專利名稱：一種快速解調方法
技術領域：
本發(fā)明涉及移動通信技術領域，特別是涉及一種快速解調方法。
背景技術：
目前，在時分同步碼分多址接入(TD-SCDMA，Time Division-Synchronous Code Division Multiple Access)系統(tǒng)中采用的調制方式主要有四相相移鍵控信(QPSK)、16 位正交幅度調制(16QAM)和64位正交幅度調制(64QAM)。64QAM作為高速分組接入演進 (HSPA+)的新特性，對物理層運算量有更高的實現(xiàn)要求。在64QAM調制方式下，每6個連續(xù)比特表示成一個復數(shù)符號X。圖1是現(xiàn)有的 TD-SCDMA系統(tǒng)中采用的64QAM的星座圖。在圖1所示的復平面中，橫軸表示實部(Re)，縱 軸表示虛部(Im)，sqrt表示根號“ { ”，橫軸和縱軸中的每個單位長度表示1。如圖1所示的64QAM比特符號映射表如表1所示 表 1目前常用的解調算法是基于最大似然比(Likelihood Ratio)的計算，這種方法需 要計算出每個輸出比特的對數(shù)最大似然比(LLR，Log Likelihood Ratio)，然后根據LLR對 該比特進行判決。下面簡單介紹一下LLR算法對于二進制相移鍵控(2PSK)來說，每個比特表示成一個符號。假設比特u和發(fā)送 符號x的對應關系為u = 0 — x = -1，u = 1 — x = 1。設符號x經過信道后的接收信號
為:y'=a a x+n，n為加性高斯白噪聲(AWGN)，方差為0 n2，a為信號的發(fā)射幅度因
子，a'為信道衰落因子。 對于高斯信道，假定接收到信道輸出y'時發(fā)送比特為1的概率為p(u=l|y')， 接收到數(shù)據y'時發(fā)送比特為0的概率為p(u = 0|y')，接收7'的最大后驗概率L。(y') 可以由y'的條件概率L(u|y')導出
公式 l由于發(fā)送比特為1的概率和為0的概率相同，所以La(u) = 0，帶入上述的公式1 可以得到 其中，a' a為接收信號y'的幅度，o 2為噪聲功率，該值由測量模塊提供。同理，對于64QAM調制，每6個連續(xù)比特{a，b，c，d，e，f}表示成一個符號S，則對 于該6個比特中的每一個比特，該比特用u表示，u e {&，13，(3，(1，6，打，根據信號7'的條
件概率，最大后驗概率為
公式2其中，SljU=Su.u+jSnJP SQ,U = Sra,u+jSQQ,u 分別表示原始 64QAM 星座圖上的符 號。根據公式2分別計算6個連續(xù)的比特(abcdef)時，將公式2中的u分別替換成a、 b、c、d、e或f艮阿。在公式2中，分子表示比特為1時的可能概率和，分母表示比特為0時的可能概率 和。例如，對于6個連續(xù)比特中的第一個比特a來說，當a確定為1時，其后續(xù)的5個比特 共有32種狀態(tài)，即對應星座圖上的所有第一個比特為1的32個星座點，也就是32種符號， 因此，公式2中的分子是Si,u分別取第一個比特為1的32種符號時的和。同理公式2中的 分母是Su分別取第一個比特為0的32種符號時的和。因此，對于64QAM，公式2中的分子 和分母分別要計算32項。由上述過程可以看出，采用理想LLR的計算方法來實現(xiàn)64QAM解調，雖然性能上最 優(yōu)，但是對于硬件的運算量要求卻很高。從公式2可以看出，接收1個符號進行LLR的計 算，最終得到輸出的6個比特的似然比。其中在計算每個比特的似然比過程中需要計算32 次該比特為0的2階距累加和和32次該比特為1的2階距累加和，然后在輸出每個比特的 LLR?？梢娫撍惴ǖ倪\算復雜度是相當高的，從而使得解調效率低，且硬件成本高。

發(fā)明內容
本發(fā)明提供了一種快速解調方法，該方法能夠提高解調效率，降低了硬件成本。為達到上述目的，本發(fā)明的技術方案是這樣實現(xiàn)的本發(fā)明公開了一種快速解調方法，該方法應用于發(fā)送端采用M位正交幅度調制的 通信系統(tǒng)中，M = 2n，n為自然數(shù)，即每n個連續(xù)比特用一個符號表示，其特征在于，在所述 通信系統(tǒng)的接收端進行解調的方法包括
對于每一個接收符號y' =yi' +jyQ'，在計算y'所對應的n個輸出比特中的每 個輸出比特u的對數(shù)似然比LLR時，采用簡化的LLR公式進行計算；所述簡化的LLR公式是對理想的LLR公式進行簡化而得的；所述理想的LLR公式為 其中，a為發(fā)送符號的發(fā)射幅度因子，a'為信道衰落因子，a' a為接收符號的 幅度均值，o2為信道噪聲功率，Si,u = sn,u+js1Q,dn s" = Vu+jSdu分別表示M位正交 幅度調制星座圖上的符號；對于理想的LLR公式，在分子中只保留包含第一指定符號的項，在分母中只保留 包含第二指定符號的項，得到簡化的LLR公式；其中，第一指定符號是星座圖上的u = 1且 與y'具有最小歐式距離的星座點所對應的符號，第二指定符號是星座圖上的u = 0且與 y'具有最小歐式距離的星座點所對應的符號；所述簡化的LLR公式為 其中，
， 是第一指定符號
爲辦是第二指定符號?？梢姡景l(fā)明這種對于理想的LLR公式，在分子中只保留包含第一指定符號的項， 在分母中只保留包含第二指定符號的項，得到簡化的LLR公式；其中，第一指定符號是星座 圖上的u = 1且與y'具有最小歐式距離的星座點所對應的符號，第二指定符號是星座圖上 的u = 0且與y'具有最小歐式距離的星座點所對應的符號；然后采用簡化的LLR公式計 算接收符號所對應的每個輸出比特的LLR的技術方案，大大減小了計算輸出比特LLR的復 雜度，提高了解調效率，也降低了硬件成本。


圖1是現(xiàn)有的TD-SCDMA系統(tǒng)中采用的64QAM的星座圖；圖2本發(fā)明實施例中的逆時針旋轉45°后的64QAM星座圖。
具體實施例方式本發(fā)明的核心思想是在發(fā)送端采用M(M = 2n，n為自然數(shù)，即每n個連續(xù)比特用一個符號表示)位正交幅度調制的通信系統(tǒng)中，在接收端進行解調時，對于每一個接收符 號y' =y/ +jyQ'，在計算y'所對應的n個輸出比特中的每個輸出比特u的對數(shù)似然比 LLR時，采用簡化的LLR公式進行計算。該簡化后的LLR公式的推導過程如下
對于公式2所示的理想LLR計算公式，在分子中只保留包含第一指定符號的項，在 分母中只保留包含第二指定符號的項，得到簡化的LLR公式；其中，第一指定符號是星座圖 上的u = 1且與y'具有最小歐式距離的星座點所對應的符號，第二指定符號是星座圖上的 u = 0且與y'具有最小歐式距離的星座點所對應的符號；所得到的簡化的LLR公式為 公式3中
是星座圖上的u= 1且與y'具有最小歐式距離的星 座點所對應的第一指定符號，一 = SQIu +是星座圖上的u = 0且與y'具有最小歐 式距離的星座點所對應的第二指定符號。a為發(fā)送符號的發(fā)射幅度因子，a'為信道衰落因 子，a' a為接收符號的幅度均值，o 2為信道噪聲功率。在本發(fā)明實施例中，接收符號的幅度均值a' a的近似計算公式為
其中，N為統(tǒng)計周期內的采用點數(shù)。。2為相同統(tǒng)計周期內 測量得到的噪聲功率，所以^^可以理解為信號噪聲的功率比值，^ 可以理解為信號
幅度與噪聲功率的比值。對采用64QAM調制方式的通信系統(tǒng)來說，在接收端采用如公式3所示的近似公式 計算每個輸出比特的LLR時，分子和分母的計算次數(shù)分別由原來的32次將為1次，同時省 掉了復雜的log和指數(shù)求和運算，因此大大降低了運算的復雜度和運算量。同樣對于采用 QPSK或16QAM的通信系統(tǒng)中，如果在接收采用如公式3所示的近似公式計算每個輸出比特 的LLR，相對于采用理想的LLR公式來說，都能降低運算的復雜度，降低運算量。在本發(fā)明的另一個實施例中，對于64QAM的解調進一步對公式3進行了簡化。具 體為將接收符號y'逆時針旋轉45°，得到旋轉后的接收符號
同時將圖1所示的64QAM星座圖以其中心點 為旋轉點，逆時針旋轉45°得到旋轉后的64QAM星座圖。圖2本發(fā)明實施例中的逆時針旋轉45°后的64QAM星座圖。如圖2是所示，在旋 轉后的64QAM星座圖中，64個星座點排列成8X8的正方形矩陣，該旋轉后的64QAM星座圖 基于格雷映射方法，每個星座點與其相鄰的最近的星座點只有一個比特的差異。如圖2所示的64QAM逆時針旋轉45度后的比特符號映射表如表2所示公式 4在公式4中，y = yi+jyQ, Yl是實部，yQ是虛部點, =盡/， +片12， 是旋轉后的星座 圖(圖2)上的u = 1且與y具有最小歐式距離的星座點所對應的符號，■？一 = ~S ,u+PQQ,u 是旋轉后的星座圖(圖2)上的u = 0且與y具有最小歐式距離的星座點所對應的符號。從圖2所示的旋轉后的星座圖可以看出，該圖基于格雷(Gray)映射方法，即圖 中每個星座點與其相鄰最近的星座點只有一個比特的差異。每6個連續(xù)的二進制比特 (abcdef)映射為一個星座圖符號，每個比特在星座圖上有一定的對稱關系1、比特a關于y = 0軸對稱y > 0是上半區(qū)，y < 0是下半區(qū)，上下對稱位置上的 (bcdef)取值都相同，只有比特a不同，即當a = 0時，該星座點在上半區(qū)，當a = 1時，該星 座點在下半區(qū)。2、當(acdef)取值相同時，只有比特b不同，比特b關于x = 0軸對稱，即當b = 0時，該星座點在左半區(qū)，當b = 1時，該星座點在右半區(qū)。
4 x cos(—)3、當比特a = 0時，比特c關
對稱；當比特a = 1時，比特c關 于
對稱。4、當比特b = 0時，比特d關于
對稱；當比特b = 1時，比特d關
于
對稱。

5、同理可以找到比特e和比特f在星座圖上的對稱關系。根據圖2所示的旋轉后的星座圖上的各個比特的對稱性，對計算每個比特的LLR 的公式4進一步進行簡化，下面一一進行說明
cos(—)為了表述方便，首先設常數(shù) 其中，圖2所示的星座圖上的任一星座
點與其歐式距離最近的星座點之間的距離是2a ；對于比特a:由于，根據比特a的對稱性，可得點/，a =5o/，a，其中，=、，a+內e，a是圖2上的 比特a = 1的星座點所對應的符號，&，a = A/，a十/^辦是圖2上的a = 0的星座點所對應 的符號，且這兩個符號只有比特a有差別，比特bcdef相同。
辦帶入公式 4 可得 又從圖2可以看出 對公式11進一步簡化得 則64QAM解調過程中，可以采用上述的公式10、11或12來計算接收符號y'所對 應的6個輸出比特中的第二個比特b的LLR。對于比特c:根據比特c的對稱性可得點/，c = S0Ic，當yQ彡0時，^以和Ae，e關于x = 4a對 稱，當yQ < 0時， ？G2，e和Ae，e關于X = -4 a對稱，帶入公式4可得
當 2 a ^ yQ ^ 6 a 時，盡e，c = 5a，= 3a ；當-6a < yQ 彡-2 a 時，式e，c = ~5a，s0Q c = -3a ；當6a <7(3或0彡7(3<2[1 時，式 e，c = 7a，Ae’c = a ；當-6a > yQ 或-2 a < yQ 彡 時，帶入則公式13得
公式14 對公式14進一步進行近似，得到 則在64QAM解調過程中，可以采用上述的公式14或15來計算接收符號y'所對應 的6個輸出比特中的第三個比特c的LLR。對于比特d:根據比特d的對稱性可得點e,d = S0Q d，當yl彡0時，^(/力和‘力關于x = 4 a對 稱，當yl < 0時J。/d和之關于x =-4 a對稱，帶入公式4可得
17
類似比特c的推導過程 公式 17對公式17進一步進行近似，得到 則在64QAM解調過程中，可以采用上述的公式17或18來計算接收符號y'所對應 的6個輸出比特中的第四個比特d的LLR。對于比特e:根據比特e的對稱性、，e = ；當0彡yQ < 4 a時，Ae，e和盡2,e關于x = 2 a對 稱；當4 a ^ yQ時，&e，e和盡e,e關于x = 6 a對稱；當-4 a彡yQ < 0時，&e，e和盡e，e關于x =-2 a對稱；當-4 a > yQ時，&e，e和Ae，e關于x = _6 a對稱，帶入公式4得


當0<yQ<4a 時，oie’e--，。oe，e
= a , snn a -3a ； =la , snn =5a；
當 4a時， 以-----。O0，e
當-4a <yQ<0 時，Ae，e=_ 僅，&e，e=-3a; 當 _4 a >7(3時，矛12，6=-7 ， ？oe，e=—5a;
則帶入公式19得
接收符號所對應的六個輸出比特abcdef的LLR 上列公式的計算結果就是譯碼模塊的輸入軟比特。如果需要硬判決，則需要進行 如下的判斷當L(u|y')≤0時，判決u=l;當L(u|y')≤0時，判決u = 0;u G {a, b, c, d, e, f}。綜上所述，在本發(fā)明的實施例中，對于多進制的正交幅度調制系統(tǒng)，采用如公式 3所示的簡化公式計算每個輸出比特的LLR，以減小計算復雜度。進一步地對于64QAM系 統(tǒng)，在公式3的基礎上，通過同步旋轉接收符號和64QAM星座圖，得到如圖2所示基于格雷 (Gray)映射的星座圖，再根據每個輸出比特在圖2所示星座圖上的對稱性，對公式3進一步 進行了簡化。采用經過兩次簡化過程得到公式計算輸出比特的LLR，可以大大減小計算復雜 度，減少運算量，提高解調效率，降低硬件成本。此外，在本發(fā)明的技術方案中，考慮了信道 對接收信號幅度的影響(a')，以及信道噪聲功率(0 2)的影響，因此在性能上與理想LLR 算法更為接近。本發(fā)明的方案對TD終端的實現(xiàn)以及后續(xù)更高階調制的應用有很大的意義。以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精 神和原則之內，所做的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明保護的范圍之內。
權利要求
一種快速解調方法，該方法應用于發(fā)送端采用M位正交幅度調制的通信系統(tǒng)中，M＝2n，n為自然數(shù)，即每n個連續(xù)比特用一個符號表示，其特征在于，在所述通信系統(tǒng)的接收端進行解調的方法包括對于每一個接收符號y′＝y(tǒng)I′+jyQ′，在計算y′所對應的n個輸出比特中的每個輸出比特u的對數(shù)似然比LLR時，采用簡化的LLR公式進行計算；所述簡化的LLR公式是對理想的LLR公式進行簡化而得的；所述理想的LLR公式為 <mrow><mi>L</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>u</mi> <mo>|</mo> <msup><mi>y</mi><mo>&prime;</mo> </msup> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mi>log</mi><mfrac> <mrow><mi>&Sigma;p</mi><mrow> <mo>(</mo> <msup><mi>y</mi><mo>&prime;</mo> </msup> <mo>|</mo> <mi>u</mi> <mo>=</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo></mrow> </mrow> <mrow><mi>&Sigma;p</mi><mrow> <mo>(</mo> <msup><mi>y</mi><mo>&prime;</mo> </msup> <mo>|</mo> <mi>u</mi> <mo>=</mo> <mn>0</mn> <mo>)</mo></mrow> </mrow></mfrac><mo>=</mo><mi>log</mi><mfrac> <mrow><msub> <mi>&Sigma;</mi> <mrow><msub> <mi>S</mi> <mrow><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>u</mi> </mrow></msub><mo>&Element;</mo><mo>{</mo><mi>S</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>u</mi> <mo>=</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo></mrow><mo>}</mo> </mrow></msub><mfrac> <mn>1</mn> <mrow><msqrt> <mn>2</mn> 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2.根據權利要求1所述的方法，其特征在于，當M= 64時，n = 6，該方法進一步包括 將接收符號y'逆時針旋轉45°，得到旋轉后的接收符號y = y' e>/4，同時將64QAM星座圖以其中心點為旋轉點，逆時針旋轉45°得到旋轉后的64QAM星座圖；在旋轉后的 64QAM星座圖中，64個星座點排列成8X8的正方形矩陣，該旋轉后的64QAM星座圖基于格 雷映射方法，每個星座點與其相鄰的最近的星座點只有一個比特的差異；則根據所述簡化 后的LLR公式得到如下的旋轉后的公式 公式3其中， 旋轉后的星座圖上的u = i且與y具有最小歐 式距離的星座點所對應的符號 2，1(是旋轉后的星座圖上的u = 0且與y具 有最小歐式距離的星座點所對應的符號。
3.根據權利要求2所述的方法，其特征在于，該方法進一步包括對于接收符號y'所 對應的n個輸出比特中的第一個比特a，根據旋轉后的星座圖上的比特a的對稱性，對所述 旋轉后的公式進行簡化，得到如下的計算比特a的LLR的公式 a'-a- yQ 公式4其中，旋轉后的64QAM星座圖上的任一星座點與其歐式距離最近的星座點之間的距離 是2a ；則在計算接收符號y ’所對應的n個輸出比特中的第一個比特的LLR時，采用公式4進 行計算； 和/或，對于接收符號y'所對應的n個輸出比特中的第二個比特b，根據旋轉后的星座圖上的 比特b的對稱性，對所述旋轉后的公式進行簡化，得到如下的計算比特b的LLR的公式 ay-a- yj 公式5則在計算接收符號y'所對應的n個輸出比特中的第二個比特的LLR時，采用公式5進 行計算。
4.根據權利要求3所述的方法，其特征在于， 將公式4進一步簡化為 其中，函數(shù)floor表示向下取整；則在計算接收符號y ‘所對應的n個輸出比特中的第一個比特的LLR時，采用公式6進 行計算；和/或，將公式5進一步簡化為 則在計算接收符號y'所對應的n個輸出比特中的第二個比特的LLR時，采用公式7進 行計算。
5.根據權利要求4所述的方法，其特征在于將公式6進一步簡化為 則在計算接收符號y ‘所對應的n個輸出比特中的第一個比特的LLR時，采用公式8進 行計算；和/或，將公式7進一步簡化為 則在計算接收符號y ‘所對應的n個輸出比特中的第二個比特的LLR時，采用公式9進 行計算。
6.根據權利要求2所述的方法，其特征在于，該方法進一步包括對于接收符號y'所 對應的n個輸出比特中的第三個比特c，根據旋轉后的星座圖上的比特c的對稱性，對所述 旋轉后的公式進行簡化，得到如下的計算比特c的LLR的公式 其中，旋轉后的64QAM星座圖上的任一星座點與其歐式距離最近的星座點之間的距離 是2a ；則在計算接收符號y'所對應的n個輸出比特中的第三個比特的LLR時，采用公式10進行計算； 和/或，對于接收符號y'所對應的n個輸出比特中的第四個比特d，根據旋轉后的星座圖上的 比特d的對稱性，對所述旋轉后的公式進行簡化，得到如下的計算比特d的LLR的公式 公式11則在計算接收符號1'所對應的n個輸出比特中的第四個比特的LLR時，采用公式11 進行計算。
7.根據權利要求6所述的方法，其特征在于， 將公式10進一步簡化為 則在計算接收符號y'所對應的n個輸出比特中的第三個比特的LLR時，采用公式12 進行計算； 和/或，將公式11進一步簡化為 則在計算接收符號y'所對應的n個輸出比特中的第四個比特的LLR時，采用公式13 進行計算。
8.根據權利要求2所述的方法，其特征在于，該方法進一步包括對于接收符號y'所對應的n個輸出比特中的第五個比特e，根據旋轉后的星座圖上的 比特e的對稱性，對所述旋轉后的公式進行簡化，得到如下的計算比特e的LLR的公式 公式14其中，旋轉后的64QAM星座圖上的任一星座點與其歐式距離最近的星座點之間的距離 是2a ；則在計算接收符號y'所對應的n個輸出比特中的第五個比特的LLR時，采用公式14 進行計算； 和/或，對于接收符號y'所對應的n個輸出比特中的第六個比特f，根據旋轉后的星座圖上的 比特f的對稱性，對所述旋轉后的公式進行簡化，得到如下的計算比特f的LLR的公式 公式15則在計算接收符號1'所對應的n個輸出比特中的第六個比特的LLR時，采用公式15 進行計算。
9.根據權利要求8所述的方法，其特征在于， 將公式14進一步簡化為 則在計算接收符號y'所對應的n個輸出比特中的第五個比特的LLR時，采用公式16 進行計算； 和/或，將公式15進一步簡化為 則在計算接收符號1'所對應的n個輸出比特中的第六個比特的LLR時，采用公式17 進行計算。
10.根據權利要求1至9中的任一項所述的方法，其特征在于，該方法進一步包括 根據y ‘所對應的n個輸出比特中的每個輸出比特u的LLR進行硬判決，即當 L(u|y')≥0時，判決u = 1，當L(u|y')≤0時，判決u = 0。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種快速解調方法。該方法包括在采用M位正交幅度調制的通信系統(tǒng)中，M＝2n，n為自然數(shù)，在接收端采用簡化的對數(shù)似然比LLR公式計算每個輸出比特的LLR；其中，對理想的LLR公式，在其分子中只保留包含第一指定符號的項，在其分母中只保留包含第二指定符號的項，得到簡化的LLR公式；第一指定符號是星座圖上的指定比特為1且與接收符號具有最小歐式距離的星座點所對應的符號，第二指定符號是星座圖上的指定比特為0且與接收符號具有最小歐式距離的星座點所對應的符號。本發(fā)明的技術方案，大大減小了計算輸出比特LLR的復雜度，提高了解調效率，也降低了硬件成本。
文檔編號H04L27/38GK101854329SQ201010106669
公開日2010年10月6日 申請日期2010年2月1日 優(yōu)先權日2010年2月1日
發(fā)明者李軍, 趙訓威 申請人:新郵通信設備有限公司