專利名稱：一種新型ofdm信道估計(jì)聯(lián)合ici自消除方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線移動(dòng)通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種新型OFDM信道估計(jì)聯(lián)合子載波間干擾(Inter-Carrier Interference-ICI)消除方法。

背景技術(shù)：
隨著無(wú)線通信的快速發(fā)展，人們?cè)絹?lái)越關(guān)注如何為高速移動(dòng)的終端提供高速率的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，高速鐵路寬帶無(wú)線接入就是其中的應(yīng)用場(chǎng)景之一。
正交頻分復(fù)用(OFDM)作為一種高速傳輸?shù)臒o(wú)線通信技術(shù)，能夠有效的對(duì)抗頻率選擇性衰落產(chǎn)生的符號(hào)間干擾(ISI)，已經(jīng)成為下一代無(wú)線通信的候選方案之一。但OFDM對(duì)頻率偏移帶來(lái)的載波間干擾(ICI)卻很敏感，OFDM系統(tǒng)的ICI主要由載波頻率偏移(CFO)、相位噪聲、采樣頻率偏移以及高速運(yùn)動(dòng)引起的多普勒(Doppler)頻偏產(chǎn)生。對(duì)于前三種因素，OFDM系統(tǒng)可以很容易進(jìn)行補(bǔ)償或者糾正，但在高速環(huán)境中(例如高速鐵路，速度可達(dá)到350-500km/h)，速度引起的多普勒使得信道隨時(shí)間發(fā)生變化，且速度越高，信道變化越快。高速環(huán)境下產(chǎn)生的多普勒頻譜的不可預(yù)測(cè)性決定了我們只能盡可能的降低ICI的影響。
目前常用的降低ICI影響的技術(shù)主要包括頻域均衡、時(shí)域加窗，頻偏估計(jì)和補(bǔ)償，ICI自消除技術(shù)以及Doppler分集。另外還有一些通過(guò)引入其他的技術(shù)來(lái)降低ICI的方法，例如通過(guò)采用全相位譜分析技術(shù)來(lái)壓低子載波旁瓣的影響以降低ICI，利用信道的基擴(kuò)展模型(BEM)，減少信道估計(jì)的參數(shù)，降低估計(jì)的復(fù)雜性等。
經(jīng)典ICI干擾自消除技術(shù)因?yàn)槠浜?jiǎn)單有效且有較強(qiáng)的魯棒性而受到廣泛關(guān)注，該方法通過(guò)在頻域?qū)⒆虞d波上的數(shù)據(jù)以特定的加權(quán)系數(shù)映射到其他的子載波上，將相鄰子載波間產(chǎn)生的ICI相互抵消從而提高了系統(tǒng)的性能。但該方法的頻譜利用率只有50％，遠(yuǎn)遠(yuǎn)不能滿足現(xiàn)代通信中高速寬帶無(wú)線接入的需求。
高速移動(dòng)條件下的Doppler頻偏導(dǎo)致信道是快速時(shí)變信道。當(dāng)高速列車(chē)以恒定的速度v運(yùn)動(dòng)時(shí)，假設(shè)可分辨多徑信號(hào)到達(dá)接收機(jī)時(shí)與接收機(jī)運(yùn)動(dòng)方向的夾角為α?xí)r，發(fā)射信號(hào)的中心頻率為fc時(shí)，直射波的Doppler頻偏fd為 其中，λ是載波信號(hào)的波長(zhǎng)，fmax＝v/λ是最大Doppler頻偏。Doppler頻偏越大，信道隨時(shí)間變化的越快。圖1描述了不同速度下，中心頻率為2.4G時(shí)，信道的時(shí)變特性?？梢钥闯觯?dāng)速度為500km/h時(shí)，信道抽頭隨時(shí)間變化的最快。因?yàn)楦咚勹F路一般建設(shè)在空曠開(kāi)闊環(huán)境中，并且地面和列車(chē)無(wú)線傳輸?shù)幕就ǔ＝ㄔO(shè)在軌道旁20m距離，所以對(duì)于高速鐵路無(wú)線信道，具有和城區(qū)信道模型不同之處，即無(wú)線信道的第一條可分辨?zhèn)鬏斅窂绞侵鄙洳?，即較強(qiáng)的萊斯(Rician)徑，其余可分辨多徑的功率譜是經(jīng)典的Jakes功率譜。
這里在多載波OFDM系統(tǒng)中采用歸一化多普勒頻偏fN來(lái)描述信道的時(shí)變情況，定義為fN＝fdTsys，其中Tsys為OFDM的符號(hào)周期，Tsys＝NTs，Ts為系統(tǒng)采樣時(shí)間。若fN≤0.1，則認(rèn)為信道沖擊相應(yīng)抽頭系數(shù)在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)是線性變化的。在此條件下，可以通過(guò)插值等方法得到信道的頻響，通常采用簡(jiǎn)化的信道模型，通過(guò)解方程來(lái)得到信道沖擊響應(yīng)，但這種方法復(fù)雜度較高。
綜上所述，當(dāng)歸一化多普勒頻偏fN≤0.1時(shí)，多徑信道抽頭在時(shí)域上是線性變化的。通過(guò)解方程的方式由于復(fù)雜度較高，而經(jīng)典的ICI自消除方法頻譜利用率又太低。因此，期望能夠找到一種高效精確地ICI消除的方法，既能提高頻譜利用率，又能優(yōu)化系統(tǒng)性能。


發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明主要解決的問(wèn)題是時(shí)變信道下消除ICI的問(wèn)題，采用信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除方法，這種方法采用特殊的導(dǎo)頻簇結(jié)構(gòu)能夠準(zhǔn)確的得到信道狀態(tài)信息(CSI)以及ICI，從而消除ICI的影響。
本發(fā)明所采取的技術(shù)方案是如下 一種新型OFDM信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除方法包括以下步驟 步驟a在發(fā)射端設(shè)置具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)，然后進(jìn)行IFFT變換到時(shí)域，添加循環(huán)前綴發(fā)送； 步驟b將接收到的OFDM符號(hào)進(jìn)行FFT變換到頻域，取出步驟a中的導(dǎo)頻進(jìn)行ICI自消除后再進(jìn)行變換域信道估計(jì)得到信道狀態(tài)信息； 步驟c將步驟b中得到的信道狀態(tài)信息進(jìn)行粗均衡得到發(fā)射信號(hào)，然后把得到的發(fā)射信號(hào)進(jìn)行反調(diào)制得到反調(diào)制信號(hào)； 步驟d將步驟b中得到的信道狀態(tài)信息變換到時(shí)域，進(jìn)行連續(xù)符號(hào)時(shí)域信道估計(jì)得到當(dāng)前符號(hào)的時(shí)變信道脈沖響應(yīng)并構(gòu)造循環(huán)卷積矩陣； 步驟e利用步驟d中構(gòu)造的循環(huán)卷積矩陣計(jì)算ICI信道矩陣，進(jìn)而計(jì)算出ICI干擾矩陣； 步驟f聯(lián)合步驟c中得到的反調(diào)制信號(hào)以及步驟e中的ICI干擾矩陣，進(jìn)行ICI消除，二次均衡后判決得到較為準(zhǔn)確發(fā)射信號(hào)。
步驟a中所述具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻采用二項(xiàng)導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)，每組導(dǎo)頻中第一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)以系數(shù)“-1”映射到第二個(gè)導(dǎo)頻上。
步驟d中進(jìn)行的連續(xù)符合時(shí)域信道估計(jì)是指當(dāng)前符號(hào)的時(shí)變信道脈沖響應(yīng)聯(lián)合前一個(gè)符號(hào)和下一個(gè)符號(hào)的時(shí)變信道脈沖響應(yīng)，在時(shí)域上進(jìn)行線性插值或三次樣條或者高斯插值。
步驟f具體指將步驟c中得到的反調(diào)制符號(hào)和步驟步驟e中得到的ICI干擾矩陣相乘，得到當(dāng)前符號(hào)的ICI干擾值，之后，在接收信號(hào)中減去該ICI干擾值得到去除ICI干擾后的接收信號(hào)，然后進(jìn)行二次均衡并判決得到較為準(zhǔn)確發(fā)射信號(hào)。依據(jù)系統(tǒng)實(shí)時(shí)性或者計(jì)算復(fù)雜度，可對(duì)步驟f實(shí)施多次迭代消除和均衡直至得到最佳發(fā)射信號(hào)。
本發(fā)明產(chǎn)生的有益效果信道在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)是線性變化的條件下，采用特殊導(dǎo)頻簇的插入方式，能夠在存在頻偏的情況下較為準(zhǔn)確估計(jì)出無(wú)ICI的信道，通過(guò)前后共三個(gè)符號(hào)聯(lián)合檢測(cè)的方式采用線性插值的方法得到當(dāng)前OFDM符號(hào)在時(shí)域上的信道脈沖相應(yīng)，轉(zhuǎn)換到頻域計(jì)算ICI系數(shù)，然后結(jié)合粗均衡判決后的反調(diào)制符號(hào)消除接收信號(hào)中的ICI，最后通過(guò)二次均衡得到較為準(zhǔn)確的發(fā)射符號(hào)。該方法與經(jīng)典ICI干擾自消除技術(shù)相比，不僅提高了頻譜利用率，同時(shí)系統(tǒng)的性能也有很大的改善。



圖1是示出在不同速度下信道抽頭隨時(shí)間變化示意圖。
圖2是示出本發(fā)明中聯(lián)合符號(hào)檢測(cè)和OFDM二項(xiàng)導(dǎo)頻符號(hào)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖3是示出本發(fā)明接收端信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除實(shí)現(xiàn)流程圖。
圖4是示出對(duì)本發(fā)明實(shí)施例在COST207RA信道模型中，在不同信噪比SNR的情況下新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除方法與傳統(tǒng)變換域信道估計(jì)以及經(jīng)典ICI自消除技術(shù)在相同頻譜利用率條件下中低速(120km/h，250km/h)的BER(誤碼率)計(jì)算仿真結(jié)果圖。
圖5是示出對(duì)本發(fā)明實(shí)施例在COST207RA信道模型中，在不同信噪比SNR的情況下新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除方法與傳統(tǒng)變換域信道估計(jì)以及經(jīng)典ICI自消除技術(shù)相同頻譜利用率條件下高速(350km/h，500km/h)的BER(誤碼率)計(jì)算仿真結(jié)果圖。
圖6是示出對(duì)本發(fā)明實(shí)施例在COST207RA信道模型中，在不同信噪比SNR的情況下新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除方法與傳統(tǒng)變換域信道估計(jì)以及經(jīng)典ICI自消除技術(shù)在不同速度和頻譜利用率條件下的BER(誤碼率)計(jì)算仿真結(jié)果圖。
圖7是示出對(duì)本發(fā)明實(shí)施例在COST207RA信道模型中，信噪比為34dB時(shí)，在不同歸一化多普勒頻偏的情況下新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除方法與傳統(tǒng)變換域信道估計(jì)以及經(jīng)典ICI自消除技術(shù)在不同頻譜利用率條件下的BER(誤碼率)計(jì)算仿真結(jié)果圖。

具體實(shí)施例方式 下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明做更詳細(xì)的描述。
這里首先給出一個(gè)OFDM系統(tǒng)模型。
假設(shè)含有N個(gè)子載波的OFDM系統(tǒng)模型，信源二進(jìn)制信息經(jīng)過(guò)交織、編碼、映射后的符號(hào)為x＝[X
，X[1]，…，X[N-1]]，之后經(jīng)過(guò)N點(diǎn)IFFT調(diào)制變換得到時(shí)域x＝[x(0)，x(1)，…，x(N-1)]，其中x(n)表示為 其中x(n)表示OFDM符號(hào)第n個(gè)采樣值。為避免多徑帶來(lái)符號(hào)間干擾(ISI)，每個(gè)OFDM符號(hào)前添加循環(huán)前綴(CP)，且CP長(zhǎng)度大于信道沖擊響應(yīng)長(zhǎng)度L，將OFDM符號(hào)進(jìn)行并串變換后經(jīng)過(guò)數(shù)模轉(zhuǎn)換(D/A)發(fā)送。這里，為了接收端完成信道估計(jì)，將梳狀導(dǎo)頻等間隔插入OFDM符號(hào)，相鄰導(dǎo)頻間隔為

NP是一個(gè)OFDM符號(hào)中的導(dǎo)頻數(shù)，這里不考慮虛擬子載波和直流(DC)子載波。
在歸一化多普勒頻偏fN≤0.1時(shí)，，則認(rèn)為信道沖擊響應(yīng)抽頭系數(shù)在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)是線性變化的。此時(shí)發(fā)射信號(hào)x(n)經(jīng)信道h(n，l)后的接收信號(hào)y(n)可表示為 其中，*表示卷積運(yùn)算，n表示時(shí)間序號(hào)，w(n)是加性高斯白噪聲(AWGN)，h(n，l)表示n時(shí)刻路徑l的抽頭系數(shù)。在接收端，假設(shè)系統(tǒng)獲得準(zhǔn)確同步，去除每個(gè)OFDM符號(hào)循環(huán)前綴(CP)后，進(jìn)行N點(diǎn)FFT解調(diào)，得到頻域接收信號(hào)為 其中，W[m]是w(n)的FFT變換，L為多徑的徑數(shù)，Hlm-k是時(shí)變多徑信道抽頭l的FFT變換，表示路徑l的時(shí)變特征，Hlm-k可表示為 式(4)中，等式右邊第一項(xiàng)是子載波m承載的數(shù)據(jù)和相應(yīng)的信道頻響，衰落因子由多徑產(chǎn)生，不含時(shí)變信道成分；第二項(xiàng)是其余子載波對(duì)第m個(gè)子載波的ICI，其中Hlm-ke-j2πl(wèi)k/N是相應(yīng)子載波X[k]對(duì)ICI的影響因子。
OFDM符號(hào)經(jīng)過(guò)時(shí)變多徑信道，可將式(4)簡(jiǎn)寫(xiě)成 Y[m]＝H[m]X[m]+ICIm+W[m]m＝0，1，…，N-1(6) 其中，ICIm是其他子載波對(duì)子載波m的ICI。從式(6)中，如果要得到準(zhǔn)確的X[m]，需要有兩個(gè)條件一是準(zhǔn)確的信道估計(jì)H[m]；二是相應(yīng)的ICI——ICIm。為此，我們?cè)O(shè)計(jì)一種新型OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)聯(lián)合ICI自消除方法。
該方法發(fā)射端OFDM符號(hào)的結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)的OFDM基本相似，不同之處是導(dǎo)頻采用ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻，以導(dǎo)頻采用二項(xiàng)導(dǎo)頻為例，即每?jī)蓚€(gè)導(dǎo)頻構(gòu)成一組，Xp[1]＝-Xp
，...，Xp[Np-1]＝-Xp[Np-2]，如圖2所示，給出了OFDM符號(hào)結(jié)構(gòu)，其中導(dǎo)頻采用梳狀導(dǎo)頻的插入方式，這樣就可在接收端得到式(6)中的H[m](不包含ICI)。這種導(dǎo)頻設(shè)計(jì)借鑒了文獻(xiàn)“Y.ZHAO and S.G，Haggman，Inercarrier Interference Self-Cancellation Scheme for OFDM Mobile CommunicationSystems，IEEE 46th vehicular Technology Conference，vol.3，pp.1564-1568，April1996”中的ICI自消除技術(shù)中子載波設(shè)計(jì)的方法。這里介紹一下該方法的基本原理。
該方法的主要思想是在發(fā)射端將調(diào)制數(shù)據(jù)以一定的加權(quán)系數(shù)映射到相鄰的子載波上，使得ICI的影響最小；在接收端將以相應(yīng)的加權(quán)系數(shù)進(jìn)行疊加，進(jìn)一步降低了ICI的影響。從Doppler頻偏的角度，時(shí)變多徑信道可建模為 其中，al，fd_l和τl分別是第l條可分辨徑的復(fù)路徑增益、多普勒頻偏和相對(duì)路徑傳輸延時(shí)。這里為了簡(jiǎn)單起見(jiàn)，僅考慮一條傳輸路徑，即L＝1(復(fù)路徑增益為α)，則將式(7)帶入式(3)，經(jīng)過(guò)接收端的FFT變換后，經(jīng)過(guò)相應(yīng)的數(shù)學(xué)處理可得到 其中，fN＝fdTsys是歸一化Doppler頻偏，W′[m]仍為AWGN。令I(lǐng)CI系數(shù)為 則式(8)可修改成為
從式(10)中可以看出，S(k-m)為第k個(gè)子載波對(duì)X[m]的ICI系數(shù)。從式(10)中可知，隨著多普勒頻偏的增大，ICI系數(shù)也會(huì)增大，同時(shí)相鄰子載波的ICI系數(shù)相差較小，可認(rèn)為近似相等，這也是ICI自消除設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。
經(jīng)典ICI干擾自消除在發(fā)射端調(diào)制信號(hào)滿足X[1]＝-X
，X[3]＝-X[2]，...，X[N-1]＝-X[N-2]，則接收到的子載波m表示為 相鄰的子載波m+1表示為 此時(shí)，ICI系數(shù)表示為S′(k-m)＝S(k-m)-S(k+1-m)。
為進(jìn)一步消除ICI，在接收端將相鄰的子載波以加權(quán)系數(shù)“-1”相加，表示為 此時(shí)，ICI系數(shù)為S″(k-m)＝-S(k-m-1)+2S(k-m)-S(k-m+1) 對(duì)于同一子載波，對(duì)于大部分k-m，|S″(k-m)|＜＜|S′(k-m)|＜＜|S(k-m)|所以按照(13)的解碼方式，ICI最小。
通過(guò)相鄰子載波上ICI的相互抵消，可以大大提高系統(tǒng)的性能，但是，該方法的缺點(diǎn)便是頻譜利用率只有50％，且系統(tǒng)采用差分調(diào)制方式，雖然不需要進(jìn)行信道估計(jì)，不能滿足QAM等高階調(diào)制要求，這些缺點(diǎn)不滿足現(xiàn)代通信中的高效傳輸，制約了其在實(shí)際中的應(yīng)用。
利用上述原理，在發(fā)射端OFDM符號(hào)結(jié)構(gòu)中導(dǎo)頻設(shè)計(jì)采用具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)，本實(shí)施例以二項(xiàng)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)舉例說(shuō)明，此時(shí)導(dǎo)頻組數(shù)為Np/2，每組導(dǎo)頻中第一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)以系數(shù)“-1”映射到第二個(gè)導(dǎo)頻上，然后進(jìn)行IFFT變換到時(shí)域，添加循環(huán)前綴發(fā)送。
在接收端，假設(shè)準(zhǔn)確同步接收，將接收到的信號(hào)去循環(huán)前綴并進(jìn)行FFT變換后，聯(lián)合前后兩個(gè)OFDM符號(hào)進(jìn)行多符號(hào)信道估計(jì)及ICI消除，最后進(jìn)行二次均衡并判決。圖2給出了接收端的具體操作步驟，下面我們將按以下步驟進(jìn)行處理 首先在步驟201中對(duì)接收到得信號(hào)進(jìn)行FFT變換到頻域。
步驟202，提取出二項(xiàng)導(dǎo)頻進(jìn)行信道估計(jì)。二項(xiàng)導(dǎo)頻信道估計(jì)原理如下 其中Yp[mp]和Yp[mp+1]表示接收導(dǎo)頻子載波中的兩個(gè)接收信號(hào)，Xp[mp]表示發(fā)送端導(dǎo)頻。由于

將

進(jìn)行變換域信道估計(jì)，得到ICI消除后的信道估計(jì)值

和時(shí)變多徑信道的時(shí)域沖擊響應(yīng)系數(shù)。
在步驟203中用來(lái)對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行粗均衡，得到誤碼率較高的發(fā)射信號(hào) 將在步驟203中得到的

判決后在步驟204中按發(fā)射端的調(diào)制方式進(jìn)行反調(diào)制，得到
得到的時(shí)變多徑信道的時(shí)域沖擊響應(yīng)系數(shù)在步驟205中進(jìn)行連續(xù)符號(hào)時(shí)域線性信道估計(jì)并構(gòu)造循環(huán)卷積hc。在時(shí)變多徑信道歸一化Doppler頻偏fN≤0.1時(shí)，一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的信道在時(shí)域上的多徑抽頭系數(shù)是線性變化的，可以通過(guò)多個(gè)符號(hào)的聯(lián)合檢測(cè)得到一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的時(shí)變信道抽頭變化信息。如圖2所示，當(dāng)前符號(hào)的時(shí)變信道脈沖響應(yīng)，需要聯(lián)合前一個(gè)符號(hào)和下一個(gè)符號(hào)的時(shí)變信道脈沖響應(yīng)，在時(shí)域上進(jìn)行線性插值。此處還可采用三次樣條插值或者高斯插值。首先將步驟202中得到的

進(jìn)行IFFT變換到時(shí)域?yàn)? 因?yàn)閷?duì)于第n徑，

最小，即

與中間時(shí)刻

(Ts為采樣率)的時(shí)域信道方差最小，可以用

來(lái)近似時(shí)刻

的多徑信道的抽頭系數(shù)，即 在得到當(dāng)前符號(hào)中間時(shí)刻的

后，需要聯(lián)合前后兩個(gè)OFDM符號(hào)的時(shí)變信道沖擊響應(yīng)

和

進(jìn)行線性插值，得到當(dāng)前OFDM符號(hào)在時(shí)域的信道“循環(huán)”卷積矩陣hc表示為
在步驟206中計(jì)算ICI信道矩陣。若在非時(shí)變信道下，hc中的每一行都是固定的行向量

循環(huán)位移得到，則非時(shí)變條件下的頻域等效信道 Λ＝FhcFH(19) 其中，F(xiàn)和FH是FFT和IFFT變換矩陣，都為酉矩陣，其中元素分別為ej2πik/N和e-j2πik/N。由矩陣論可知，hc是循環(huán)右移的Toeplitz矩陣，Λ為一對(duì)角陣。在時(shí)變fN≤0.1條件下，hc不再在是循環(huán)右移的Toeplitz矩陣，行向量hn的每個(gè)抽頭呈線性變化。信道卷積矩陣hc經(jīng)過(guò)式(19)的對(duì)角化后得到
可以看出，A即為ICI信道矩陣，且A為非對(duì)角線矩陣，呈帶狀分布。其中a(i，j)表示第j個(gè)子載波對(duì)第i個(gè)子載波的ICI系數(shù)。
得到ICI信道矩陣A后，在步驟207中求ICI干擾矩陣HICI。當(dāng)信道是非時(shí)變信道，滿足 A為對(duì)角矩陣，即A＝Λ。
式(4)用矩陣可表示為 Y＝AX+W(22) A中對(duì)角線上的元素Hdiag＝diag(A)＝[a(0，0)，a(1，1)…a(N-1，N-1)]即為相應(yīng)每個(gè)子載波的衰落因子，而HICI＝A-Hdiag即為ICI干擾矩陣。
步驟208進(jìn)行ICI消除并進(jìn)行二次均衡得到

依據(jù)系統(tǒng)實(shí)時(shí)性或者計(jì)算復(fù)雜度，可以對(duì)二次均衡判決的數(shù)據(jù)重新進(jìn)行反調(diào)制，再次通過(guò)ICI系數(shù)矩陣消除ICI，實(shí)施三次均衡再判決數(shù)據(jù)，即多次迭代消除和均衡。通過(guò)上面的分析，我們得知，在時(shí)域線性變化信道下，對(duì)接收信號(hào)的處理就變成了方程組Y＝AX的求解。但是一般條件下，我們并不知道信道頻響矩陣A中q的值，所以直接進(jìn)行解方程是不可取的。因?yàn)樽虞d波受相鄰子載波產(chǎn)生的ICI的影響最大，隨著子載波的遠(yuǎn)離，影響也越來(lái)越小。
這里，ICI消除利用前面的第一次的粗均衡判決后的信號(hào)進(jìn)行反調(diào)制符號(hào)，然后和ICI干擾矩陣相乘，得到當(dāng)前符號(hào)的ICI干擾值，之后，在接收信號(hào)中減去ICI干擾項(xiàng)，可表示為 其中

是一次粗均衡判決后的反調(diào)制符號(hào)，YoffICI是去除ICI干擾后的接收信號(hào)。
將去除ICI干擾后的接收信號(hào)YoffICI完成二次均衡，得到新的待判決信號(hào)

可表達(dá)為 最后在步驟209中進(jìn)行判決即可得到較為準(zhǔn)確的發(fā)射信號(hào)。
下面結(jié)合圖4，圖5，圖6，圖7，對(duì)本發(fā)明方案的有益效果進(jìn)行分析。本發(fā)明的計(jì)算機(jī)仿真參數(shù)如下表所示 仿真設(shè)置載波中心頻率為2.4GHz。信道采用COST 207鄉(xiāng)村(RA)信道模型作為高速鐵路無(wú)線信道模型。在鄉(xiāng)村高速模型中，因?yàn)楦咚勹F路一般建設(shè)在空曠開(kāi)闊環(huán)境中，所以無(wú)線信道的第一條可分辨徑是直射波，即較強(qiáng)的萊斯(Rician)徑，其余徑功率譜仍為經(jīng)典型。多徑信道建模采用抽頭延遲線(TDL)模型，其路徑增益和路徑相對(duì)延時(shí)參數(shù)如下 圖4和圖5分別給出了在COST 207鄉(xiāng)村信道模型條件下不同信道估計(jì)ICI干擾消除算法的性能比較圖，分別對(duì)應(yīng)中低速(120km/h和250km/h)和高速(350km/h和500km/h)。可以看出，新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI自消除算法無(wú)論是在中低速或高速運(yùn)動(dòng)條件下性能都有較為明顯的改善。圖4在中低速條件下，當(dāng)SNR小于20dB時(shí)，幾種算法性能相似，當(dāng)SNR超過(guò)25dB時(shí)，經(jīng)典ICI自消除方法迅速出現(xiàn)“錯(cuò)誤平底”，并且，在運(yùn)動(dòng)速度為120km/h時(shí)，頻率利用率為50％的傳統(tǒng)OFDM的DFT信道估計(jì)方法性能甚至優(yōu)于經(jīng)典ICI自消除方法。而此時(shí)120km/h新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI自消除算法表現(xiàn)出了近似靜態(tài)信道，同時(shí)250km/h時(shí)性能相對(duì)其他方法也有明顯的改善。圖5在高速移動(dòng)速條件下，傳統(tǒng)OFDM的DFT信道估計(jì)方法在SNR大于20dB后就出現(xiàn)“錯(cuò)誤平底”，隨著SNR增加，誤碼性能在10-3附近；經(jīng)典ICI自消除方法在SNR在25dB后出現(xiàn)“錯(cuò)誤平底”；新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI自消除算法在SNR在35dB后出現(xiàn)“錯(cuò)誤平底”，運(yùn)動(dòng)速度為350km/h是誤碼性能超過(guò)了10-4，運(yùn)動(dòng)速度為500km/h時(shí)性能也明顯優(yōu)于其他方法。
圖6給出了在COST 207鄉(xiāng)村信道模型條件下不同信道估計(jì)ICI干擾消除算法的頻譜利用率的性能比較圖。從圖看出，對(duì)于各種算法，算法性能隨著系統(tǒng)的頻譜利用率的增加而性能下降。這里，頻譜利用率為50％的經(jīng)典ICI干擾自消除方法性能較為穩(wěn)定，在中低速(120km/h和250km/h)條件下，“錯(cuò)誤平底”在10-3.7附近；而新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI自消除算法在高速(350km/h和500km/h)條件下，并且，頻譜利用率分別為75％和87.5％時(shí)的性能，在SNR超過(guò)20dB后，均明顯優(yōu)于經(jīng)典的中低速且頻譜利用率較低的經(jīng)典ICI干擾自消除的方法，雖然，在低信噪比時(shí)，新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI自消除算法稍差于經(jīng)典ICI干擾自消除的方法。另外，和傳統(tǒng)的DFT信道估計(jì)方法在頻譜利用率為50％運(yùn)動(dòng)速度為120km/h時(shí)相比，新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI自消除算法在條件頻譜利用率為87.5％運(yùn)動(dòng)速度為350km/h時(shí)，和條件頻譜利用率為75％運(yùn)動(dòng)速度為500km/h時(shí)，性能相差不多，從這里看出，新型算法無(wú)論在對(duì)抗高速移動(dòng)的Doppler頻差和頻譜利用率方面，都有非常大的增益。
從圖7可以看出，在不同的歸一化Doppler頻偏時(shí)新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI自消除算法，該曲線是在SNR＝34dB條件下完成。從圖上可以看出，當(dāng)歸一化Doppler頻偏fN＜0.1時(shí)(fN＝0.1時(shí)相應(yīng)的運(yùn)動(dòng)速度為781km/h)，即多徑信道抽頭在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)滿足線性變化，在該條件下，新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI自消除算法性能遠(yuǎn)優(yōu)于經(jīng)典ICI干擾自消除方法，并且，頻譜利用率越低，系統(tǒng)的性能越好。當(dāng)Doppler頻偏fN＞0.1時(shí)，信道的變化超越線性變化特性，新型信道估計(jì)聯(lián)合ICI自消除算法中利用連續(xù)符號(hào)線性插值信道時(shí)變特征不滿足實(shí)際信道變化要求，ICI矩陣估計(jì)誤差較大，造成系統(tǒng)性能下降。然而，因?yàn)閷?duì)于fN≈0.1時(shí)的運(yùn)動(dòng)速度，已經(jīng)基本滿足當(dāng)前陸地高速移動(dòng)的極限速度，所以，該算法具有良好的應(yīng)用價(jià)值。
以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在不脫離本發(fā)明的原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤(rùn)飾，這些改進(jìn)和潤(rùn)飾也應(yīng)該視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1.一種新型OFDM信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除方法，其特征在于，所述方法采用如下步驟
步驟a在發(fā)射端設(shè)置具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)，然后進(jìn)行IFFT變換到時(shí)域，添加循環(huán)前綴發(fā)送；
步驟b將接收到的OFDM符號(hào)進(jìn)行FFT變換到頻域，取出步驟a中的導(dǎo)頻進(jìn)行ICI自消除后再進(jìn)行變換域信道估計(jì)得到信道狀態(tài)信息；
步驟c將步驟b中得到的信道狀態(tài)信息進(jìn)行粗均衡得到發(fā)射信號(hào)，然后把得到的發(fā)射信號(hào)進(jìn)行反調(diào)制得到反調(diào)制信號(hào)；
步驟d將步驟b中得到的信道狀態(tài)信息變換到時(shí)域，進(jìn)行連續(xù)符號(hào)時(shí)域信道估計(jì)得到當(dāng)前符號(hào)的時(shí)變信道脈沖響應(yīng)并構(gòu)造循環(huán)卷積矩陣；
步驟e利用步驟d中構(gòu)造的循環(huán)卷積矩陣計(jì)算ICI信道矩陣，進(jìn)而計(jì)算出ICI干擾矩陣；
步驟f聯(lián)合步驟c中得到的反調(diào)制信號(hào)以及步驟e中的ICI干擾矩陣，進(jìn)行ICI消除，二次均衡后判決得到較為準(zhǔn)確發(fā)射信號(hào)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的新型OFDM信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除方法，其特征在于，步驟a中所述具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)采用二項(xiàng)導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)，每組導(dǎo)頻中第一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)以系數(shù)“-1”映射到第二個(gè)導(dǎo)頻上。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的新型OFDM信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除方法，其特征在于，步驟d中進(jìn)行的連續(xù)符合時(shí)域信道估計(jì)是指當(dāng)前符號(hào)的時(shí)變信道脈沖響應(yīng)聯(lián)合前一個(gè)符號(hào)和下一個(gè)符號(hào)的時(shí)變信道脈沖響應(yīng)，在時(shí)域上進(jìn)行線性插值或三次樣條或者高斯插值。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的新型OFDM信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除方法，其特征在于步驟f具體指將步驟c中得到的反調(diào)制符號(hào)和步驟步驟e中得到的ICI干擾矩陣相乘，得到當(dāng)前符號(hào)的ICI干擾值，之后，在接收信號(hào)中減去該ICI干擾值得到去除ICI干擾后的接收信號(hào)，然后進(jìn)行二次均衡并判決得到較為準(zhǔn)確發(fā)射信號(hào)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的新型OFDM信道估計(jì)聯(lián)合ICI消除方法，其特征在于依據(jù)系統(tǒng)實(shí)時(shí)性或者計(jì)算復(fù)雜度，對(duì)步驟f實(shí)施多次迭代消除和均衡直至得到最佳發(fā)射信號(hào)。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種新型OFDM信道估計(jì)聯(lián)合ICI自消除方法，在發(fā)射端導(dǎo)頻設(shè)計(jì)采用具有ICI消除功能的簇狀導(dǎo)頻OFDM結(jié)構(gòu)，在接收端進(jìn)行的處理按以下步驟a.把OFDM符號(hào)的進(jìn)行FFT變換到頻域，取出導(dǎo)頻，進(jìn)行ICI消除信道估計(jì)b.利用a步驟中的信道估計(jì)粗均衡后進(jìn)行反調(diào)制。c.利用a步驟中的信道估計(jì)進(jìn)行時(shí)域線性連續(xù)符號(hào)信道估計(jì)。d.利用c中的時(shí)域脈沖響應(yīng)構(gòu)造循環(huán)卷積計(jì)算ICI信道矩陣并得出ICI干擾矩陣。e.聯(lián)合步驟b中的反調(diào)制信號(hào)與步驟d中的ICI干擾矩陣進(jìn)行ICI消除，二次均衡后判決。本發(fā)明解決了在線性時(shí)變信道的條件下，載波間干擾對(duì)OFDM的影響的問(wèn)題，提高了頻譜利用率和系統(tǒng)性能。
文檔編號(hào)H04L25/02GK101778069SQ20101003434
公開(kāi)日2010年7月14日 申請(qǐng)日期2010年1月18日 優(yōu)先權(quán)日2010年1月18日
發(fā)明者劉留, 陶成, 邱佳慧 申請(qǐng)人:北京交通大學(xué)