專利名稱:一種多用戶和白噪聲干擾抑制ifdma系統(tǒng)接收方法
技術(shù)領(lǐng)域:
本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域,特別涉及采用聯(lián)合多用戶和白噪聲干擾抑制檢測(cè)的考 慮載波頻率偏移的交織頻分多址系統(tǒng)。
背景技術(shù):
為了應(yīng)對(duì)寬帶接入技術(shù)的挑戰(zhàn),同時(shí)滿足新型業(yè)務(wù)需求,國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)化組織3GPP 在2004年底啟動(dòng)了其長(zhǎng)期演進(jìn)(LTE)技術(shù)的標(biāo)準(zhǔn)化工作。SC-FDMA(Single-Carrier FrequencyDivision Multiple Access)全稱單載波頻分多址技術(shù)聯(lián)合了傳統(tǒng)的頻分多址 技術(shù)和單載波傳輸方案,具有動(dòng)態(tài)的帶寬分配功能,已經(jīng)成為了 3GPP LTE物理層上行傳 輸方案。詳細(xì)內(nèi)容見 Hyung G. Myung, Junsung Lim, Dvid J. G. "Single Carrier FDMA for Uplink WireIessTransmission", IEEE Vehicular Technology Magazine. Page (s) 30-38S印 2006才目比于 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Access)正交頻分多址技術(shù), OFDMA具有很高的峰均比,導(dǎo)致了很低的功放效率。然而,基于等間隔子載波映射的交織頻 分復(fù)用多址即IFDMA(Interleaved-FDMA)系統(tǒng)發(fā)射機(jī)實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單,發(fā)送信號(hào)具有較低的峰均 比。通過在每幀前插入循環(huán)前綴,并在接收機(jī)簡(jiǎn)單的采用線性頻域均衡技術(shù),能夠有效的抑 制無(wú)線信道的多徑效應(yīng)導(dǎo)致了 IFDMA信號(hào)之間的碼間干擾,并且能夠達(dá)到與OFDMA相近的 性能。但是相比0FDMA,IFDMA具有更低的峰均比。然而在傳統(tǒng)的IFDMA系統(tǒng)中,由于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的載波頻率偏移會(huì)破壞子 載波間的正交性,從而導(dǎo)致本用戶的載波間干擾以及用戶間干擾。尤其是在基于子載波均 勻的IFDMA系統(tǒng)中,IFDMA分配給每個(gè)用戶的子載波是等間隔交織分布在整個(gè)頻帶內(nèi)的,因 此這種載波分配方式更容易引起用戶間干擾。與單用戶的IFDMA系統(tǒng)中的用戶內(nèi)的載波間 干擾消除不同的,多用戶間干擾不能夠在信號(hào)做快速傅里葉變換之前通過乘上一個(gè)被估計(jì) 頻偏的復(fù)指數(shù)信號(hào)來消除掉。因?yàn)椴煌脩艟哂胁煌念l偏,對(duì)一個(gè)用戶做頻率補(bǔ)償并不 能夠消除其他用戶的頻偏。因此殘留的多用戶間干擾仍存在并且會(huì)降低系統(tǒng)的性能。并且 傳統(tǒng)的IFDMA接收機(jī)進(jìn)行信號(hào)檢測(cè)的時(shí)候并沒有考慮到頻偏所帶來的多用戶的干擾,而是 僅僅考慮到了白噪聲所帶來干擾。因此傳統(tǒng)的IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)進(jìn)行信號(hào)檢測(cè)時(shí)不能得到 的理想的系統(tǒng)性能。
發(fā)明內(nèi)容
針對(duì)傳統(tǒng)的IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)進(jìn)行信號(hào)檢測(cè)對(duì)系統(tǒng)性能提升所帶來的影響,考慮 到上述提及的因素,我們提出了一種多用戶和白噪聲干擾抑制IFDMA系統(tǒng)接收方法,它采 用同時(shí)基于多用戶和白噪聲干擾抑制的最小均方誤差頻域均衡檢測(cè)技術(shù)。傳統(tǒng)的最小均方 誤差均檢測(cè)的IFDMA系統(tǒng)框圖如圖1所示。傳統(tǒng)的線性均衡只是僅僅考慮到噪聲所帶來的 干擾進(jìn)行消除,本發(fā)明提出的方法能夠同時(shí)實(shí)現(xiàn)到對(duì)多用戶和白噪聲帶來的干擾進(jìn)行抑制 消除。
在闡述本發(fā)明方法之前,首先介紹本發(fā)明中所用的術(shù)語(yǔ)1)中心極限定理該定理是一個(gè)數(shù)學(xué)概率統(tǒng)計(jì)學(xué)上的一個(gè)定理,該定理的數(shù)學(xué)描 述為均值為μ,方差為σ2>0的獨(dú)立同分布的的隨機(jī)變量X1, X2,…,Xn的和
的標(biāo)準(zhǔn)化變量,當(dāng)η充分大時(shí),有Yn近似服從正態(tài)分布。2)最小均方誤差準(zhǔn)則該術(shù)語(yǔ)是通信信號(hào)檢測(cè)中的一個(gè)概念,由于在實(shí)際的通信 系統(tǒng)中,接收機(jī)檢測(cè)到的信號(hào)i始終與原始發(fā)送的信號(hào)X存在一個(gè)誤差e = ,使誤差e經(jīng) 過如下準(zhǔn)則進(jìn)行運(yùn)算得到E( |e|2),并使其值最小,其中Ε(·)表示求期望。則稱該準(zhǔn)則為 最小均方誤差準(zhǔn)則。3)頻偏補(bǔ)償序列a(k)=[丨,旦,…,“力,其中!^為自然數(shù),代表第!^個(gè)用戶,且 有0<1^<0-1,0表示系統(tǒng)所支持的總的用戶個(gè)數(shù),β為一個(gè)復(fù)指數(shù)信號(hào),其中N為分配給 每個(gè)用戶的子載波個(gè)數(shù)。頻偏補(bǔ)償序列的計(jì)算步驟如下通過采用載波頻偏估計(jì)方法估計(jì)
出不同用戶的頻偏ε k,再由不同用戶的頻偏£k計(jì)算出復(fù)指數(shù)信號(hào)3,
再由復(fù)指數(shù)信號(hào)β求出頻偏補(bǔ)償序列α。4)新型最小均方檢測(cè)的權(quán)重向量
且有
0≤1≤N-I ;0≤k≤Q-1,其中N為分配給每個(gè)用戶的子載波個(gè)數(shù),Q為總的用戶個(gè)數(shù)。權(quán) 重向量W(k)中的元素通過如下步驟計(jì)算得到首先通過信道估計(jì)12模塊得到第k用戶
所經(jīng)信道的頻率響應(yīng)
,獲得頻率響應(yīng)合㈨中的元素街”,已
知系統(tǒng)的噪聲方差為<,其次由前面提到的中心極限定理可求出多用戶干擾的方差;最 后在最小均方誤差準(zhǔn)則下,通過求導(dǎo)獲得權(quán)重向量元素.巧《的計(jì)算公式,因此結(jié)合前面得
到的
根據(jù)公式可以得到權(quán)重向量的元素
從而求出權(quán)
重向量元素,最終得到權(quán)重向量 本發(fā)明提出了一種多用戶和白噪聲干擾抑制IFDMA系統(tǒng)接收方法,它所接收的信 號(hào)的發(fā)射技術(shù)采用現(xiàn)有技術(shù),現(xiàn)有的發(fā)射技術(shù)包括以下步驟步驟1系統(tǒng)的第k用戶的信源比特經(jīng)調(diào)制1,得到調(diào)制信號(hào)向量即發(fā)送時(shí)域數(shù)據(jù) 塊向量 步驟2發(fā)送時(shí)域數(shù)據(jù)塊向量dk經(jīng)N點(diǎn)FFT模塊2轉(zhuǎn)換到頻域得到發(fā)送頻域數(shù)據(jù) 塊向量 步驟3利用子載波交織映射模塊3將到發(fā)送頻域數(shù)據(jù)塊向量D(k)映射到整個(gè)頻帶 分配給第k個(gè)用戶的子載波上得到IFDMA發(fā)送頻域數(shù)據(jù)塊向量
,其中 為第k個(gè)用戶的子載波交織映射矩陣;步驟4 IFDMA發(fā)送頻域數(shù)據(jù)塊向量S(k)經(jīng)M點(diǎn)IFFT模塊4轉(zhuǎn)換到時(shí)域得到IFDMA 發(fā)送時(shí)域數(shù)據(jù)塊向量 步驟5 IFDMA發(fā)送時(shí)域數(shù)據(jù)塊向量s(k)經(jīng)插入循環(huán)前綴模塊5得到發(fā)送向量護(hù)〉;
步驟6發(fā)送向量經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換模塊6,上變頻模塊7將信號(hào)發(fā)送出去;發(fā)射機(jī)部分組成包括調(diào)制1、N點(diǎn)FFT 2、子載波交織映射3、M點(diǎn)FFT 4,添加循 環(huán)前綴5、D/A轉(zhuǎn)換6、上變頻7等模塊,如圖1所示。其中N為分配給每個(gè)用戶的子載波個(gè) 數(shù),M為系統(tǒng)總的子載波個(gè)數(shù)。IFDMA系統(tǒng)所支持總的用戶個(gè)數(shù)用Q表示,其中某一用戶用 k來表示,且0彡k彡Q-I發(fā)射機(jī)部分工作過程系統(tǒng)的第k用戶的信源比特經(jīng)調(diào)制1,得到調(diào)制信號(hào)向 量即發(fā)送的用戶時(shí)域數(shù)據(jù)塊向量d⑷=[ ,…,似’ 1彡k彡Q ;Q為總的用戶個(gè) 數(shù),k代表某一用戶,然后通過N點(diǎn)FFT 2將信號(hào)從時(shí)域轉(zhuǎn)換到頻域,得到用戶頻域數(shù)據(jù) 塊向量Dw = [D^,D[k)D^1 f = QNd(4),其中Qn為N點(diǎn)的FFT矩陣;之后利用子載波 交織映射3將用戶的頻域信號(hào)等間隔映射到整個(gè)頻帶所有分配給第k用戶的子載波上, 其中映射矩陣為Tf^jv = [O(Jfc-I)XW ; U1 ; ^(K-k)xN 0(Α:-1)χ 況,UN ;奶(JC-k、xN ],<表示單位矩陣的第 k列;經(jīng)子載波映射后的向量再經(jīng)過M點(diǎn)的IFFT操作獲得時(shí)域傳輸向量即IFDMA信號(hào) M^Ql/lS^CMlW,其中為M點(diǎn)的IFFT矩陣;最后IFDMA信號(hào)經(jīng)添加循環(huán)前綴5、D/A 轉(zhuǎn)換6、上變頻7等模塊進(jìn)行發(fā)射。本發(fā)明提供的一種多用戶和白噪聲干擾抑制IFDMA系統(tǒng)接收方法,它包含以下步 驟步驟1接收信號(hào)經(jīng)下變頻模塊8,A/D轉(zhuǎn)換模塊9得到接收向量產(chǎn)〕;步驟2接收向量 (i)經(jīng)去掉循環(huán)前綴模塊10得到IFDMA接收時(shí)域數(shù)據(jù)塊向量;步驟3 IFDMA接收時(shí)域數(shù)據(jù)塊向量f(i)經(jīng)M點(diǎn)FFT模塊11轉(zhuǎn)換到頻域得到IFDMA 接收頻域數(shù)據(jù)塊向量 步驟4利用IFDMA接收頻域數(shù)據(jù)塊向量經(jīng)子載波解交織映射模塊13得到接 收頻域數(shù)據(jù)塊向量 ;步驟5將接收到的頻域數(shù)據(jù)塊向量進(jìn)行頻偏補(bǔ)償,進(jìn)行頻偏補(bǔ)償?shù)牟襟E如下 首先計(jì)算出第k個(gè)用戶的頻偏補(bǔ)償序列αω = [1,3,...,^^_1],其中,0彡1^彡0-1,0表 示系統(tǒng)所支持的總的用戶個(gè)數(shù),β為一個(gè)復(fù)指數(shù)信號(hào),N為分配給每個(gè)用戶的子載波個(gè)數(shù), 第k個(gè)用戶的頻偏補(bǔ)償序列αω= [Ι,β,..·^^]的具體計(jì)算步驟為首先采用載波頻 偏估計(jì)方法估計(jì)第k個(gè)用戶的頻偏£k,再由第k個(gè)用戶的頻偏^k計(jì)算出復(fù)指數(shù)信號(hào)β,
,最后根據(jù)復(fù)指數(shù)信號(hào)β求出頻偏補(bǔ)償序列α (k) = [1,β,. . .,β ;
其次將計(jì)算出的第k個(gè)用戶的頻偏補(bǔ)償序列α = [1,β,...,βΗ]與接收頻域數(shù)據(jù)塊 向量 進(jìn)行卷積,從而完成對(duì)用戶k數(shù)據(jù)的頻偏補(bǔ)償。最后完成了頻偏補(bǔ)償模塊16的對(duì) 用戶k的頻偏補(bǔ)償從而得到接收頻域數(shù)據(jù)塊向量Y(k)。步驟6對(duì)接收頻域數(shù)據(jù)塊向量Y(k)進(jìn)行新型最小均方誤差檢測(cè)以恢復(fù)出調(diào)制信號(hào) 向量即發(fā)送時(shí)域數(shù)據(jù)塊向量=MKKLi^f,其中,0彡k彡Q-I, Q表示系統(tǒng)所 支持的總的用戶個(gè)數(shù)。具體的檢測(cè)步驟如下(1)首先計(jì)算出新型最小均方檢測(cè)的權(quán)重向量1^4) =|^f),MW,···^^···,,!],且
有0彡i彡N-I ;0彡k彡Q-1,其中N為分配給每個(gè)用戶的子載波個(gè)數(shù),Q為總的用戶個(gè)數(shù)。
權(quán)重向量W(k)中的元素通過如下步驟計(jì)算得到 ①首先通過信道估計(jì)12模塊得到第k用戶所經(jīng)信道的頻率響應(yīng)
獲得頻率響應(yīng) ㈨中的元素泠 ②其次由前面提到的中心極限定理可求出多用戶干擾的方差σ“,已知系統(tǒng)的噪 聲方差為 2。③最后在最小均方誤差準(zhǔn)則下,通過求導(dǎo)獲得權(quán)重向量元素.^f)的 計(jì)算公式,因此結(jié)合前面得到的應(yīng)/Α),σ丨,,根據(jù)公式可以得到權(quán)重向量的元
素W ^12-Γ從而求出權(quán)重向量元素 M最終得到權(quán)重向量 (2)根據(jù)上述步驟中得到的第k個(gè)用戶的權(quán)重向量 =!>。《,% ,.·.巧和接收到的第k個(gè)用戶的頻域數(shù)據(jù)塊向量
表示系統(tǒng)所支持的總的用
戶個(gè)數(shù),N為分配給每個(gè)用戶的子載波個(gè)數(shù)。分別取出其中的元素和}f),根據(jù)傅立
葉反變換公式,恢復(fù)出調(diào)制信號(hào)向量即發(fā)送時(shí)域數(shù)據(jù)
從而根據(jù)斤)得到時(shí)域檢測(cè)信號(hào)向量塊於^pfUP, ..44)...,4Ai]。最終完成了新型最
小均方檢測(cè)模塊17對(duì)接收頻域數(shù)據(jù)塊向量Y(k)進(jìn)行檢測(cè)得到了時(shí)域發(fā)送信號(hào)向量塊 ^(yt) _「夕(t) %(k) ^(k) ^(k) 一 步驟7時(shí)域檢測(cè)信號(hào)向量塊毛經(jīng)過解調(diào)模塊15還原用戶發(fā)送信息比特;本發(fā)明接收機(jī)部分組成包括下變頻8、A/D 9、去掉循環(huán)前綴10、M點(diǎn)FFT 11、信 道估計(jì)12、子載波解交織映射13、頻率補(bǔ)償16、新型的最小均方誤差檢測(cè)17、解調(diào)15等模 塊,如圖2所示。本發(fā)明接收機(jī)部分工作過程接收機(jī)信號(hào)經(jīng)過下變頻部分8、A/D轉(zhuǎn)換9模塊 得到基帶接收信號(hào);通過去循環(huán)前綴模塊10、M點(diǎn)FFT模塊11、子載波解交織映射模 塊13得到用戶接收頻域數(shù)據(jù)塊向量R(k);對(duì)第k用戶乘上一個(gè)頻偏補(bǔ)償序列α = [1, β,...,進(jìn)行頻率補(bǔ)償;通過信道估計(jì)12模塊得到第k用戶所經(jīng)信道的頻率響應(yīng)
龜”,街”,…成;然后通過新型最小均方誤差檢測(cè)模塊17按進(jìn)行信號(hào)檢測(cè)
還原用戶發(fā)送信號(hào),這也是本發(fā)明的主要?jiǎng)?chuàng)新之處。其中新提出的最小均方檢測(cè)的權(quán)重系
數(shù)W
同時(shí)考慮多用戶干擾和噪聲干擾對(duì)IFDMA 系統(tǒng)的影響,σ戀為多用戶干擾的方差,σν2為噪聲的方差;然而傳統(tǒng)的最小均方誤差只考慮 到了噪聲所帶來的影響,傳統(tǒng)的最小均方檢測(cè)的權(quán)重系數(shù)°最后用戶發(fā)送信號(hào)通過解調(diào)15模塊還原用戶傳輸信息比特。IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)部分須特別說明的部分對(duì)于步驟6,利用頻偏補(bǔ)償模塊16對(duì)用 戶k的接收頻域數(shù)據(jù)塊向量Y(k)進(jìn)行了頻偏補(bǔ)償,消除了發(fā)送機(jī)與接收機(jī)載波頻偏移的影 響,但用戶k的信號(hào)中仍然存在其他用戶對(duì)本用戶的用戶間干擾和噪聲影響;對(duì)于步驟7, 利用新型最小均方誤差檢模塊17從接收信號(hào)頻域數(shù)據(jù)塊向量Υω檢測(cè)出用戶k的時(shí)域發(fā) 送信號(hào)向量塊。而且相比于傳統(tǒng)的最小均方誤差檢測(cè),傳統(tǒng)的最小均方誤差只考慮到了 噪聲所帶來的影響,而新型的最小均方誤差檢測(cè),同時(shí)聯(lián)合多用戶和白噪聲干擾進(jìn)行抑制 檢測(cè),因此能夠有效的改善傳統(tǒng)IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)的性能。本發(fā)明接收機(jī)部分的原理由于頻偏會(huì)帶來用戶間的干擾,而用戶間的干擾會(huì)嚴(yán) 重的影響IFDMA系統(tǒng)的性能。由中心極限定理可以知道,當(dāng)用戶數(shù)足夠大的時(shí)候,由頻偏帶 來的多用戶干擾是滿足高斯分布的。因此在最小均方誤差準(zhǔn)則下,聯(lián)合多用戶和白噪聲干 擾進(jìn)行抑制檢測(cè),能夠有效的改善傳統(tǒng)IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)的性能。由于并不改變IFDMA系 統(tǒng)的結(jié)構(gòu),因此、IFDMA信號(hào)仍具有較低的峰均比。結(jié)論從上面的分析可以看出,這種新型的聯(lián)合多用戶和白噪聲干擾抑制IFDMA 系統(tǒng)接收機(jī)檢測(cè)方法可以改善傳統(tǒng)的IFDMA系統(tǒng)的誤碼率性能,又不會(huì)改變其低峰均比的 特性。本發(fā)明接收機(jī)部分的創(chuàng)新點(diǎn)接收機(jī)方法不僅考慮到了傳統(tǒng)噪聲對(duì)接收信號(hào)的影 響,也考慮到了頻偏引起的多用戶間干擾。利用最小均方誤差準(zhǔn)則,推導(dǎo)出了一個(gè)新型的頻 域均衡權(quán)重系數(shù)。由于同時(shí)考慮到了這兩種干擾的影響,因此能夠有效的改善傳統(tǒng)IFDMA 系統(tǒng)接收機(jī)的性能。本發(fā)明接收機(jī)部分的優(yōu)勢(shì)相對(duì)于傳統(tǒng)的僅考慮噪聲干擾抑制檢IFDMA接收機(jī), 本發(fā)明的核心思想是利用新型的聯(lián)合多用戶和噪聲干擾抑制檢測(cè)的IFDMA接收機(jī)方法, 提高基于最小均方誤差頻域均衡檢測(cè)的IFDMA接收機(jī)的誤碼率性能,并且保持傳統(tǒng)IFDMA 系統(tǒng)的低峰均比特性。
圖1是傳統(tǒng)的基于最小均方誤差頻域均衡檢測(cè)方法的IFDMA系統(tǒng)工作原理圖
其中,發(fā)射機(jī)部分1是調(diào)制模塊,2是N點(diǎn)FFT模塊,3是子載波交織模塊,4是M 點(diǎn)IFFT模塊,5是添加循環(huán)前綴模塊,6是D/A轉(zhuǎn)換模塊,7是上變頻模塊;接收機(jī)部分8是 下變頻模塊,9是A/D轉(zhuǎn)換模塊,10是去掉循環(huán)前綴模塊,11是M點(diǎn)FFT模塊,12是信道估 計(jì)模塊,13是子載波解交織映射模塊,14是最小均方誤差檢測(cè)方法模塊,15是解調(diào)模塊;其 中N為分配給每個(gè)用戶的子載波個(gè)數(shù),M為系統(tǒng)總的子載波個(gè)數(shù)。圖2是新型的基于聯(lián)合多用戶和白噪聲干擾抑制檢測(cè)的IFDMA系統(tǒng)工作原理圖其中,發(fā)射機(jī)部分1是調(diào)制模塊,2是N點(diǎn)FFT模塊,3是子載波交織模塊,4是M 點(diǎn)IFFT模塊,5是添加循環(huán)前綴模塊,6是D/A轉(zhuǎn)換模塊,7是上變頻模塊;接收機(jī)部分8是 下變頻模塊,9是A/D轉(zhuǎn)換模塊,10是去掉循環(huán)前綴模塊,11是M點(diǎn)FFT模塊,12是信道估 計(jì)模塊,13是子載波解交織映射模塊,16是頻率補(bǔ)償模塊,17是新型的聯(lián)合多用戶和白噪 聲干擾抑制的最小均方誤差檢測(cè)方法模塊,15是解調(diào)模塊;圖3是基于新型的最小均方誤差頻域均衡檢測(cè)的IFDMA系統(tǒng)發(fā)射機(jī)部分到接收機(jī)部分的一個(gè)流程框圖。圖4為新提出的與傳統(tǒng)的IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)檢測(cè)方法在標(biāo)準(zhǔn)的3GPP EVA信道下 的性能比較仿真圖,圖4的橫座標(biāo)為信噪比SNR,單位分貝dB,縱座標(biāo)為誤碼率BER。18是 基于傳統(tǒng)的最小均方誤差檢測(cè),用戶數(shù)Q = 4的性能曲線,19是基于新型的最小均方誤差檢 測(cè),用戶數(shù)Q = 4的性能曲線,20是基于傳統(tǒng)的最小均方誤差檢測(cè),用戶數(shù)Q = 8的性能曲 線,21是基于新型的最小均方誤差檢測(cè),用戶數(shù)Q = 8的性能曲線,22是基于傳統(tǒng)的最小均 方誤差檢測(cè),用戶數(shù)Q= 16的性能曲線,23是基于新型的最小均方誤差檢測(cè),用戶數(shù)Q = 16的性能曲線,24是在理想情況下不考慮頻偏的理想性能曲線。
具體實(shí)施例方式本發(fā)明接收部分的主要?jiǎng)?chuàng)新根據(jù)中心極限定理可以知道,當(dāng)用戶數(shù)足夠大的時(shí) 候,由頻偏帶來的多用戶干擾是滿足高斯分布的。分析經(jīng)解交織的第k用戶的接收信號(hào)可 以知道,接收信號(hào)包括想獲得的第k用戶的發(fā)射信號(hào),其他用戶對(duì)第k用戶的干擾即多用 戶干擾以及噪聲干擾。并且多用戶干擾和噪聲干擾是滿足高斯分布的。利用高等數(shù)學(xué)微積 分知識(shí),在最小均方誤差準(zhǔn)則下,通過求導(dǎo)可得到新型最優(yōu)的頻域均衡檢測(cè)的權(quán)重系數(shù)。由 于聯(lián)合考慮多用戶干擾以及噪聲干擾,新型的提出的IFDMA接收機(jī)檢測(cè)方法能顯著改善系 統(tǒng)的誤碼率性能,并且保持IFDMA系統(tǒng)的低峰均比特性。該方法可以通過編程的方法實(shí)現(xiàn)。 頻偏補(bǔ)償序列通過采用CIJL載波頻偏估計(jì)方法估計(jì)出不同用戶的頻偏,因此可以將頻偏 序列存儲(chǔ)起來,然后利用接收機(jī)的乘法器硬件將其預(yù)乘以接收信號(hào),實(shí)現(xiàn)對(duì)第k用戶的頻 偏補(bǔ)償。然后聯(lián)合其他模塊,組成本發(fā)明的接收機(jī)系統(tǒng)。我們對(duì)新型的聯(lián)合多用戶和白噪聲干擾抑制檢測(cè)的IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)方法進(jìn)行 了計(jì)算機(jī)仿真,其中系統(tǒng)總的子載波個(gè)數(shù)M = 1024,采用QPSK調(diào)制。圖3為新提出的與傳統(tǒng)的IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)檢測(cè)方法在標(biāo)準(zhǔn)的3GPP EVA信道下 的性能比較,其中分配給每個(gè)用戶的子載波個(gè)數(shù)分別為N = 64,128,256。仿真表明在用戶 數(shù)Q = 8,N = 128,BER = 2X 10_2下,新提出的聯(lián)合多用戶和白噪聲干擾抑制IFDMA系統(tǒng)接 收機(jī)檢測(cè)方法,相比傳統(tǒng)接收機(jī)方法有超過3dB的增益。并且新提出的接收機(jī)方法相比傳 統(tǒng)的接收機(jī)方法,隨著用戶數(shù)的增多,能夠獲得更多的增益。這是因?yàn)殡S著用戶數(shù)的增多, 用戶間的干擾也會(huì)增加,這將嚴(yán)重降低采用傳統(tǒng)接收機(jī)檢測(cè)方法的IFDMA系統(tǒng)性能。然而 對(duì)于新提出的接收機(jī)檢測(cè)方法,聯(lián)合了多用戶和噪聲干擾抑制,能夠有效地抑制頻偏帶來 的多用戶間干擾。因此新提出的IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)方法能顯著改善系統(tǒng)的性能。由此可見,新提出的聯(lián)合多用戶和白噪聲干擾抑制IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)檢測(cè)方法 可以明顯地改善IFDMA系統(tǒng)的誤碼率性能。而且新提出的聯(lián)合多用戶和白噪聲干擾抑制 IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)檢測(cè)方法并不改變IFDMA系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu),所以發(fā)射機(jī)仍具有低峰 均比特性。
權(quán)利要求
一種多用戶和白噪聲干擾抑制IFDMA系統(tǒng)接收方法,其特征是包含以下步驟步驟1接收信號(hào)經(jīng)下變頻模塊(8),A/D轉(zhuǎn)換模塊(9)得到接收向量步驟2接收向量經(jīng)去掉循環(huán)前綴模塊(10)得到IFDMA接收時(shí)域數(shù)據(jù)塊向量步驟3IFDMA接收時(shí)域數(shù)據(jù)塊向量經(jīng)M點(diǎn)FFT模塊(11)轉(zhuǎn)換到頻域得到IFDMA接收頻域數(shù)據(jù)塊向量步驟4利用IFDMA接收頻域數(shù)據(jù)塊向量經(jīng)子載波解交織映射模塊(13)得到接收頻域數(shù)據(jù)塊向量步驟5將接收到的頻域數(shù)據(jù)塊向量進(jìn)行頻偏補(bǔ)償,進(jìn)行頻偏補(bǔ)償?shù)牟襟E如下首先計(jì)算出第k個(gè)用戶的頻偏補(bǔ)償序列α(k)=[1,β,...,βN 1],其中,0≤k≤Q 1,Q表示系統(tǒng)所支持的總的用戶個(gè)數(shù),β為一個(gè)復(fù)指數(shù)信號(hào),N為分配給每個(gè)用戶的子載波個(gè)數(shù),第k個(gè)用戶的頻偏補(bǔ)償序列α(k)=[1,β,...,βN 1]的具體計(jì)算步驟為首先采用載波頻偏估計(jì)方法估計(jì)第k個(gè)用戶的頻偏εk,再由第k個(gè)用戶的頻偏εk計(jì)算出復(fù)指數(shù)信號(hào)β,最后根據(jù)復(fù)指數(shù)信號(hào)β求出頻偏補(bǔ)償序列α(k)=[1,β,...,βN 1];其次將計(jì)算出的第k個(gè)用戶的頻偏補(bǔ)償序列α(k)=[1,β,...,βN 1]與接收頻域數(shù)據(jù)塊向量進(jìn)行卷積,從而完成對(duì)用戶k數(shù)據(jù)的頻偏補(bǔ)償,最后完成了頻偏補(bǔ)償模塊(16)的對(duì)用戶k的頻偏補(bǔ)償從而得到接收頻域數(shù)據(jù)塊向量Y(k);步驟6對(duì)接收頻域數(shù)據(jù)塊向量Y(k)進(jìn)行新型最小均方誤差檢測(cè)以恢復(fù)出調(diào)制信號(hào)向量即發(fā)送時(shí)域數(shù)據(jù)塊向量其中,0≤k≤Q 1,Q表示系統(tǒng)所支持的總的用戶個(gè)數(shù),具體的檢測(cè)步驟如下(1)首先計(jì)算出新型最小均方檢測(cè)的權(quán)重向量且有0≤i≤N 1;0≤k≤Q 1,其中N為分配給每個(gè)用戶的子載波個(gè)數(shù),Q為總的用戶個(gè)數(shù),權(quán)重向量W(k)中的元素通過如下步驟計(jì)算得到①首先通過信道估計(jì)模塊(12)得到第k用戶所經(jīng)信道的頻率響應(yīng)獲得頻率響應(yīng)中的元素②其次由前面提到的中心極限定理可求出多用戶干擾的方差已知系統(tǒng)的噪聲方差為③最后在最小均方誤差準(zhǔn)則下,通過求導(dǎo)獲得權(quán)重向量元素的計(jì)算公式,因此結(jié)合前面得到的根據(jù)公式可以得到權(quán)重向量的元素從而求出權(quán)重向量元素最終得到權(quán)重向量(2)根據(jù)上述步驟中得到的第k個(gè)用戶的權(quán)重向量和接收到的第k個(gè)用戶的頻域數(shù)據(jù)塊向量0≤k≤Q 1,0≤l≤N 1,Q表示系統(tǒng)所支持的總的用戶個(gè)數(shù),N為分配給每個(gè)用戶的子載波個(gè)數(shù),分別取出其中的元素和根據(jù)傅立葉反變換公式,恢復(fù)出調(diào)制信號(hào)向量即發(fā)送時(shí)域數(shù)據(jù)從而根據(jù)得到時(shí)域檢測(cè)信號(hào)向量塊最終完成了新型最小均方檢測(cè)模塊(17)對(duì)接收頻域數(shù)據(jù)塊向量Y(k)進(jìn)行檢測(cè)得到了時(shí)域發(fā)送信號(hào)向量塊步驟7時(shí)域檢測(cè)信號(hào)向量塊經(jīng)過解調(diào)模塊(15)還原用戶發(fā)送信息比特。FSA00000173470800011.tif,FSA00000173470800012.tif,FSA00000173470800013.tif,FSA00000173470800014.tif,FSA00000173470800015.tif,FSA00000173470800016.tif,FSA00000173470800017.tif,FSA00000173470800018.tif,FSA00000173470800019.tif,FSA000001734708000110.tif,FSA000001734708000111.tif,FSA000001734708000112.tif,FSA00000173470800021.tif,FSA00000173470800022.tif,FSA00000173470800023.tif,FSA00000173470800024.tif,FSA00000173470800025.tif,FSA00000173470800026.tif,FSA00000173470800027.tif,FSA00000173470800028.tif,FSA00000173470800029.tif,FSA000001734708000210.tif,FSA000001734708000211.tif,FSA000001734708000212.tif,FSA000001734708000213.tif,FSA000001734708000214.tif,FSA000001734708000215.tif,FSA000001734708000216.tif,FSA000001734708000217.tif,FSA000001734708000218.tif,FSA000001734708000219.tif,FSA000001734708000220.tif,FSA000001734708000221.tif,FSA000001734708000222.tif
全文摘要
本發(fā)明公開了一種多用戶和白噪聲干擾抑制IFDMA系統(tǒng)接收方法,由于頻偏會(huì)帶來用戶間的干擾,而用戶間的干擾會(huì)嚴(yán)重的影響IFDMA系統(tǒng)的性能。由中心極限定理可以知道,當(dāng)用戶數(shù)足夠大的時(shí)候,由頻偏帶來的多用戶干擾是滿足高斯分布的。因此本發(fā)明在最小均方誤差準(zhǔn)則下,采用聯(lián)合多用戶和白噪聲干擾進(jìn)行抑制檢測(cè),能夠有效的改善傳統(tǒng)IFDMA系統(tǒng)接收機(jī)的性能。明顯提高了IFDMA接收機(jī)的誤碼率性能,并且保持傳統(tǒng)IFDMA系統(tǒng)的低峰均比特性。
文檔編號(hào)H04L27/26GK101895485SQ20101021893
公開日2010年11月24日 申請(qǐng)日期2010年7月7日 優(yōu)先權(quán)日2010年7月7日
發(fā)明者嚴(yán)大橋, 王強(qiáng), 白文嶺, 肖悅 申請(qǐng)人:電子科技大學(xué)