生成器38。解擴器36包括乘法 器40和累加器42。時間追蹤單元34導致采樣器32以碼片率采樣接收的基帶采樣，以生 成碼片率采樣yk。解擴器36通過將碼片率采樣乘以(即在乘法器40內(nèi))由聯(lián)合均衡器/ MUD解擴序列生成器38生成的解擴序列來解擴接收的信號，然后在符號周期內(nèi)對結(jié)果求和 (即在累加器42內(nèi))，以在累加器的輸出生成期望用戶符號3。然后，期望用戶符號可以被傳 遞到信道解碼器進行解碼。如將詳細描述的，在本發(fā)明的至少一個實施方案中，可以由聯(lián)合 均衡器/MUD解擴序列生成器38生成解擴序列，所述解擴序列可以以這樣的方式組合均衡 和MUD處理，即在達到提高的解擴性能的同時，還解決計算復雜度的問題。
在至少一個實現(xiàn)中，可以首先通過將系統(tǒng)中的當前用戶分成兩組來生成解擴序 列。第一組(即組1)由“假設(shè)”其簽名序列對于接收機來說為已知的用戶組成，并且第二組 (組2)由“假設(shè)”其簽名序列對于接收機來說為未知，并且由其第一和第二級統(tǒng)計與實際信 號的第一和第二統(tǒng)計一致的用戶組成。組1中的用戶數(shù)量可以用K表示，并且組2中的用 戶數(shù)量可以用L(或L+1，其中+1用于代表系統(tǒng)中的加性白噪聲)表示。如將詳細描述的， 當K和L變化時，可以實現(xiàn)不同的接收機體系結(jié)構(gòu)和性能。一般使用MUD型處理來對待組1 中的用戶。這樣的處理通常導致以較高的計算復雜度為代價的較高的性能。另一方面，一 般使用均衡型處理來對待組2中的用戶，這樣的處理通常導致具有較低計算復雜度的較低 性能。總之，隨著被指派到組2的用戶數(shù)量增加，總體性能將下降，并且總體計算復雜度將 下降。應該意識到，在本發(fā)明的至少一個實施方案中，關(guān)于特定用戶被放置到哪個組的 決定不一定取決于該用戶的簽名在接收機中實際上是否已知。事實上，在很多情況下，接收 機可以知道所有當前用戶的簽名。相反，決定可以基于接收機中的性能和計算復雜度之間 的折衷。即，可以作出決定，以一種方式對待某些用戶，并且以另一種方式對待其他用戶，以 達到性能和復雜度之間的折衷。例如，在一種途徑中，所有作為期望用戶與相同基站相關(guān)聯(lián) 的用戶被放置在組1中，而所有與其他基站相關(guān)聯(lián)的用戶被放置在組2中(即，即使接收機 已知他們的簽名)。以這種方式，通過限制對與服務基站(即與期望用戶相關(guān)聯(lián)的基站)相 關(guān)聯(lián)的用戶的MUD處理的應用，可以降低整體的計算復雜度?？商鎿Q地，可以使用其他用于 將用戶指派到兩組中的技術(shù)。在至少一個實施方案中，用于將用戶指派到兩組中的技術(shù)可 以隨時間而改變(例如，它可以由接收機的主用戶定義和/或修改)。如上面所描述的，在至少一個實現(xiàn)中，通過變化接收機中K和L的值，可以實現(xiàn)各 種不同的接收機體系結(jié)構(gòu)。例如，如果K= 1并且L = 0，則可以實現(xiàn)(具有優(yōu)化權(quán)重的) 眾所周知的RAKE接收機。最大比率組合(maximal-ratio combining，MRC) RAKE接收機可以 作為當信噪比(SNR)接近0時的特例來實現(xiàn)(在任何其他情況下，已知MRC為次優(yōu))。在另 一個實施例中，如果K = 1并且L =服務基站中的用戶數(shù)量-1，則可用實現(xiàn)常規(guī)的MMSE均 衡器。在又一個實施例中，如果K=所有當前用戶，則可以實現(xiàn)已充分發(fā)展的(full blown) MUD接收機。此外，通過以不同的方式從上面的實施例中選擇K和L，可以實現(xiàn)各種有成本 效益的聯(lián)合MUD均衡接收機技術(shù)，所述各種聯(lián)合MUD均衡接收機技術(shù)能夠以給定的復雜度 水平(在MSE準則下)最優(yōu)地處理符號間干擾(ISI)和多址干擾(MAI)。以這種方式，可以 達到性能/復雜度的折衷。在下面的討論中，描述了用于確定聯(lián)合均衡器/MUD解擴序列的一般技術(shù)。在CDMA 接收機中，基帶等效的接收的信號可以如下表示y(t) = Z^(0 h (0+E(0 g,(0 (式 l)
k=Qt=Q其中Sk(t)是DS-CDMA信號，假設(shè)它們的簽名對于接收機來說為已知(不失一般 性，假設(shè)sjt)自始至終都是期望信號)，hk(t)是第k條信道的沖擊響應(即第k個DS-CDMA 信號傳播通過的沖擊響應，包括發(fā)射機和接收機濾波效應)， 表示卷積操作符，ni(t)是白 噪聲過程，并且^(0是任意的沖擊響應，它的特征描述在下面提供。令g(l(t)等于接收機 濾波器的沖擊響應。因此，等式1的第二個和的第一項只是白噪聲過程對基帶信號所起的作用(例如，接收機鏈(receiver chain)的熱噪聲)。其他njt)項用來代表DS-CDMA信 號，假設(shè)它們的簽名對于接收機來說為未知，用&(t)代表它們各自的信道(假設(shè)所述信 道對于接收機來說為已知)。應該重申，假設(shè)簽名為已知的CDMA用戶與假設(shè)簽名為未知的 CDMA用戶之間的區(qū)別可以是相關(guān)的，因為它直接涉及成本/性能折衷。還應該注意到，傳統(tǒng) 的隨機擴頻假設(shè)和將碼片整形(chip-shaping)嵌入到gl(t)的事實直接暗的時間 (temporal)白色性質(zhì)。按照剛剛所定義的，結(jié)果的總體信號 在它的第一和第二 級統(tǒng)計(所述統(tǒng)計是MSE分析所需的)中與隨機擴頻DS-CDMA信號一致。此外，不同用戶 的數(shù)據(jù)流之間的統(tǒng)計獨立導致不同信號(即sk(t)與1^(0)之間的統(tǒng)計獨立。因此對于式 1中的信號可以作出以下兩個假設(shè)，所述假設(shè)足以用于以下所有推導假設(shè)1-不同用戶間缺乏相關(guān)性 假設(shè)2-其簽名對于接收機來說為未知的DS-CDMA信導的時間白色性質(zhì) 只是出于方便的目的，假設(shè)不同用戶的符號序列既是時間不相關(guān)的，又是在用戶 間不相關(guān)的。然而，應該強調(diào)，此假設(shè)僅僅為了方便，并且它可以直接地推導其他符號分布 的解。式1的簡單格式允許通過適當?shù)囟x式中出現(xiàn)的各種參數(shù)和推導MMSE解，來研究 不同的接收機體系結(jié)構(gòu)。在以下討論中，首先針對式1的模型推導出一般的MMSE解。然后， 示出如何從一般解中可以推導出不同的接收機體系結(jié)構(gòu)。用于第n個符號(用&( )表示) 的匪SE輸出可以如下表達 其中！；是接收機處的采樣間隔(所述采樣間隔通常是碼片周期T。的整數(shù)分之 一)，并且j e mi，mi+l，...，m2是中心在第n個符號周圍的適當?shù)念A定義觀察窗。典型地， (m2-mi) *TS具有T。乘以擴頻因子(SF)相同的階數(shù)，盡管稍大。準確值取決于信道的延遲 擴展，并且可以是由性能/復雜度折衷左右的用戶可定義的參數(shù)。當信道的延遲擴展比符 號持續(xù)時間長時，可能期望令觀察窗跨度(span)比符號寬。在這樣的設(shè)置下，所建議的途 徑還減輕由信道產(chǎn)生的符號間干擾(ISI)。對用于高數(shù)據(jù)率應用的越來越流行的低擴頻因 子來說，這可能具有特別的重要性。使用矢量符號，式4變?yōu)?如所眾所周知的，^^勺MMSE解由下式給出 其中a(l(n)表示期望用戶符號。使用式1與假設(shè)1，它可以示出為

(式 7)其中^_。(《)是考慮信道影響的期望符號的等效擴頻序列(參見下面的式8與式 9)。令ck(i)表示第k個用戶的碼片序列并且定義 然后，分量&_。㈨被看作與分別的符號對應的期望用戶的“等效的”擴頻序 列的Ts間隔的采樣(即，在上面的式8中代入k = 0，t = mi Ts，(mi+l) Ts， ，m2 Ts)。 這可以在數(shù)學上表達為 也可以用矩陣符號表達為 其中印是化印litz矩陣，它的第i行、j列元素是hJG+mfl) Ts-j T。)，并且 碼片矢量的第i個元素是第i個碼片C(l(i)。注意到式7到式9是通過使用以下用于 sk(t)的傳統(tǒng)DS-CDMA模型從式1得出的 其中表示x的整數(shù)部分(以及符號索引)，8 (t)代表Dirac delta函數(shù)，并且 注意到 其中Peq是(>2 +l)x茇矩陣，它的第k列是巧(即，通過取t = mi Ts， —+1) Ts， ，m2 Ts計算式8所得的向量)，并且互是與不同“用戶”相關(guān)聯(lián)的符號的茇)<1 個向量。由于邊緣效應(例如當觀察窗跨越超過單個符號周期時，或當信道延遲擴展是非 零時)，向量5可能需要包含幾個連續(xù)的符號用于每個用戶(例如每個用戶使用第n-l，n和 n+1個符號)。否則，式12的模型可能僅近似地成立(近邊緣效應(upto edge effect)). 當信道延遲擴展小于符號周期(通常是這樣的情況)并且觀察窗不太大時，上面三個連續(xù) 的符號通常足以確?？珊雎缘倪吘壭Ｔ谶@種情況下，額外的符號被視為額外的“用戶”， 因此茇&尤(例如，當使用第n_l，n和n+1個符號時，則茇=3.欠)。結(jié)果，巧,」(")可以包括 與那些采樣時刻對應的零，其中相關(guān)符號不影響。最后i是向量，其元素為在t = mi Ts，
時為幻(o。從式12，可以示出五{F.F+}可以如下計算￡{F,F +} = /^( )-Z)^{JE{|fl。(《)|2}，...，JE{|%_1( )|2}}-Jpe9( )++i:{ r}
15 (式13)其中N1是Ii1 (t)的功率譜密度，并且T1是To印Iitz矩陣，它的第i，j元素為 已知匹配濾波器輸出的碼片間隔的(chip-spaced)采樣(即，與發(fā)射機整形濾波 器匹配的接收機濾波器使其輸出以碼片率采樣)組成各種設(shè)置下a(l(n)的充分統(tǒng)計估計。 因此，當執(zhí)行了碼片間隔的采樣時，下式可以代入式14以簡化推導 由于實際的接收機實現(xiàn)通常使用比碼片率高的采樣速率(通常出于時間追蹤和/ 或簡化抗混疊(anti-aliasing)模擬濾波器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器(A/D)的需求的目的)，這樣的代 入可能是不期望的。然而，解調(diào)本身通常以碼片率而不是更高的速率進行(例如，RAKE支 路(RAKE finger) )0還注意到接收機濾波器常常簡單地是帶寬1/2 · Tc (即單邊)的單位 增益(unit-gain)低通濾波器(LPF)或其他奈奎斯特(Nyquist)濾波器(例如均方根升余 弦等)在任一情況下可以從式15示出 式16反映出這樣的事實，即在這些情況下接收機濾波器的碼片間隔相關(guān)性序列 明顯是Kronecker delta函數(shù)(回想g(1(t)被設(shè)置為接收機濾波器的沖擊響應，并且，如預 想的那樣，式16簡單地暗示在接收機濾波之后白噪聲方差項為隊/T。)。盡管與均衡和/或MUD不直接相關(guān)，但是在本發(fā)明的環(huán)境中檢查RAKE接收機仍然 是有用的。為了這樣做，在接收機處假設(shè)最少知識量。即，假設(shè)僅已知期望用戶的簽名(即 K=I),并且未知任何關(guān)于被建模為白噪聲(即L = 1)的干擾的知識。還假設(shè)正在使用碼 片率采樣(即式15)。使用式6、7、8、13和16，可見，解由下式給出wn=E{fn-f;r-E{fn.a0{n))= ΣΚd "I -Peq。㈨(式17)其中Ω。是代表與期望用戶的(即符號為· · ·，a0(n-l)，a0(n)，a0(n+l)，· · ·的用 戶)符號對應的“用戶”索引的集合(顯然0 e Ω。))。接下來，假設(shè)E{|a(l (η) |2} <<隊/T。(即，與總噪聲功率相比，預解擴的用戶功率很 小，正如CDMA系統(tǒng)中每個用戶通常被指派總發(fā)射功率的小部分的情況)，在這樣的情況下 式17可以近似為W(^)gi(式 18)
八0 Z丄C式18除去增益項(增益項與解調(diào)性能不相關(guān))恰是對期望用戶簽名的匹配濾波 器，并且與公知的RAKE接收機(它實際上是匹配濾波器)相符。有趣的是，注意到式17中給出情況的精確匪SE解減輕了自MAI (即被括起來的表
16達式中的第一項)，并且因此預期提供與RAKE接收機相比更好的性能。然而，該接收機比 RAKE接收機復雜，并且相對于增加的成本來說預期的性能提升不值得。除上面描述的常規(guī)RAKE接收機以外，最簡單的接收機結(jié)構(gòu)是碼片率均衡器。為了 得出該均衡器，假設(shè)接收機通過均衡來減輕服務基站的MAI，并且將系統(tǒng)中所有其他用戶都 作為白噪聲對待。因此，下列參數(shù)可以用于式1中K = 1(即，假設(shè)接收機僅已知期望用戶 的簽名)并且L > 1(并且，在這樣的設(shè)置下，L等于活動基站中的用戶數(shù)量)。還假設(shè)gl(t) = h0(t), 1 = 1, . . , L (式 19)S卩，所有的干擾信號都經(jīng)歷與期望信號相同的信道(這是服務基站的所有下行鏈 路用戶的情況)。所有與服務基站不相關(guān)聯(lián)的其他用戶都建模為白高斯(Gaussian)噪聲 (即nQ(t)建模所有小區(qū)(cell)外MAI)。還假設(shè)正在使用碼片率采樣(即式15)?；谝陨蟽?nèi)容，通過將這些參數(shù)代入式6、7和8給出最優(yōu)匪SE解，結(jié)果如下 (式20)其中Tl為信道的相關(guān)性To印Iitz矩陣(通過將式19代入式14得到)。再一次， 被括起來的表達式的第一項代表競爭自MAI (combating self-MAI)。如果假設(shè)與(預解擴) 總功率相比(預解擴)用戶功率很小，則式20被簡化為 其中變換到式21的第二行時調(diào)用了式10。注意對符號索引的唯一依存關(guān)系是通 過期望用戶的碼片的向量。因此，可以通過首次應用信道相關(guān)(但是符號不相關(guān))變換來 實現(xiàn)該接收機
式 22)緊跟著的是簡單解擴器
(式 23)為了獲得對該接收機的操作的一些深入了解，注意到IY是信道自相關(guān)函數(shù)(參見 式19和式14)。因此，近邊緣效應可以用下式(至少對于指數(shù)穩(wěn)定信道)近似 為了針對例如普遍使用的碼片間隔多徑信道模型來驗證式24，簡單地將信道頻率 響應(指數(shù)的和)代入式14的第二行，并執(zhí)行積分(回想接收機濾波將積分限制到僅在奈 奎斯特帶中)。在一些積分變量的變化之后，結(jié)果為 該式產(chǎn)生式24忽略邊緣效應的近似。使用該近似，信道相關(guān)變換實際上由下式
(取決于恒定增益因子
給出 如果與建模小區(qū)外MAI的白噪聲相比小區(qū)內(nèi)MAI很大(即tM 乂)，則式25
/=1
簡化為信道的逆。在這種情況下，式25的均衡器完全恢復被信道破壞的用戶碼的正交性。
另一方面，如果1；代<<Νο (即代表其他小區(qū)干擾的白噪聲是主導因素)，則式25簡化為匹 /=1
配濾波器，并且接收機簡化為RAKE接收機(它是這種設(shè)置下的最優(yōu)接收機)。對于任何其 他的設(shè)置，式25中的均衡器(或式22中的均衡器)將在減輕對用于建模小區(qū)外干擾的白 噪聲分量的同小區(qū)干擾之間產(chǎn)生(在MSE意義上)最佳的折衷。應該注意到，CDMA均衡技術(shù)還可以使用自適應濾波器理論來實現(xiàn)。即，可以順序地 操作以及向接收的采樣應用自適應濾波器，而不是在采樣巧的向量上以批處理模式操作。在一些情況下，接收機知道其他基站的干擾頻譜。在這樣的情況下，在考慮該額外 信息同時，可以獲得碼片率均衡器，從而導致提高的性能。因此，可以將下列參數(shù)用于式1 K= 1(即，假設(shè)接收機僅知道期望用戶的簽名)并且L = LJL2 > 1(其中L1等于活動基站 中的用戶數(shù)量)。已知來自活動基站的所有干擾噪聲經(jīng)歷與期望信號相同的信道。這可以 如下表示 所有(并非來自服務小區(qū)的)其他用戶都通過與1 = Li+1，. . .，L1+L2. 1對應的信 號建模。還假設(shè)正在使用碼片率采樣。在這種情況下的解仍舊由式20-23的一般架構(gòu)給出。為了獲得對該解的一些深入 了解，假設(shè)簡化的兩個基站的情景。因此，除式26外有 (即所有來自干擾基站的干擾信號都經(jīng)歷相同的信道)。使用該設(shè)置和式24的近 似，可以得到下面的均衡器 如果主要的干擾源是同小區(qū)MAI，則和前面一樣，式28簡化為信道的逆，這恢復f 號簽名的正交性。另一方面，如果其他小區(qū)MAI和熱噪聲是主導因素，則式28簡化為有色噪聲中的匹配濾波器，這是這種情景的最優(yōu)解。在任何其他設(shè)置下，均衡器提供這兩種接收 機之間的最佳折衷。 為了檢查式28相對于式25的常規(guī)實踐的性能提高，考慮兩個基站的情景，其中期
望基站信號經(jīng)歷平穩(wěn)衰落信道，并且干擾基站信號經(jīng)歷AR(I)信道模型^~^―τ。假設(shè)干
擾基站信號比期望基站信號要強得多。則因為活動基站經(jīng)歷平穩(wěn)衰落，所以常規(guī)白噪聲均 衡器降為(collapse)為單位變換(unity transformation)(即它將不起任何作用，并且因 此等效于RAKE接收機)。則該接收機輸出處的SNR為 其中E{|S|2}期望基站處的總發(fā)射功率，E{|I|2}是干擾基站處的總發(fā)射功率，并
且Τ"、是干擾信號經(jīng)歷的沖激響應平方抽頭(tap)的和?，F(xiàn)在，有色噪聲均衡器將考慮干
擾信號的頻譜形狀，并且將生成白化噪聲的均衡器(回想E {I S 12} < < E {1112}，所以均衡 器將僅粗略處理噪聲)，并且緊跟著的是噪聲白化器(Whitener)的匹配濾波器。因此，使用 該模型，均衡器的頻率響應為 其中第一項(1-α -Ζ"1)是對干擾BS的信道取逆的噪聲白化器；第二項(1_α ·Ζ) 是期望信號現(xiàn)在經(jīng)歷的“新”信道的匹配濾波器。在這種情況下SNR(忽略在假設(shè)E {I S 12} <<E{|I|2}的情況下影響很小的同小區(qū)MAI)可以如下表示 相對于白噪聲均衡器(以及相對于在這種情況下產(chǎn)生與白噪聲均衡器相同性能
的RAKE接收機)，有色噪聲均衡途徑的SNR增益可以通過計算兩個SNR表達式的比得到 可以看到，當α接近1時，SNR增益接近無窮(即當干擾信道變得更有色(更深 的空(de印er null))時，SNR增益增加)。盡管在相對簡單的實施例環(huán)境中討論，但是可以 看到在更復雜的情況下該結(jié)論仍成立。更好的比較將考慮同小區(qū)MAI。在這種情況下，白噪聲均衡器的SNR不變，但是有 色噪聲均衡器SNR為 在該情景中(相對于白噪聲均衡器和RAKE接收機的)SNR增益為 再一次，當α接近1時，SNR增益接近無窮。(注意該解是針對于E {| S |2} <<Ε{|Ι|2}的情況)。可以類似地分析其他情況。為了實現(xiàn)線性匪SE MUD接收機體現(xiàn)結(jié)構(gòu)，可以在式1中使用如下參數(shù)K = ki+k2，. . .，kB (其中Iii是第i個基站的用戶數(shù)量)并且L = 1。還假設(shè) 其中表示第i個基站和期望用戶之間的信道。在這樣的設(shè)置下，解與針對蜂窩 下行鏈路環(huán)境的已充分發(fā)展的線性MMSE解一致。對上面描述的已充分發(fā)展的線性MMSE多用戶檢測器執(zhí)行的復雜度分析顯示它計 算量最大的部分是矩陣E {F·^+}的生成，而不是矩陣的求逆。此外，該計算復雜度與系統(tǒng)中 用戶數(shù)量成正比。這暗示以下有效的成本-性能權(quán)衡，即為一些用戶使用MUD而為剩余用 戶使用均衡。在至少一個實施方案中，選擇系統(tǒng)中最強的K個用戶，并且用線性MMSEMUD高 效地處理這K個用戶。對于這些用戶，以與上面式29類似的方式為Ill (t)賦值。使用較低 復雜度的均衡高效地處理剩下的L-I個用戶，由于所述剩下的L-I個用戶較弱，所以他們不 那么重要。對于這些較弱的用戶，以與上面式29類似的方式為gl(t)賦值。為了實現(xiàn)這樣的接收機體系結(jié)構(gòu)，式1中的參數(shù)可以如下選擇K是用戶可定義參 數(shù)，確定成本_性能折衷，并且L =用戶總數(shù)量-Κ+1。還假設(shè)
(式 30)其中假設(shè)第1個用戶屬于第i個基站，并且和前面一樣，表示第i個基站和期 望用戶之間的信道。總之，該途徑提供非常靈活和有吸引力的成本-性能折衷。使用足夠 大的K值，性能逼近已充分發(fā)展的匪SE MUD的性能。此外，對于伴隨著選擇最強(最干擾 的)用戶的高效機制的較小K值來說，可以以低得多的復雜度達到類似的性能。在本發(fā)明的至少一個實施方案中，使用了符號級的途徑(即基于一組匹配濾波器 輸出的接收機，而不是基于接收的采樣的接收機)。為了考慮符號級途徑，式12的兩邊都乘 以某個KX (Hi2-Hi1+!)的矩形矩陣A (A 一般來說是時變的)，如下所示
式 31)特別選擇A = P:產(chǎn)生匹配濾波器輸出組，但是其他選擇也是可能的?，F(xiàn)在MMSE
解直接從之前的推導得出，如下
(式 32)并且MMSE解為
式 33)現(xiàn)在通過將式7和式13代入式33給出解。在那些矩陣的求逆是計算瓶頸的情況下，上面的變換維數(shù)從m2-mi+l維降低到可能小得多的K維。使用大的K值，性能可以接近 已充分發(fā)展的匪SE MUD的性能。此外，使用伴隨著選擇最強用戶的高效機制的較小K值， 上述接收機可以以低得多的復雜度達到與MMSE MUD類似的性能。在一些應用中，可以采用多碼傳輸(即為單個用戶指派多個碼簽名，通常是為了 提高該用戶的吞吐量)。為了降低計算復雜度，可能期望將接收機表示為對于所有碼來說公 共的一個前端濾波器(可以是時變的)，并且隨后一組常規(guī)的解擴器(其中每個解擴器調(diào)諧 到一具體的碼)。該結(jié)構(gòu)立刻從式6、7和13得出，揭示基本操作五對于所有碼是 公共的，并且之后需要緊跟著五{F ·α0{η) (當然，該操作是針對碼專用的)?？梢匀菀椎貙⑸厦婷枋龅慕邮諜C族與RAKE接收機組合。為了觀察這方面，注意到 式7的交叉相關(guān)項(在式6的一般接收機結(jié)構(gòu)中出現(xiàn))實際上是RAKE接收機。圖3是根 據(jù)本發(fā)明的實施方案示出可以用于代表MUD接收機族的示例性接收機結(jié)構(gòu)50的框圖。如 示出的，接收機結(jié)構(gòu)50包括天線52、RF到基帶子系統(tǒng)54、頻譜白化函數(shù)56、RAKE接收機 58和信道解碼器60。天線52、RF到基帶子系統(tǒng)54和信道解碼器60以基本與之前描述的 相同的方式工作。頻譜白化函數(shù)56根據(jù)式6右側(cè)的第一項來處理由RF到基帶子系統(tǒng)54 輸出的基帶采樣。結(jié)果信號被傳遞到RAKE接收機58，RAKE接收機58根據(jù)式6右側(cè)的第二 項處理該結(jié)果信號。RAKE接收機58的輸出被傳遞到信道解碼器18進行解碼。當升級已經(jīng) 基于RAKE接收機構(gòu)建的已有系統(tǒng)時，上面描述的技術(shù)是有用的。在一些情況下，可能期望將所提出的途徑與干擾消除組合。例如，當可以使用信道 碼(例如卷積碼或Turbo碼)的編碼增益來執(zhí)行干擾消除時，可能是這種情況。作為一種 可能的實現(xiàn)的實施例，考慮寬帶CDMA(WCDMA)的高速下行鏈路分組接入(HSDPA)信道，其中 可以在特定時間點將基站的所有流量簽名碼分配給一個用戶。因為該用戶能夠解碼它自己 的傳輸，但是通常不能解碼其他用戶的傳輸，所以試圖在同小區(qū)MAI上執(zhí)行已編碼干擾消 除以及使用上述均衡和/或MUD途徑對待所有其他MAi分量是有意義的。通過簡單地移除 與要從接收的信號中消除的信號相關(guān)聯(lián)的分量，可以得到這種情況下的最優(yōu)解(假設(shè)完美
的干擾消除)。例如，在上述式28中，消除期望小區(qū)的MAI意味著用N1替代&代。這對應于
/=I
假設(shè)與信號~(0，"3(0，…，、(0相關(guān)聯(lián)的MAI被完美地消除的情況下的最優(yōu)碼片率均衡器。 在HSDPA應用中，這些信號僅僅是對期望用戶的多碼傳輸?shù)慕Y(jié)果。在采用Turbo解碼(并 使用它的編碼增益)后，可以估計原始傳輸?shù)男畔⒎?，并且可以用于基于常?guī)重編碼、重 調(diào)制和減法技術(shù)的干擾消除中。在一個實施方案中，這可以迭代地操作。首先，如上面所描述地計算權(quán)重，并且解 調(diào)所有多碼。然后，將總符號流(包括來自所有多碼信號的符號)輸?shù)叫诺澜獯a器。然后重 編碼、交織和重調(diào)制信道解碼器的輸出，以生成多碼信號的副本(replica)。接下來，用(除 正在被解調(diào)并從接收的信號中減去的副本外)所有多碼的副本執(zhí)行第二次解調(diào)迭代。因 此，在該第二次解調(diào)迭代中，減去了其他多碼的干擾效應，導致提高的解調(diào)性能。再一次，將 所述多碼的解調(diào)的信號輸?shù)叫诺澜獯a器中，其中所述信道解碼器的輸出用于構(gòu)造多碼信號 的副本，并且該過程迭代地繼續(xù)直到滿足某個停止準則。在每次迭代中，可以將來自信道解 碼器輸出的軟信息(即符號可靠性)組合到副本生成和減法機制中，從而僅部分地減去具 有低可靠性的符號(反之亦然)，以便提高該途徑的收斂性。該技術(shù)特別適用于Turbo碼，其中解碼機制本來質(zhì)上就是迭代的，并且涉及軟度量(符號可靠性)計算。圖4是根據(jù)本 發(fā)明的實施方案示出可用于實現(xiàn)干擾消除技術(shù)的示例性接收機結(jié)構(gòu)70的框圖。如示出的， 接收機結(jié)構(gòu)70可以包括以下中的至少一項天線72、RF到基帶子系統(tǒng)74、聯(lián)合均衡和MUD 單元76，以及信道解碼器78。天線72、RF到基帶子系統(tǒng)74、聯(lián)合均衡和MUD單元76，以及 信道解碼器78可以以與之前結(jié)合圖1描述的組件類似的方式工作。此外，提供反饋路徑68 來反饋來自信道解碼器78的已解碼信息，以在聯(lián)合均衡和MUD單元76中或接收機結(jié)構(gòu)70 中的其他地方進行重編碼、交織、重解調(diào)以及干擾減法。如上面所描述的，這可以以迭代過 程來執(zhí)行。圖5是根據(jù)本發(fā)明的實施方案示出用于CDMA接收機中的示例性方法80的框圖。 首先將接收機附近的活動用戶指派給第一組或第二組(框82)。使用在這里，術(shù)語“活動用 產(chǎn)(active user)”表示系統(tǒng)中目前正在通信的并且在針對期望用戶的檢測過程中要被考 慮的用戶?；顒佑脩艨梢耘c服務基站或另一個基站相關(guān)聯(lián)。指派給第一組的用戶可以包括 例如假設(shè)其簽名序列對接收機來說為已知的用戶，并且指派給第二組的用戶可以包括假設(shè) 其簽名序列對接收機來說為未知的用戶?？梢允褂酶鞣N不同的用戶指派準則中的任何準則 來指派用戶。此外，所使用的指派準則可以是用戶可定義的。接下來基于第一和第二組之間活動用戶的分布生成聯(lián)合MMSE均衡/MUD解擴序列 (框84)。例如，這可以如之前描述的那樣執(zhí)行，其中通過使用不同的K和L值來實現(xiàn)各種 接收機體系結(jié)構(gòu)。隨后使用聯(lián)合MMSE均衡/MUD解擴序列處理接收的CDMA信號(框86)。 這可以包括例如將基帶采樣乘以解擴序列，然后在累加器中累加該結(jié)果，以解擴期望數(shù)據(jù)。 使用聯(lián)合MMSE均衡/MUD解擴序列進行的處理類型通常取決于初始時活動用戶是如何指派 的。例如，當?shù)谝唤M僅包括期望用戶并且第二組不包括用戶時，可以如在RAKE接收機中那 樣處理CDMA信號。當?shù)谝唤M包括所有活動用戶并且第二組不包括用戶時，可以如在MMSE MUD中那樣處理CDMA信號。當?shù)谝唤M僅包括期望用戶并且第二組包括所有與期望用戶關(guān)聯(lián) 相同基站的其他活動用戶時，可以如在MMSE均衡器中那樣處理CDMA信號。當?shù)谝唤M和第 二組各包括多個用戶時，可以執(zhí)行MMSE均衡和MMSE MUD處理的組合?？商鎿Q地，可以使用 其他結(jié)構(gòu)。在一些實施方案中，可以使用多個接收天線?？梢砸灾苯拥姆绞綄⑸鲜鐾茖U展 到多個天線的情況。具體來說，式6的一般解仍然成立，但是應該增加所有向量以包括多個 天線信號。例如，在兩個天線的情況下，R兩個天線權(quán)重向量礦和薩2) ，并且接收的信號 應該包括兩個天線信號。在上述的詳細描述中，將本發(fā)明的各種特征一起組合在單個的實施方案中，以簡 化本公開。不應該將這種公開方法解釋為反映了這樣的意圖，即，所要求保護的發(fā)明需要比 清楚地在每個權(quán)利要求中所陳述的特征更多的特征。相反，如所附的權(quán)利要求書所反映的 那樣，發(fā)明方面處于比以上所公開的單個實施方案的全部特征少的狀態(tài)。盡管已經(jīng)結(jié)合某些實施方案描述了本發(fā)明，但是應該理解可以采取修改和變化而 不偏離本發(fā)明的精神和范圍，如本領(lǐng)域技術(shù)人員很容易理解的。這樣的修改和變化被認為 落在本發(fā)明和所附權(quán)力要求書的界限和范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
一種方法，包括將第一多個用戶中的希望的用戶指派給第一組，將所述第一多個用戶中的其他用戶指派給第二組，其中所述第一多個用戶由基站服務；根據(jù)對應于所述多個接收天線并用于所述第一多個用戶的信道信息，生成最小均方誤差均衡器，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括確定干擾功率與信號功率的比率；基于所述第一組和所述第二組中的所述第一多個用戶的分布，處理通過多個天線接收的碼分多址信號，其中處理接收到的碼分多址信號包括使用所述最小均方誤差均衡器過濾通過所述多個天線接收的碼分多址信號，所述碼分多址信號包括與所述第一多個用戶相對應的重疊信號分量；以及使用與所述希望的用戶相對應的擴頻碼來解擴所述碼分多址信號；并且其中，所述方法還包括通過檢測解擴之后所述碼分多址信號中與所述希望的用戶相對應的符號，來生成與所述希望的用戶相對應的用戶數(shù)據(jù)。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括將與由另一基 站服務的用戶相對應的碼分多址信號作為白噪聲對待。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括假設(shè)與所述第 一多個用戶相對應的每個信號分量經(jīng)過相同信道。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括利用與對應于 所述希望的用戶的信道相對應的To印Iitz矩陣。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述干擾功率包括與由另一基站服務的用戶相對 應的碼分多址信號的功率。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括將第二多個用戶指派到所述第二組；其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括使用用于所述第二多個用戶的信道信息。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括使用與對應于 所述第二多個用戶中的一個用戶的信道相對應的Toeplitz矩陣。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括確定由于與所 述第二多個用戶中的用戶組相對應的碼分多址信號造成的噪聲功率與由于與所述第一多 個用戶中的其他用戶相對應的碼分多址信號造成的噪聲功率的比。
9.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，所述第二多個用戶包括由另一基站服務的用戶。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，確定干擾功率與信號功率的比率包括計算以下一 其中， 是由所述第一多個用戶中的L個其他用戶引起的干擾的功率， 是與所述希望的用戶相對應的信號功率，Τ。是碼片周期。
11.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，確定干擾功率與信號功率的比率包括計算其中，Ζ JVr/是由所述第一多個用戶中的L個其他用戶引起的干擾的功率， 是與所述希望的用戶相對應的信號功率。
12.如權(quán)利要求11所述的方法，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括計算 其中，H。是第i，j元素為hJG+mrl) -Ts-JTc)的To印Iitz矩陣，hQ(t)是與所述希望 的用戶相對應的信道的沖擊響應，Ts是采樣間隔，T。是碼片周期，Tl是與所述希望的用戶相 對應的信道的相關(guān)Toeplitz矩陣，N0是代表來自由另一基站服務的用戶的干擾的白噪聲。
13.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，確定干擾功率與信號功率的比率包括計算 其中 是與所述希望的用戶相對應的信號功率， 是由所述第 一多個用戶中的L個其他用戶引起的干擾的功率，Τ。是碼片周期。
14.如權(quán)利要求13所述的方法，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括計算 其中，H。是第i，j元素為hQ((i+ml-l) -Ts-JTc)的To印Iitz矩陣，hQ(t)是與所述希望 的用戶相對應的信道的沖擊響應，Ts是采樣間隔，T。是碼片周期，TL是與所述希望的用戶相 對應的信道的相關(guān)Toeplitz矩陣，N0是代表來自由另一基站服務的用戶的干擾的白噪聲。
15.一種裝置，包括最小均方誤差均衡器，所述最小均方誤差均衡器用于過濾通過多個天線接收的碼分多 址信號，其中所述最小均方誤差均衡器是根據(jù)用于由基站服務的第一多個用戶的與所述多 個接收天線對應的信道信息而生成的，其中希望的用戶被包括在由所述基站服務的所述第 一多個用戶當中，并且其中，所述最小均方誤差均衡器是使用干擾功率與信號功率的比率 生成的；解擴器，所述解擴器用于使用與所述希望的用戶相對應的擴頻碼來解擴碼分多址信 號；以及解碼器，所述解碼器用于從經(jīng)解擴的碼分多址信號恢復與所述希望的用戶相對應的用 戶數(shù)據(jù)，其中，所述希望的用戶被指派到第一組，所述第一多個用戶中的其他用戶被指派到第二組；其中，所述最小均方誤差均衡器和所述解擴器基于所述第一組和所述第二組中的所述 第一多個用戶的分布來處理通過所述多個天線接收的所述碼分多址信號。
16.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述最小均方誤差均衡器是基于將與由另一基 站服務的用戶相對應的碼分多址信號作為白噪聲對待而生成的。
17.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述最小均方誤差均衡器是假設(shè)與所述第一多 個用戶相對應的每個信號分量經(jīng)過相同信道而生成的。
18.如權(quán)利要求17所述的裝置，其中，所述最小均方誤差均衡器是利用與對應于所述 希望的用戶的信道相對應的To印Iitz矩陣而生成的。
19.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述干擾功率包括與由另一基站服務的用戶相 對應的碼分多址信號的功率。
20.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述最小均方誤差均衡器是基于將第二多個用戶指派到所述第二組而生成的，其中，所述最小均方誤差均衡器是使用用于所述第二多個用戶的信道信息而生成的。
21.如權(quán)利要求20所述的裝置，其中，所述最小均方誤差均衡器是使用與對應于所述 第二多個用戶中的一個用戶的信道相對應的To印Iitz矩陣而生成的。
22.如權(quán)利要求21所述的裝置，其中，所述最小均方誤差均衡器是使用由于與所述第 二多個用戶中的用戶組相對應的碼分多址信號造成的噪聲功率與由于與所述第一多個用 戶中的其他用戶相對應的碼分多址信號造成的噪聲功率的比而生成的。
23.如權(quán)利要求20所述的裝置，其中，所述第二多個用戶包括由另一基站服務的用戶。
24.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述干擾功率與信號功率的比率包括以下一個 或 其中，Z 是由所述第一多個用戶中的L個其他用戶引起的干擾的功率， Eila0 (η) |2}是與所述希望的用戶相對應的信號功率，Τ。是碼片周期。
25.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述干擾功率與信號功率的比率包括 其中， 是由所述第一多個用戶中的L個其他用戶引起的干擾的功率， Eila0(η) |2}是與所述希望的用戶相對應的信號功率。
26.如權(quán)利要求25所述的裝置，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括計算
27.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述干擾功率與信號功率的比率包括 其中，E{|a0(η) |2}是與所述希望的用戶相對應的信號功率， 是由所述第一多個用戶中的L個其他用戶引起的干擾的功率，Τ。是碼片周期。 =1
28.如權(quán)利要求27所述的裝置，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括計算 其中，H。是第i，j元素為hJG+mrl) -Ts-JTc)的To印Iitz矩陣，hQ(t)是與所述希望 的用戶相對應的信道的沖擊響應，Ts是采樣間隔，T。是碼片周期，Tl是與所述希望的用戶相 對應的信道的相關(guān)Toeplitz矩陣，N0是代表來自由另一基站服務的用戶的干擾的白噪聲。
29. —種系統(tǒng)，包括多個接收天線，所述接收天線用于從無線信道接收碼分多址信號； 用于基帶子系統(tǒng)的無線電頻率；最小均方誤差均衡器，所述最小均方誤差均衡器用于過濾通過所述多個天線接收的碼 分多址信號，其中所述最小均方誤差均衡器是根據(jù)用于由基站服務的第一多個用戶的與所 其中，H。是第i，j元素為hJG+mrl) -Ts-JTc)的To印Iitz矩陣，hQ(t)是與所述希望 的用戶相對應的信道的沖擊響應，Ts是采樣間隔，T。是碼片周期，Tl是與所述希望的用戶相 對應的信道的相關(guān)Toeplitz矩陣，N0是代表來自由另一基站服務的用戶的干擾的白噪聲。述多個接收天線對應的信道信息而生成的，其中希望的用戶被包括在由所述基站服務的所 述第一多個用戶當中，并且其中，所述最小均方誤差均衡器是使用干擾功率與信號功率的 比率生成的；解擴器，所述解擴器用于使用與所述希望的用戶相對應的擴頻碼來解擴所述碼分多址 信號；以及解碼器，所述解碼器用于從經(jīng)解擴的碼分多址信號恢復與所述希望的用戶相對應的用 戶數(shù)據(jù)；其中，所述希望的用戶被指派到第一組，所述第一多個用戶中的其他用戶被指派到第二組；其中，所述最小均方誤差均衡器和所述解擴器基于所述第一組和所述第二組中的所述 第一多個用戶的分布來處理通過所述多個天線接收的所述碼分多址信號。
30.如權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中，所述最小均方誤差均衡器是利用與對應于所述 希望的用戶的信道相對應的To印Iitz矩陣而生成的。
31.如權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中，所述最小均方誤差均衡器是基于將與由另一基 站服務的用戶相對應的碼分多址信號作為白噪聲對待而生成的。
32.如權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中，所述最小均方誤差均衡器是使用用于第二多個 用戶的信道信息而生成的。
33.如權(quán)利要求32所述的系統(tǒng)，其中，所述最小均方誤差均衡器是使用由于與所述第 二多個用戶中的用戶組相對應的碼分多址信號造成的噪聲功率與由于與所述第一多個用 戶中的其他用戶相對應的碼分多址信號造成的噪聲功率的比而生成的。
34.如權(quán)利要求32所述的系統(tǒng)，其中，所述第二多個用戶包括由另一基站服務的用戶。
35.如權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中，所述干擾功率與信號功率的比率包括以下一個 其中， 是由所述第一多個用戶中的L個其他用戶引起的干擾的功率，Eila0 (η) |2}是與所述希望的用戶相對應的信號功率，Τ。是碼片周期。
36.如權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中，所述干擾功率與信號功率的比率包括其中， 是與所述希望的用戶相對應的信號功率 是由所述第一多個用戶中的L個其他用戶引起的干擾的功率，Tc是碼片周期t /=1
37.如權(quán)利要求36所述的系統(tǒng)，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括計算 其中，H。是第i，j元素為 的To印Iitz矩陣，hQ(t)是與所述希望 的用戶相對應的信道的沖擊響應，Ts是采樣間隔，T。是碼片周期，Tl是與所述希望的用戶相 對應的信道的相關(guān)Toeplitz矩陣，N0是代表來自由另一基站服務的用戶的干擾的白噪聲。
38.如權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中，所述干擾功率與信號功率的比率包括 其中，'是由所述第一多個用戶中的L個其他用戶引起的干擾的功率， 是與所述希望的用戶相對應的信號功率。
39.如權(quán)利要求38所述的系統(tǒng)，其中，生成所述最小均方誤差均衡器包括計算 其中，H。是第i，j元素為hJG+mrl) -Ts-JTc)的To印Iitz矩陣，hQ(t)是與所述希望 的用戶相對應的信道的沖擊響應，Ts是采樣間隔，T。是碼片周期，TL是與所述希望的用戶相 對應的信道的相關(guān)Toeplitz矩陣，N0是代表來自由另一基站服務的用戶的干擾的白噪聲。
全文摘要
公開了一種用于碼分多址通信的方法、裝置和系統(tǒng)，提供了用于解調(diào)直接序列碼分多址信號的統(tǒng)一的最小均方誤差均衡/多用戶檢測途徑。在至少一個實施方案中，所述統(tǒng)一的途徑能夠生成多種有成本效益的接收機解調(diào)技術(shù)，所述解調(diào)技術(shù)可以從例如低成本的線性最小均方誤差均衡技術(shù)延伸到相對高復雜度的最小均方誤差均衡/多用戶檢測。
文檔編號H04B1/707GK101888259SQ20101022829
公開日2010年11月17日 申請日期2004年10月27日 優(yōu)先權(quán)日2003年10月30日
發(fā)明者丹尼爾·耶林 申請人:馬維爾國際貿(mào)易有限公司