專利名稱：信道估計的實現方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通信領域，尤其涉及一種信道估計的實現方法和裝置。

背景技術：
在正交頻分復用(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，簡稱為OFDM)無線通信系統(tǒng)中，數據通常流被調制在多個正交的子載波上，由于這些正交子載波之間的頻譜可以重疊，因此能夠有效提高頻譜利用率。
在OFDM系統(tǒng)中，一個時隙中傳輸的信號可以用一個資源柵格來描述，資源柵格中的最小單元為資源粒子(Resource Element，簡稱為RE)，如圖4所示中的最小方格，每個資源粒子對應于頻域上的一個子載波和時域上的一個符號(Symbol)的時間長度，所有需要傳輸的信息都是通過資源粒子來承載的。
在相干解調OFDM系統(tǒng)中，為了對接收到的信號進行均衡，接收機需要通過信道估計來獲得信道信息，信道估計的性能將直接影響整個接收機的性能。在OFDM通信系統(tǒng)中，發(fā)射機在發(fā)送數據同時，會發(fā)送參考信號(ReferenceSignal，簡稱為RS)，這樣接收機就可以基于參考信號來實現信道估計。圖1是相關技術中常規(guī)循環(huán)前綴情況下一個天線端口上參考信號映射位置的示意圖，圖1中的R0表示參考信號的位置。在進行信道估計時，接收機會提取參考信號位置處的接收信號，利用接收機存儲的本地參考信號，用最小二乘算法計算參考信號位置的信道估計；然后，通過插值濾波器估計出所有RE位置的信道估計結果，即，完成信道估計。
但是，相關技術中通過最小二乘算法計算參考信號位置處的信道估計并得到信道估計結果的方法并不能抑制加性高斯白噪聲，雖然在插值階段進行濾波時采用的插值濾波器能夠起到一定的去噪作用，但是其去噪效果并不理想，尤其在低信噪比的情況下，濾波器輸出的信號仍然會疊加有很大部分的噪聲分量，從而降低了信道估計結果的準確性，進而影響數據的正常接收。
針對相關技術中OFDM系統(tǒng)中信道估計會受到噪聲干擾影響而導致信道估計結果準確性降低的問題，目前尚未提出有效的解決方案。


發(fā)明內容
針對相關技術中OFDM系統(tǒng)中信道估計會受到噪聲干擾影響而導致信道估計結果準確性降低的問題，本發(fā)明提出一種信道估計的實現方法和裝置，能夠在信道估計過程中有效去除噪聲，提高信道估計的性能。
本發(fā)明的技術方案是這樣實現的 根據本發(fā)明的一個方面，提供了一種信道估計的實現方法。
根據本發(fā)明的信道估計的實現方法包括 對接收的參考信號進行初始信道估計，得到參考信號的信道沖擊響應，并將信道沖擊響應轉換到時域；根據轉換后的信道沖擊響應的信號波形對轉換后的信道沖擊響應的信號進行劃分，得到多個信號波形分段；對多個信號波形分段中每個信號波形分段分別進行去噪，對進行去噪后的多個分段進行拼接，并對拼接后的信號進行插值濾波，得到最終信道估計結果。
具體地，對接收的參考信號進行初始信道估計包括利用最小二乘法對參考信號進行初始信道估計。
此外，多個信號波形分段包括多徑波形分段和非多徑波形分段。
并且，對多個信號波形分段中每個信號波形分段分別進行去噪處理包括對于多徑波形分段，通過去除強度低于預設噪聲門限的信號來進行去噪；對于非多徑波形分段，通過執(zhí)行二次擬合處理進行去噪。
優(yōu)選地，對進行去噪后的多個波形分段拼接后得到的信號進行插值濾波的方式包括以下之一低通濾波插值、維納濾波插值、多項式插值。
根據本發(fā)明的另一方面，提供了一種信道估計的實現裝置。
根據本發(fā)明的信道估計的實現裝置包括初始信道估計模塊，用于對接收的參考信號進行初始信道估計，得到參考信號的信道沖擊響應；快速傅立葉逆變換模塊，用于將信道沖擊響應轉換到時域；波形劃分模塊，用于根據轉換后的信道沖擊響應的信號波形對轉換后的信道沖擊響應的信號進行劃分，得到多個信號波形分段；去噪模塊，用于對多個信號波形分段中每個信號波形分段分別進行去噪；濾波模塊，用于對進行去噪后的多個分段進行拼接，并對拼接后的信號進行插值濾波，得到最終信道估計結果。
其中，初始信道估計模塊具體用于利用最小二乘法對參考信號進行初始信道估計。
此外，波形劃分模塊具體用于將轉換后的信道沖擊響應的信號波形劃分為多徑波形分段和非多徑波形分段。
其中，對于多徑波形分段，去噪模塊通過去除強度低于預設噪聲門限的信號來進行去噪；對于非多徑波形分段，去噪模塊通過執(zhí)行二次擬合處理進行去噪。
優(yōu)選地，濾波模塊通過以下方式之一對進行去噪后的多個波形分段拼接后得到的信號進行插值濾波低通濾波插值、維納濾波插值、多項式插值。
本發(fā)明通過對初始信道估計結果的波形進行分段并對每個分段分別進行去噪處理，從而能夠有效消除噪聲，提高信道估計結果的準確性，進而有助于信號的正常接收。



圖1是相關技術中常規(guī)循環(huán)前綴情況下一個天線端口上參考信號映射位置的示意圖； 圖2是根據本發(fā)明實施例的信道估計的實現方法的流程圖； 圖3是轉換到時域的理想參考信號的信道沖擊響應的波形示意圖； 圖4是根據本發(fā)明實施例的信道估計的實現方法中對多徑波形分段進行去噪的處理流程圖； 圖5是采用與未采用根據本發(fā)明實施例的信道估計的實現方法的信道估計MSE性能的對比示意圖。

具體實施例方式 針對相關技術中OFDM系統(tǒng)中信道估計會受到噪聲干擾影響而導致信道估計結果準確性降低的問題，本發(fā)明提出，在信道估計的過程中，對初始信道估計結果的波形進行分段并對每個分段分別進行去噪處理，從而能夠有效消除噪聲，提高信道估計結果的準確性，進而有助于信號的正常接收。
下面將詳細描述本發(fā)明的具體實施例。
方法實施例 在本實施例中，提供了一種信道估計的實現方法。
如圖2所示，根據本實施例的信道估計的實現方法包括 步驟S201，對接收的參考信號進行初始信道估計，得到參考信號的信道沖擊響應，并將信道沖擊響應轉換到時域； 步驟S203，根據轉換后的信道沖擊響應的信號波形對轉換后的信道沖擊響應的信號進行劃分，得到多個信號波形分段； 步驟S205，對多個信號波形分段中每個信號波形分段分別進行去噪，對進行去噪后的多個分段進行拼接，并對拼接后的信號進行插值濾波，得到最終信道估計結果。
借助于上述處理，通過在信道估計的過程中對初始信道估計結果的波形進行分段并對每個分段分別進行去噪處理，從而能夠有效消除噪聲，提高信道估計結果的準確性，進而有助于信號的正常接收。
步驟S201中，在對接收的參考信號進行初始信道估計時，可以利用最小二乘法對參考信號進行初始信道估計。具體地，設提取參考信號符號位置1處的接收信號序列為YRS(l，k)，利用接收機存儲的本地參考信號XRS(l，k)，用最小二乘算法可以得到參考信號位置的信道估計，具體可以參見以下公式 其中，N為參考信號長度，

為接收的參考信號的初始信道估計結果序列。
之后，可以根據以下公式，通過快速傅立葉逆變換(IFFT)將參考信號的信道沖擊響應從頻域轉換到時域 其中，IFFT(.)為快速傅立葉逆變換，

為轉換前參考信號的信道沖擊響應序列，

為轉換到時域后的參考信號的信道沖擊響應序列。
通常，轉換到時域后的參考信號的信道沖擊響應序列的波形為類似圖3所示的波形。
如圖3所示，其中，T1時刻到T2時刻之間的波形呈現明顯的多徑效應，波形變化較為復雜，T2時刻至T4時刻之間的波形未呈現多徑效應，波形變化較為簡單。
因此，在進行波形劃分時，可以將轉換到時域的參考信號的信號沖擊響應的波形劃分為多徑波形分段(即，T1至T2之間時間段的波形，也可以將該段波形稱為成為前段波形)和非多徑波形分段(即，T2至T4之間時間段的波形，也可以將該段波形稱為成為后段波形)。
對于多徑波形分段，由于該分段內的波形較為復雜，所以可以采用適用于多徑效應去噪的方式進行去噪。例如，可以設置一個噪聲門限，將多徑波形分段中低于該噪聲門限的波形過濾掉，從而達到去噪的目的。對于非多徑波形分段，可以采用二次擬合法進行去噪，或者也可以直接將T2至T3時刻之間較為平緩的波形置為0或其他預定值，對于T3至T4時刻之間的波形采用二次擬合法進行去噪。
對于多徑波形分段，除了采用設置噪聲門限進行去噪的方式之外，還可以采用以下方式對多徑波形分段進行去噪 設已經轉換到時域的信道沖擊響應在[1，τmax]的范圍內數據受到多徑時延影響(即，多徑波形分段位于1與τmax之間)，則對[1，τmax]信道沖擊響應數據進行去噪，如圖4所示，具體過程如下 步驟41，進行時延估計得到時延τmax，在[1，τmax]的范圍內進行主徑選擇，估計出主徑的位置，并且確定最后一條主徑的位置τlast。
步驟42，對[1，τlast]的信道沖擊響應

進行包絡加權去噪，假設加權系數為X＝[x1，x1，x2，...，xτlast]，則加權后的信道沖擊響應為
其中，在步驟41中，可以首先計算

的功率

并選擇P中最大值pmax作為最大徑；之后，根據信道情況設置系數μ，0＜μ＜1，則認為第i條徑為主徑的判別方法為pi≥μ*pmax，并設最后一條主徑的位置為τlast。
并且，在步驟42中，可以對前τlast個信道沖擊響應

進行加權的加權系數為

其中，

為噪聲功率，而α(σ2)為與噪聲功率相關的調整系數。
除此之外，還可以采用其他多種適用于復雜波形去噪的去噪方法對多徑波形分段進行去噪，本文不再一一列舉。
對于非多徑分段，即T2至T4時刻之間的波形分段，可以采用二次擬合法進行去噪。
具體地，由于非整數倍采樣及加窗的影響，會在時域信號負頻(即，頻域參考信號經IFFT變換后的多徑時延信號的后段)產生一部分譜泄漏的拖尾，所以可以對其采用基于LS擬合的方法進行噪聲消除，具體過程如下 首先，通過以下公式將[τlast+Δ，3N/4]處的信號取平均得
然后，令

其中，

可以得到[τlast+Δ，3N/4]范圍內去噪后的信道估計； 其中，Δ為主徑保護間隔，以保證時延τlast處多徑信號的完整性。
之后，對[3N/4，N]處信號進行LS二次擬合得到

設理想的信道估計結果為HLS(l，τi)，采用二次擬合法，設

則可以得到 由最小均方誤差準則，設
δi分別對a，b，c求偏導并令其等于零可得其正規(guī)方程組，可以得到 以及 將[3N/4，N]點的數據HLS*(l，τi)代入方程組，即可解得a，b，c。
再由方程

可以求出[3N/4，N]上經過擬合后的數據

應當注意，為了減少計算量，∑i＝1N/4τi、∑i＝1N/4τi2、∑i＝1N/4τi3、∑i＝1N/4τi4及τi、τi2的值均可存儲在存儲器中，其中，i∈[1，N/4]。
然后，找到

的最小值點
判斷最小值點imin與3N/4之間的位置關系分段進行拼接，得到最終參考信號去噪后的信道估計 imin＝3N/4的情況下

將序列

向下平移使得


將

向下平移使得

imin＞3N/4的情況下

對區(qū)間[3N/4，imin]采用直線連接，直線兩個端點分別為



在序列

上找到取值為

的點τ0和τ1，取max(τ0，τ1)，并令

在上述對非多徑波形分段進行去噪的處理中，由于僅對插值前參考信號進行去噪處理并采用預先存儲正規(guī)方程組系數的LS擬合方法，因此去噪運算的實現復雜度較低。
除了上述方式之外，還可以采用其他多種適用于非多徑波形分段中較為簡單的波形特點的去噪方法對非多徑波形分段進行去噪，本文不再一一列舉。并且，多徑波形分段和非多徑波形分段的去噪過程可以彼此獨立執(zhí)行，對于這兩部分所選擇的去噪方法不存在直接聯(lián)系。
在進行插值濾波時，可以將之前經過去噪的前端波形和后端波形進行拼接，之后就可以將已經去噪的參考信號處的信道估計結果通過FFT變換回頻域，進行頻域插值；然后，通過進行時域插值獲得整個時頻格的信道估計結果，即，得到最終信道估計結果。或者，也可以先進行時域插值，補零后再執(zhí)行FFT變換，之后進行頻域插值，得到最終的信道估計結果。
進行插值濾波的方式可以包括低通濾波插值、維納濾波插值、多項式插值等，本文不再一一列舉。
下面將結合具體參數，以主徑加權和二次擬合法為例，詳細描述本發(fā)明的處理過程。其中，以下列舉的實例中所采用的參數如表1所示。
表1 在進行參考信號信道估計時，提取參考信號符號位置1處的接收信號序列YRS(l，k)，利用接收機存儲的本地參考信號XRS(l，k)，根據以下公式，利用最小二乘算法計算參考信號位置的信道估計 之后，通過IFFT將參考信號信道沖擊響應從頻域轉換到時域 在進行多徑波形分段去噪時，假設已經轉換到時域的信道沖擊響應的在[1，τmax](在本實例中，設τmax＝75)的范圍內數據受到多徑時延影響，那么對[1，τmax]信道沖擊響應數據進行去噪的過程如下 首先，進行時延估計得到時延τmax，在[1，τmax]的范圍內進行主徑選擇，估計出主徑的位置，并且確定最后一條主徑的位置τlast。
然后，對[1，τlast]的信道沖擊響應

進行加權，假設加權系數為X＝[x1，x2，...，xτlast]，則加權后的信道沖擊響應序列可以表示為 在進行主徑選擇時，可以首先計算

的功率 并選擇P中最大值pmax作為最大徑。
根據信道情況設置系數μ，0＜μ＜1，則可以認為第i條徑為主徑的判別方法為pi≥μ*pmax，μ＝0.5，并設最后一條主徑的位置為τlast。
在加權過程中，可以對前τlast個信道沖擊響應

進行加權的加權系數為 其中

為噪聲功率，而α(σ2)為與噪聲功率相關的調整系數。
在對非多徑波形分段進行去噪時，由于非整數倍采樣及加窗的影響，會在時域信號負頻(即，頻域參考信號經IFFT變換后的多徑時延信號的后段)產生一部分譜泄漏的拖尾，對其采用基于LS擬合的方法進行噪聲消除，具體過程如下 首先，將[τlast+Δ，75]處信號取平均得
Δ 其中，為保護間隔，以保證時延τlast處多徑信號的完整性。
然后，令

得到[τlast+Δ，75]范圍內去噪后的信道估計； 其次，對[75，100]處信號進行LS二次擬合得到

i∈[75，100]； 設理想的信道估計結果為HLS(l，τi)，采用二次擬合，令

可以得到 由最小均方誤差準則，設
δi分別對a，b，c求偏導并令其等于零可得其正規(guī)方程組，有 將[3N/4，N]點的數據HLS*(l，τi)代入方程組，即可解得a，b，c。
其中，N＝100。
再由方程

可以求出[75，100]上經過擬合后的數據

i∈[75，100]。
應當注意，為減少計算量，∑i＝125τi，∑i＝125τi2，∑i＝125τi3，∑i＝125τi4及τi，τi2的值均存儲在存儲器中，其中，i∈[1，25]。
然后，找到

的最小值點
判斷最小值點imin與3N/4＝75之間的位置關系分段進行拼接，得到最終參考信號去噪后的信道估計 imin＝3N/4，

將序列

向下平移使得


將

向下平移使得

imin＞3N/4，

對區(qū)間[3N/4，imin]采用直線連接，直線兩個端點分別為



在序列

上找到取值為

的點τ0和τ1，取max(τ0，τ1)，并令

在上述處理中，由于僅對插值前參考信號進行去噪處理并采用預先存儲正規(guī)方程組系數的LS擬合方法，因此去噪運算的實現復雜度較低。
插值可以采用以下兩種方案 方法一 首先，將已經去噪的參考信號處的信道估計結果通過FFT變換回頻域； 然后，再將頻域的去噪參考信號處的信道估計通過頻域維納插值濾波器、或者低通濾波器，也可以是一階線性插值或者高階多項式插值的方法獲得信號頻域的信道估計； 最后，通過時域插值獲得整個時頻格的信道估計結果。
方法二 首先，在時域去噪后的參考信號處的信道估計結果中插入零值，使其長度滿足L·N； 然后，采用FFT pruning算法將其變換回頻域獲得最終的頻域信道估計結果； 最后，通過時域插值獲得整個時頻格的信道估計結果。
相比于未采用去噪的信道估計結果，采用上述處理后，能夠有效提高信道估計的MSE性能，降低信噪比，提高信道估計的性能，如圖5所示，采用根據本實施例的信道估計方法后，信道估計性能評估標準采用均方誤差(MSE)準則評估，其中，MSE可定義為
其中，Ncarrier為一個OFDM符號中子載波個數，

為理想信道信息，Hi，j為信道估計結果，E(.)為期望；如圖5所示，對于EVA信道，在SNR為多個數值的情況下，采用根據本實施例的信道估計方法進行信道估計的MSE性能均由于相關技術中的MSE性能。
借助于上述處理，通過在信道估計的過程中對初始信道估計結果的波形進行分段并對每個分段分別進行去噪處理，能夠在不明顯增加原有信道估計方案的復雜度前提下，有效消除噪聲，提高信道估計結果的準確性，在較高信噪比區(qū)域和較低信噪比區(qū)域均帶來增益的提高，進而有助于信號的正常接收，改善接收機的接收性能。
裝置實施例 在本實施例中，提供了一種信道估計的實現裝置。
根據本實施例的信道估計的實現裝置包括 初始信道估計模塊，用于對接收的參考信號進行初始信道估計，得到參考信號的信道沖擊響應；快速傅立葉逆變換模塊，連接至初始信道估計模塊，用于將信道沖擊響應轉換到時域；波形劃分模塊，連接至快速傅立葉逆變換模塊，用于根據轉換后的信道沖擊響應的信號波形對轉換后的信道沖擊響應的信號進行劃分，得到多個信號波形分段；去噪模塊，連接至波形劃分模塊，用于對多個信號波形分段中每個信號波形分段分別進行去噪；濾波模塊，連接至去噪模塊，用于對進行去噪后的多個分段進行拼接，并對拼接后的信號進行插值濾波，得到最終信道估計結果。
借助于上述裝置，通過在信道估計的過程中對初始信道估計結果的波形進行分段并對每個分段分別進行去噪處理，從而能夠有效消除噪聲，提高信道估計結果的準確性，進而有助于信號的正常接收。
其中，初始信道估計模塊具體用于利用最小二乘法對參考信號進行初始信道估計。
其中，波形劃分模塊具體可以用于將轉換后的信道沖擊響應的信號波形劃分為多徑波形分段和非多徑波形分段。
此外，對于多徑波形分段，去噪模塊通過將強度低于預設噪聲門限的信號去除來進行去噪；對于非多徑波形分段，去噪模塊通過執(zhí)行二次擬合處理進行去噪。
此外，去噪模塊還可以結合上述公式，采用主徑加權、二次擬合法或其他方式對多徑波形分段和非多徑波形分段進行去噪，具體過程之前已經描述，這里不再重復。
優(yōu)選地，濾波模塊可以通過以下方式之一對進行去噪后的多個波形分段拼接得到的信號進行插值濾波低通濾波插值、維納濾波插值、多項式插值。具體的插值濾波過程之前已經描述，這里不再重復。
綜上所述，借助于本發(fā)明的上述技術方案，通過在信道估計的過程中對初始信道估計結果的波形進行分段并對每個分段分別進行去噪處理，能夠在不明顯增加原有信道估計方案的復雜度前提下，有效消除噪聲，提高信道估計結果的準確性，在較高信噪比區(qū)域和較低信噪比區(qū)域均帶來增益的提高，進而有助于信號的正常接收，改善接收機的接收性能。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。
權利要求
1.一種信道估計的實現方法，其特征在于，所述方法包括
對接收的參考信號進行初始信道估計，得到所述參考信號的信道沖擊響應，并將所述信道沖擊響應轉換到時域；
根據轉換后的所述信道沖擊響應的信號波形對轉換后的所述信道沖擊響應的信號進行劃分，得到多個信號波形分段；
對所述多個信號波形分段中每個信號波形分段分別進行去噪，對進行去噪后的所述多個分段進行拼接，并對拼接后的信號進行插值濾波，得到最終信道估計結果。
2.根據權利要求1所述的實現方法，其特征在于，對接收的所述參考信號進行初始信道估計包括
利用最小二乘法對所述參考信號進行初始信道估計。
3.根據權利要求1所述的實現方法，其特征在于，所述多個信號波形分段包括多徑波形分段和非多徑波形分段。
4.根據權利要求3所述的實現方法，其特征在于，對所述多個信號波形分段中每個信號波形分段分別進行去噪處理包括
對于所述多徑波形分段，通過去除強度低于預設噪聲門限的信號來進行去噪；
對于所述非多徑波形分段，通過執(zhí)行二次擬合處理進行去噪。
5.根據權利要求1所述的實現方法，其特征在于，對進行去噪后的所述多個波形分段拼接后得到的信號進行插值濾波的方式包括以下之一低通濾波插值、維納濾波插值、多項式插值。
6.一種信道估計的實現裝置，其特征在于，所述裝置包括
初始信道估計模塊，用于對接收的參考信號進行初始信道估計，得到所述參考信號的信道沖擊響應；
快速傅立葉逆變換模塊，用于將所述信道沖擊響應轉換到時域；
波形劃分模塊，用于根據轉換后的所述信道沖擊響應的信號波形對轉換后的所述信道沖擊響應的信號進行劃分，得到多個信號波形分段；
去噪模塊，用于對所述多個信號波形分段中每個信號波形分段分別進行去噪；
濾波模塊，用于對進行去噪后的所述多個分段進行拼接，并對拼接后的信號進行插值濾波，得到最終信道估計結果。
7.根據權利要求6所述的實現裝置，其特征在于，所述初始信道估計模塊具體用于利用最小二乘法對所述參考信號進行初始信道估計。
8.根據權利要求6所述的實現裝置，其特征在于，所述波形劃分模塊具體用于將轉換后的所述信道沖擊響應的信號波形劃分為多徑波形分段和非多徑波形分段。
9.根據權利要求8所述的實現裝置，其特征在于，對于所述多徑波形分段，所述去噪模塊通過去除強度低于預設噪聲門限的信號來進行去噪；對于所述非多徑波形分段，所述去噪模塊通過執(zhí)行二次擬合處理進行去噪。
10.根據權利要求6所述的實現裝置，其特征在于，所述濾波模塊通過以下方式之一對進行去噪后的所述多個波形分段拼接后得到的信號進行插值濾波低通濾波插值、維納濾波插值、多項式插值。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種信道估計的實現方法和裝置，該方法包括對接收的參考信號進行初始信道估計，得到所述參考信號的信道沖擊響應，并將所述信道沖擊響應轉換到時域；根據轉換后的所述信道沖擊響應的信號波形對轉換后的所述信道沖擊響應的信號進行劃分，得到多個信號波形分段；對所述多個信號波形分段中每個信號波形分段分別進行去噪，對進行去噪后的所述多個分段進行拼接，并對拼接后的信號進行插值濾波，得到最終信道估計結果。本發(fā)明通過在信道估計的過程中對初始信道估計結果的波形進行分段并對每個分段分別進行去噪處理，從而能夠有效消除噪聲，提高信道估計結果的準確性，進而有助于信號的正常接收。
文檔編號H04L25/03GK101808054SQ20101013619
公開日2010年8月18日 申請日期2010年3月26日 優(yōu)先權日2010年3月26日
發(fā)明者莊亮, 唐治汛 申請人:北京天碁科技有限公司