專利名稱：Ofdm fdd通信系統(tǒng)中發(fā)射及接收路徑的i/q校準的制作方法
技術領域：
本發(fā)明大體上涉及無線通信裝置，且更具體來說，涉及一種同時估計OFDM FDD系 統(tǒng)的無線電收發(fā)器的發(fā)射路徑及接收路徑中的I/Q增益失配及相位失配的方法。
背景技術：
用于使用正交調(diào)幅的無線通信系統(tǒng)的收發(fā)器通常展現(xiàn)I/Q增益失配及相位失配。 首先將待由使用正交調(diào)制的通信系統(tǒng)發(fā)射的數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換為同相(I相)發(fā)射分量及正交 相位(Q相)發(fā)射分量。接著在模擬無線電發(fā)射器中，將數(shù)據(jù)信號的I分量及Q分量升頻轉(zhuǎn) 換到射頻(RF)頻帶。當混合I相發(fā)射分量與本機振蕩器信號的I相分量時，產(chǎn)生經(jīng)升頻轉(zhuǎn) 換的I相RF信號。類似地，當混合Q相發(fā)射分量與本機振蕩器信號的Q相分量時，產(chǎn)生經(jīng)升 頻轉(zhuǎn)換的Q相RF信號。接著將I相RF信號與Q相RF信號相加以形成經(jīng)由空中接口而發(fā)射 的復合RF信號。當本機振蕩器信號的I相分量與Q相分量不是被分離剛好90度時且當經(jīng) 升頻轉(zhuǎn)換的I相RF信號的振幅不是剛好等于經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的Q相RF信號的振幅時，在發(fā)射器 的I分支與Q分支之間引入相位不平衡及增益不平衡。同樣，當經(jīng)接收的RF復合信號是通 過與本機振蕩器信號的I相分量及Q相分量混合而被降頻轉(zhuǎn)換時，在模擬無線電接收器的 I分支與Q分支之間引入相位不平衡及增益不平衡。當接收器中的本機振蕩器信號的I相 分量與Q相分量不是被分離剛好90度時且當經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的I相信號的振幅不是剛好等于 經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的Q相信號的振幅時，在接收器的I分支與Q分支之間出現(xiàn)相位不平衡及增益 不平衡。由發(fā)射器及接收器中的相位不平衡及增益不平衡所引起的四個減損(impairment) 引起信號頻譜的正邊帶與負邊帶之間的干擾。當前，基于正交頻分多路復用(OFDM)及時分雙工(TDD)的一些無線通信系統(tǒng)包括 用以估計發(fā)射器及接收器中的I/Q增益減損及相位減損的功能性。然而，估計I/Q失配的 現(xiàn)有方法具有各種缺點。第一，現(xiàn)有方法是在兩個步驟中執(zhí)行。必須先校準發(fā)射路徑然后 才能校準接收路徑。估計發(fā)射I/Q失配；接著校正發(fā)射路徑；且最后使用經(jīng)校準的發(fā)射路徑 提供用于估計接收路徑的I/Q失配的參考信號。第二，現(xiàn)有方法需要在當前OFDM調(diào)制解調(diào) 器收發(fā)器(例如用于WLAN及WiMax標準的收發(fā)器)中在數(shù)據(jù)信號的規(guī)則發(fā)射中原本不使 用的額外硬件。需要單獨專用硬件以估計發(fā)射路徑中的失配。通常，此硬件為RF波封檢測 器。在使用專用硬件來估計發(fā)射路徑中的I/Q失配之后，使用接收器中的本機振蕩器及混 頻器估計接收器中的I/Q失配。尋求一種用于同時估計OFDM收發(fā)器的發(fā)射器與接收器兩者中的I/Q增益減損及 相位減損的方法。另外，尋求一種可估計OFDM收發(fā)器的發(fā)射器與接收器兩者中的I/Q增益 減損及相位減損而不需要數(shù)據(jù)信號的規(guī)則發(fā)射中原本不使用的有效硬件的設備。

發(fā)明內(nèi)容
一種同時估計OFDM FDD通信系統(tǒng)的發(fā)射器與接收器兩者中的I/Q增益失配及相 位失配的方法是使用從發(fā)射路徑的正交混頻器的輸出通向接收路徑的正交混頻器的輸入的RF環(huán)回路徑而執(zhí)行。估計方法是在不使用在OFDM FDD RF收發(fā)器及基帶調(diào)制解調(diào)器外 部的專用硬件(例如外部混頻器或外部波封檢測器)的情況下執(zhí)行。因此，估計方法是在 不使用原本不用于數(shù)據(jù)信號的規(guī)則發(fā)射的除了用于RF環(huán)回路徑的專用連接以外的硬件的 情況下執(zhí)行。在一些實施例中，當芯片上耦合將發(fā)射路徑的輸出中繼到接收路徑(例如，經(jīng) 由集成電路的襯底)時，甚至不使用專用環(huán)回路徑。OFDM收發(fā)器在估計模式及校正模式中操作。在估計模式中，收發(fā)器產(chǎn)生具有單個 邊帶頻音的評估信號。逆快速傅立葉變換塊將參考信號變換為同相(I相)及正交相位(Q 相)Tx分量。收發(fā)器的發(fā)射路徑對I相及Q相分量執(zhí)行IQ調(diào)制?；旌螴相Tx分量與I相 發(fā)射器振蕩器信號以產(chǎn)生經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信號?；旌螿相Tx分量與Q相發(fā)射器振蕩器 信號以產(chǎn)生經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號。通過將經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信號與經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正 交相位信號相加來產(chǎn)生復合RF信號。將復合RF信號經(jīng)由RF環(huán)回路徑而發(fā)射到收發(fā)器的 接收路徑，其中接收路徑執(zhí)行IQ解調(diào)。混合復合RF信號與I相接收器振蕩器信號以產(chǎn)生 經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號。還混合復合RF信號與Q相接收器振蕩器信號以產(chǎn)生經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換 的正交相位信號?？焖俑盗⑷~變換塊將經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號及經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信 號變換為具有四個邊帶頻音的評估信號。每一邊帶頻音展現(xiàn)例如振幅的特性。收發(fā)器使用 四個邊帶頻音的振幅計算八個乘法因子。確定乘法因子，使得當根據(jù)乘法因子而將發(fā)射路 徑與接收路徑的I分量與Q分量彼此相加時，邊帶頻音中的一者的振幅增加且另外三個邊 帶頻音的振幅減小。完全消除發(fā)射路徑與接收路徑兩者的增益失配及相位失配的那些乘法 因子導致具有單邊帶頻音的評估信號，其中邊帶頻音中的三者的振幅為零。在校正模式中，通過預處理經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的RF信號及后處理經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的RF信號 來校正數(shù)據(jù)信號中的I/Q失配。在一個實施例中，收發(fā)器包含數(shù)字基帶集成電路(IC)及模 擬RF收發(fā)器IC。數(shù)字基帶IC包括在逆快速傅立葉變換塊與數(shù)-模轉(zhuǎn)換器之間的第一校正 電路。數(shù)字基帶IC還包括在模-數(shù)轉(zhuǎn)換器與快速傅立葉變換塊之間的第二校正電路。每 一校正電路包括四個乘法器及兩個加法器。通過將同相信號與正交相位信號的衰減分量彼 此相加來執(zhí)行I/Q失配的校正。舉例來說，第二校正電路具有第一乘法器、第二乘法器、第 三乘法器及第四乘法器以及第一加法器及第二加法器。第一乘法器接收經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相 信號且產(chǎn)生第一衰減分量信號。第二乘法器接收經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號且產(chǎn)生第二衰 減分量信號。第三乘法器接收經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號且產(chǎn)生第三衰減分量信號。第四乘法 器接收經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號且產(chǎn)生第四衰減分量信號。第一加法器通過將第二衰減 分量信號加到第一衰減分量信號來產(chǎn)生同相分量信號。第二加法器通過將第三衰減分量信 號加到第四衰減分量信號來產(chǎn)生正交相位分量信號。傅立葉變換計算電路使用同相分量信號及正交相位分量信號來產(chǎn)生基帶信號。由 乘法器用以產(chǎn)生衰減信號的乘法因子在估計模式中基于評估信號而計算且在校正模式中 用以產(chǎn)生同相分量信號及正交相位分量信號，所述信號經(jīng)組合以產(chǎn)生經(jīng)校正的基帶信號。 四個減損已從經(jīng)校正的基帶信號而校正。用于校正模式中的乘法因子為將導致評估信號的 一個邊帶頻音的振幅增加且評估信號的另外三個邊帶頻音的振幅減小的乘法因子。在另一實施例中，校正電路不預處理待升頻轉(zhuǎn)換的信號及后處理已被降頻轉(zhuǎn)換的 信號，而是在其來源處校正I/Q減損。在此實施例中，正交混頻器內(nèi)的校正乘法器及校正移 位器補償由正交混頻器所引入的增益失配及相位失配。
上述內(nèi)容為概述，且因此必然地含有細節(jié)的簡化、概括及省略；因此，所屬領域的 技術人員應了解，概述僅為說明性的且不意圖以任何方式為限制性的。如僅由權利要求書 所界定的本文中所描述的裝置及/或過程的其它方面、發(fā)明性特征及優(yōu)點將在本文中所闡 述的非限制性詳細描述中變得顯而易見。


相同數(shù)字在各實施例的隨附圖式中指示相同組件。圖1為執(zhí)行同時估計發(fā)射器與接收器兩者的增益失配及相位失配的方法的OFDM 收發(fā)器的簡化示意性框圖；圖2為用于估計及校正圖1的收發(fā)器的增益失配及相位失配的步驟的流程圖；圖3為展示由圖1的收發(fā)器所產(chǎn)生的參考信號的頻域中的圖；圖4為描述由圖1的收發(fā)器的逆快速傅立葉變換(IFFT)塊所輸出的I相分量及 Q相分量的復方程式；圖5展示描述圖1的收發(fā)器的同相發(fā)射混頻器及正交相位發(fā)射混頻器的輸出的方 程式；圖6為描述通過混合由IFFT塊所輸出的I分量及Q分量與圖1的收發(fā)器的同相 發(fā)射混頻器的輸出的實數(shù)部分而產(chǎn)生的經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信號的方程式；圖7展示描述在與復合RF信號混合之前僅基于本機振蕩器信號的圖1的收發(fā)器 的接收混頻器的輸出的方程式；圖8展示描述接收混頻器的輸出與圖1的收發(fā)器的RF環(huán)回路徑的特性的卷積的 方程式；圖9為表示當混合復合RF信號與圖1的收發(fā)器的接收器的本機振蕩器信號時產(chǎn) 生的基帶信號的方程式；圖10為展示使用參考信號而產(chǎn)生的評估信號的四個復頻率系數(shù)的量值的在頻域 中的圖；圖11為表示作為發(fā)射器及接收器的增益失配及相位失配以及RF環(huán)回路徑的時間 延遲的函數(shù)的圖10的復頻率系數(shù)的方程式；圖12展示描述增益分量與增益失配之間的關系的方程式；圖13展示描述相位分量與相位失配之間的關系的方程式；圖14展示描述圖11的方程式中所描述的復振幅的實數(shù)部分及虛數(shù)部分的方程 式；圖15展示將增益分量及相位分量表示為圖11的方程式中所描述的復振幅的實數(shù) 部分及虛數(shù)部分的線性組合的方程式；圖16展示依據(jù)從評估信號105測量的復頻率系數(shù)而表達增益分量的方程式；圖17展示依據(jù)增益分量而描述發(fā)射器的增益減損及接收器的增益減損的方程 式；圖18展示依據(jù)從評估信號105測量的復頻率系數(shù)而表達相位分量的方程式；圖19為表示在升頻轉(zhuǎn)換及降頻轉(zhuǎn)換之后復數(shù)據(jù)信號的基帶分量的方程式。圖20展示對應于圖1的收發(fā)器的校正電路中的乘法器的乘法因子的逆矩陣的系數(shù)；圖21為將Q矩陣的系數(shù)表達為圖1的收發(fā)器的發(fā)射器的增益失配及相位失配的 函數(shù)的的方程式；圖22為將逆矩陣的乘法因子表達為圖1的收發(fā)器的發(fā)射器的增益失配及相位失 配的函數(shù)的方程式；圖23為將Q矩陣的系數(shù)表達為圖1的收發(fā)器的接收器的增益失配及相位失配的 函數(shù)的方程式；圖24為將逆矩陣的乘法因子表達為圖1的收發(fā)器的接收器的增益失配及相位失 配的函數(shù)的方程式；圖25為圖1的收發(fā)器的另一實施例的示意性框圖，其中校正電路位于模擬集成電 路中；及圖26為圖1的收發(fā)器的又一實施例的示意性框圖，其中增益減損及相位減損未被 校正電路預處理及后處理，而是在正交混頻器中在其來源處被校正。
具體實施例方式現(xiàn)在將詳細地參考各種實施例，所述實施例的實例在隨附圖式中說明。圖1為收發(fā)器10的簡化框圖，其執(zhí)行用于使用頻分雙工(FDD)的基于正交頻分多 路復用(OFDM)的無線通信系統(tǒng)的IQ調(diào)制及解調(diào)。收發(fā)器10包括從發(fā)射路徑的正交混頻 器到接收路徑的正交混頻器的RF環(huán)回路徑11。RF環(huán)回路徑11用以執(zhí)行同時估計發(fā)射器 與接收器兩者的同相路徑及正交相位路徑中的增益失配及相位失配的方法。I/Q校準方法 是在不使用在收發(fā)器10外部的任何額外硬件的情況下執(zhí)行。同時估計發(fā)射器與接收器兩 者中的I/Q增益失配(減損)及相位失配(減損)的方法特別適合于FDD調(diào)制解調(diào)器收發(fā) 器，因為這些接收器獨立地產(chǎn)生發(fā)射頻率及接收頻率。此外，所述方法特別適合于OFDM調(diào) 制解調(diào)器收發(fā)器，因為OFDM接收器包括能夠執(zhí)行所述方法的I/Q失配估計的信號產(chǎn)生裝置 及處理裝置。因此，在以下無線通信標準下操作的裝置可在無有效額外硬件的情況下執(zhí)行 所述方法3GPP長期演進(LTE)、也被稱為演進數(shù)據(jù)優(yōu)化版C的超移動寬帶(UMB)，及FDD WiMaxdEEE 802. 16)。在一個實例中，收發(fā)器10為例如手機或個人數(shù)字助理(PDA)的移動 通信裝置的一部分。在另一實例中，收發(fā)器10為從移動通信裝置接收信號及將信號發(fā)射到 移動通信裝置的基站的一部分。收發(fā)器10包括RF環(huán)回路徑11、發(fā)射器12、接收器13、數(shù)字信號處理器(DSP) 14、串 行外圍接口(SPI)總線15及I/Q校準寄存器16。收發(fā)器10耦合到雙工器17及天線18。 發(fā)射器12基于OFDM而執(zhí)行IQ調(diào)制，且接收器13基于OFDM而執(zhí)行IQ解調(diào)。在一個實施 例中，發(fā)射器12及接收器13的功能是在模擬射頻(RF)收發(fā)器集成電路(IC) 19上及在數(shù) 字基帶IC 20兩者上執(zhí)行。RF收發(fā)器IC 19及數(shù)字基帶IC 20經(jīng)由SPI串行總線15而通 信。I/Q校準寄存器16可從SPI串行總線15被寫入且用以控制RF環(huán)回路徑11。在一些 實施例中，用RF收發(fā)器IC 19與數(shù)字基帶IC 20之間的并行接口替換SPI串行總線15。IC 19與IC 20之間的通信在并行接口上比在例如SPI串行總線15的單引腳接口上快。在圖1未展示的收發(fā)器10的另一實施例中，收發(fā)器10的模擬功能與數(shù)字功能兩 者均在被稱為芯片上系統(tǒng)(SOC)的單個集成電路上執(zhí)行。芯片上系統(tǒng)包括發(fā)射路徑及接收
11路徑的正交混頻器，以及基帶處理塊及數(shù)字控制塊?；鶐幚韷K執(zhí)行I/Q校準方法的計算， 且數(shù)字控制塊控制發(fā)射操作及接收操作以校正發(fā)射器及接收器中的I/Q增益失配及相位 失配。在圖1的實施例中，發(fā)射器12包括逆快速傅立葉變換(IFFT)塊21、第一校正電路 22、第一數(shù)-模轉(zhuǎn)換器(DAC) 23、第二 DAC 24、第一低通濾波器25、第二低通濾波器26、發(fā)射 本機振蕩器27、發(fā)射頻率合成器28、發(fā)射移相器29、同相發(fā)射混頻器30、正交相位發(fā)射混頻 器31、求和器32及功率放大器33。接收器13包括低噪聲放大器34、接收本機振蕩器35、 接收頻率合成器36、接收移相器37、同相接收混頻器38、正交相位接收混頻器39、第三低通 濾波器40、第四低通濾波器41、第一模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)42、第二 ADC 43、第二校正電路44 及快速傅立葉變換(FFT)塊45。數(shù)字基帶IC 20通過控制由發(fā)射頻率合成器28供應到混 頻器30到31的本機振蕩器(LO)信號46的頻率及由接收頻率合成器36供應到混頻器 38到39的LO信號47的頻率來調(diào)諧發(fā)射器12及接收器13。發(fā)射本機振蕩器27產(chǎn)生 振蕩信號，且發(fā)射頻率合成器28調(diào)整振蕩信號以產(chǎn)生LO信號46。類似地，接收頻率合成器 36調(diào)節(jié)由接收本機振蕩器35所輸出的振蕩信號以產(chǎn)生LO信號47。在同時估計接收I/Q失配與發(fā)射I/Q失配兩者的方法中，收發(fā)器10使用FDD通信 系統(tǒng)的發(fā)射器與接收器之間的頻率偏移以使發(fā)射器I/Q失配的確定與接收器I/Q失配的確 定分開，且借此再現(xiàn)可在一組計算中解析的四個失配的確定。收發(fā)器10同時估計發(fā)射器中 的I/Q增益失配及相位失配與接收器中的I/Q增益失配及相位失配兩者，而非首先估計發(fā) 射器的I/Q失配、接著校準發(fā)射路徑及接著估計接收器的I/Q失配。在發(fā)射器與接收器使用相同頻率(例如在時分雙工(TDD)系統(tǒng)中)的情況下，在 不使用額外硬件的情況下不能與接收器的I/Q失配分開解析發(fā)射器的I/Q失配。因此，用 于TDD系統(tǒng)的I/Q估計方法使用額外硬件以在不同于接收器將RF發(fā)射信號降頻轉(zhuǎn)換時的 頻率的頻率下將RF發(fā)射信號降頻轉(zhuǎn)換。用于TDD系統(tǒng)與FDD系統(tǒng)兩者的常規(guī)I/Q估計方 法在估計接收路徑的I/Q失配之前已首先校準發(fā)射路徑。因為同時估計接收I/Q失配與發(fā) 射I/Q失配兩者的方法同時執(zhí)行對于所有四個I/Q失配估計的處理，所以所述估計方法比 常規(guī)I/Q估計方法快至少兩倍。圖2為展示方法48的步驟的流程圖，OFDM收發(fā)器的發(fā)射路徑及接收路徑的所有四 個I/Q減損是通過方法48而被同時估計且被校正。結合圖2中所列出的步驟49到61詳 細地解釋如圖1所示的收發(fā)器10的操作。收發(fā)器10在兩個模式中操作估計模式及校正 模式。估計模式對應于方法48的第一階段，其中估計四個I/Q減損。校正模式對應于方法 48的第二階段，其中使用第一校正電路22及第二校正電路44來校正四個I/Q減損。在第 一步驟49中，同時估計接收I/Q失配與發(fā)射I/Q失配兩者的方法48使用DSP 14中的資源 產(chǎn)生參考信號62。參考信號62是在頻域中產(chǎn)生且具有單個邊帶頻音。圖3為展示參考信號62的各種“頻段”(frequency bin)的振幅的在頻域中的圖。 在一個示范性實施方案中，存在六十四個頻段。圖3說明參考信號62在頻率Oci下具有僅 在頻段63中的振幅。參考信號62的頻段的振幅在圖1中表示為(0，0，1，0...0，0，0)。因 此，參考信號62在(Otl下具有單個邊帶頻音。在步驟50中，逆快速傅立葉變換塊21將參考信號62從頻域變換為時域。IFFT 21 以實數(shù)I相Tx分量64及虛數(shù)Q相Tx分量65的形式輸出參考信號62的時域變換。I相Tx分量64可表示為cos(coQt)，且Q相Tx分量65可表示為jsin(co0t)。圖4為描述由IFFT 21所輸出的I相分量64及Q相分量65的復方程式66。方程 式66依據(jù)ω。而將時域中的分量64及65描述為χ(t)，其中j為虛數(shù)單位。I相Tx分量64及Q相Tx分量65由第一校正電路22接收。第一校正電路22包 括四個乘法器67到70及兩個加法器71到72。I相Tx分量64由第一乘法器67及第三乘 法器69接收，且Q相Tx分量65由第二乘法器68及第四乘法器70接收。第一加法器71 接收第一乘法器67及第二乘法器68的輸出，而第二加法器72接收第三乘法器69及第四 乘法器70的輸出。在方法48的估計四個I/Q減損的第一階段中且在校正所述減損之前， 第一校正電路22僅僅將未經(jīng)改變的I相分量64及Q相分量65繼續(xù)傳遞到數(shù)-模轉(zhuǎn)換器 23到24。在第一階段中，當收發(fā)器10正在估計模式中操作時，將第二乘法器68及第三乘 法器69的乘法因子設定為零。第一 DAC 23接收I相Tx分量64且輸出模擬I相Tx分量。 第二 DAC 24接收Q相Tx分量65且輸出模擬Q相Tx分量。模擬Tx分量由數(shù)字基帶IC 20 輸出且由模擬RF收發(fā)器IC 19接收。模擬I相Tx分量由第一低通濾波器25濾波，且模擬 Q相Tx分量由第二低通濾波器26濾波。在步驟51中，通過混合經(jīng)轉(zhuǎn)換及濾波的I相Tx分量與發(fā)射器LO信號46而將所 述I相Tx分量升頻轉(zhuǎn)換。發(fā)射頻率合成器28產(chǎn)生具有頻率的發(fā)射器LO信號46且將 同相發(fā)射器LO信號73提供到同相發(fā)射混頻器30。同相發(fā)射混頻器30產(chǎn)生經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的 同相信號74。在步驟52中，通過正交相位發(fā)射混頻器31將經(jīng)轉(zhuǎn)換及濾波的Q相Tx分量升 頻轉(zhuǎn)換。發(fā)射移相器29接收發(fā)射器LO信號46、將相位延遲90度且輸出正交相位發(fā)射器LO 信號75?；祛l器31混合正交相位發(fā)射器LO信號75與經(jīng)轉(zhuǎn)換及濾波的Q相Tx分量，且輸 出經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號76。在圖1中，發(fā)射移相器29被描繪為將發(fā)射器LO信號46 的相位移位“90°-cpa/2”。另外，同相發(fā)射器LO信號73被描繪為具有從發(fā)射器LO信號46移 位“+cpa/2”的相位。Cpa表示經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號76與經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信號74相 比未被移位剛好90度的相位減損。類似地，乘以“1+ ε Jl,,的乘法器77及乘以“1- ε Jl,, 的乘法器78表示發(fā)射器的同相路徑與正交相位路徑之間的增益失配。ε 3表示經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換 的同相信號74的振幅大于經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號76的振幅的增益減損。圖5展示描述僅基于同相發(fā)射器LO信號73且在與從實數(shù)I相Tx分量64獲得的 經(jīng)轉(zhuǎn)換及濾波的I相Tx分量混合之前的同相發(fā)射混頻器30的輸出的方程式79。圖5還 展示描述僅基于正交相位發(fā)射器LO信號75且在與從虛數(shù)Q相Tx分量65獲得的經(jīng)轉(zhuǎn)換及 濾波的Q相Tx分量混合之前的正交相位發(fā)射混頻器31的輸出的方程式80。方程式79描 述作為發(fā)射器LO信號46的頻率ω a、相位失配％及增益失配ε a的函數(shù)的發(fā)射混頻器的輸 出的實數(shù)部分，且方程式80描述作為發(fā)射器LO信號46的頻率Oa、相位失配cpa及增益失配 εa的函數(shù)的發(fā)射混頻器的輸出的虛數(shù)部分。在步驟53中，求和器32將經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信號74與經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正交相位信 號76相加且輸出復合RF信號81。在估計模式中，沒有信號經(jīng)由天線雙工器17傳送且由天 線18發(fā)射。在估計模式中，復合RF信號81是經(jīng)由RF環(huán)回路徑11而從發(fā)射器12的正交 混頻器傳送到接收器13的正交混頻器。在方法48的第一階段中，RF環(huán)回路徑11中的開 關82閉合。在方法48的第二階段中，開關82打開。在一個實施例中，開關82包含兩個晶 體管。當斷言了切換信號83時，開關82閉合。在一個實施例中，當將數(shù)字一寫入到I/Q校準寄存器16的第六位中時，斷言切換信號83。數(shù)字基帶IC 20通過跨越SPI串行總線15 而通信且將數(shù)字一寫入到I/Q校準寄存器16的第六位中來控制開關82。在另一實施例中，沒有專用環(huán)回路徑用以將復合RF信號81從發(fā)射器12的正交混 頻器傳送到接收器13的正交混頻器。實情為，IC 19及IC 20的襯底或芯片上系統(tǒng)(SOC) 的襯底充當RF環(huán)回路徑，且復合RF信號81是經(jīng)由襯底耦合而在發(fā)射器與接收器之間傳 送。或者，信號從發(fā)射器12到接收器13的耦合可經(jīng)由變換器而執(zhí)行。在又一實施例中，芯 片外耦合器用以將復合RF信號81從發(fā)射器12的正交混頻器傳送到接收器13的正交混頻
ο圖6展示描述發(fā)射器12的正交混頻器的經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的輸出的方程式84。方程式 84描述經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信號74與經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號76兩者。經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同 相信號74為描述由IFFT 21所輸出的I分量64及Q分量65的方程式66乘以描述用同相 發(fā)射器LO信號73產(chǎn)生的同相發(fā)射混頻器30的輸出的實數(shù)部分的方程式79的乘積。經(jīng)升 頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號76為描述I分量64及Q分量65的方程式66乘以描述用正交相位 發(fā)射器LO信號75產(chǎn)生的正交相位發(fā)射混頻器31的輸出的虛數(shù)部分的方程式80的乘積。 方程式84將經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的信號74及76描述為參考信號62的單個邊帶頻音的頻率ω。、發(fā) 射器LO信號46的頻率、發(fā)射相位失配隊及發(fā)射增益失配ε a的函數(shù)9 {χ(0·3( )}。在步驟M中，通過混合復合RF信號81與接收器LO信號47而將復合RF信號81 降頻轉(zhuǎn)換。接收頻率合成器36產(chǎn)生具有頻率的接收器LO信號47且將同相接收器LO 信號85提供到同相接收混頻器38。同相接收混頻器38產(chǎn)生經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號86。 在步驟55中，還通過混合復合RF信號81與正交相位接收LO信號87而將復合RF信號81 降頻轉(zhuǎn)換。接收移相器37接收接收器LO信號47、將相位延遲90度且輸出正交相位接收 LO信號87。混頻器39混合正交相位接收LO信號87與復合RF信號81且輸出經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換 的正交相位信號88。在圖1中，接收移相器37被描繪為將接收器LO信號47的相位移位 “90°-cpb/2”。另外，同相接收LO信號85被描繪為具有從接收器LO信號47移位“+cpb/2”的 相位。Cpb表示經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號88與經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號86相比未被移位剛 好90度的相位減損。類似地，乘以“1+ ε b/2”的乘法器89及乘以“1_ ε b/2”的乘法器90 表示接收器的同相路徑與正交相位路徑之間的增益失配。ε b表示經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號 86的振幅大于經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號88的振幅的增益減損。圖7展示描述僅基于同相接收器LO信號85且在與復合RF信號81混合之前的同 相接收混頻器38的輸出的方程式91。圖7還展示描述僅基于正交相位接收器LO信號87 且在與復合RF信號81混合之前的正交相位接收混頻器39的輸出的方程式92。方程式91 描述作為接收器LO信號47的頻率、相位失配(pb及增益失配ε 函數(shù)的接收器13的正 交混頻器的輸出的實數(shù)部分，且方程式92描述作為接收器LO信號47的頻率ωb、相位失配 9b及增益失配ε b的函數(shù)的接收器13的正交混頻器的輸出的虛數(shù)部分。當為了估計I/Q失配而表征在接收器13的正交混頻器中被降頻轉(zhuǎn)換的復合RF信 號81時，通過考慮由RF環(huán)回路徑11所引入的復合RF信號81中的衰減及延遲來獲得更準 確估計。RF環(huán)回路徑11引入未知增益、相位及延遲誤差。RF環(huán)回路徑11引起跨越從發(fā)射 器12到接收器13的信道連接的增益縮放及時間延遲。信道連接的特性通過以下方程式描 述
c ( t )=β · δ ( t - τ ) (93)其中β表示增益縮放，δ表示相移，且τ表示時間延遲。函數(shù)δ (t)表示狄拉 克(Dirac)脈沖。為了更準確地描述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號86及經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位 信號88，在計算復合RF信號81與接收器LO信號47的乘積之前，首先將接收混頻器38到 39的輸出與信道連接的特性卷積。圖8展示描述接收混頻器38到39的輸出與RF環(huán)回路徑11的特性的卷積的方程 式94到95。方程式94展示9t{c⑴作⑴},且表示方程式93與由方程式91描述的接收器13 的正交混頻器的輸出的實數(shù)部分的卷積。方程式95展示3{c(i)*b⑴丨，且表示方程式93與 方程式92中所描述的虛數(shù)部分的卷積。圖9展示表示當混合復合RF信號81與接收器LO信號47且將復合RF信號81降 頻轉(zhuǎn)換時產(chǎn)生的基帶信號的方程式96。方程式96為9l{X(0*a(0}(表示經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相 信號74的實數(shù)部分的方程式84)與|c(t)*b(t)}(表示接收混頻器38到39與RF環(huán)回路 徑11的卷積的實數(shù)部分及虛數(shù)部分的方程式94到95)的乘積。因此，方程式96為乘積 91{X⑴·3( )}· {b(0*cW}。為了簡化I/Q失配的計算，方程式96僅考慮經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信 號74同混頻器38到39與RF環(huán)回路徑11的特性的卷積的乘積，其屬于基帶帶寬內(nèi)。屬 于頻率(coa+cob)處的方程式84與方程式94到95的相乘的信號分量被忽略，因為頻率 (ω3+ω,)大約為復合RF信號21的載波頻率的兩倍且被假定為由第三低通濾波器40及第 四低通濾波器41過濾掉。經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號86由第三低通濾波器40濾波，且經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位 信號88由第四低通濾波器41濾波。RF收發(fā)器IC 19接著將經(jīng)濾波的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的信號 86及88傳遞到數(shù)字基帶IC 20。第一模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)42將經(jīng)濾波的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同 相信號86數(shù)字化，且第ADC 43將經(jīng)濾波的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號88數(shù)字化。經(jīng)數(shù)字化及濾波的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的信號86及88由第二校正電路44接收。第二校 正電路44包括四個乘法器97到100及兩個加法器101到102。經(jīng)數(shù)字化及濾波的同相信 號86由第五乘法器97及第七乘法器99接收，且經(jīng)數(shù)字化及濾波的正交相位信號88由第 六乘法器98及第八乘法器100接收。第三加法器101接收第五乘法器97及第六乘法器98 的輸出，而第四加法器102接收第七乘法器99及第八乘法器100的輸出。在方法48的估 計四個I/Q失配的第一階段中且在校正所述失配之前，第二校正電路44僅僅將未經(jīng)改變的 經(jīng)數(shù)字化及濾波的同相信號86及經(jīng)數(shù)字化及濾波的正交相位信號88繼續(xù)傳遞到快速傅立 葉變換(FFT)塊45。在第一階段中，當收發(fā)器10正在估計模式中操作時，將第六乘法器98 及第七乘法器99的乘法因子設定為零。在估計模式中，第二校正電路44以與第二校正電 路44從ADC 42接收的經(jīng)數(shù)字化及濾波的同相信號86大體上相同的形式來輸出I相Rx分 量103。在估計模式中，第二校正電路44以與第二校正電路44從ADC 43接收的經(jīng)數(shù)字化 及濾波的正交相位信號88大體上相同的形式來輸出Q相Rx分量104。在步驟56中，F(xiàn)FT塊45接收經(jīng)數(shù)字化及濾波的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的信號86及88，且將其 變換為評估信號105。經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號86及經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號88在時域中 由FFT塊45接收，且FFT塊45在頻域中輸出評估信號105。盡管參考信號62具有單個邊帶 頻音，但評估信號105具有四個邊帶頻音。四個邊帶頻音中的每一者展現(xiàn)振幅、相位及其它特性。邊帶頻音的特性由對應于圖1所指示的各種頻段(0，0. . . C+1. . . C+2. . . CL1. . . C_2. . . 0， 0,0)的復頻率系數(shù)C+1、C+2、(^及(_2來表示。假定COa > COb且COtl < (COa-COb),則具有 由復傅立葉系數(shù)c+1、C+2、CL1及(_2所界定的量值中的特性的四個邊帶頻音分別屬于頻率 ("a-wb+wo)> (ω3-ω 3-ω0)>-(ω3-ω 3+ω0) ^ "(ω^ω,-ω^ 處。圖10為在頻域中的評估信號105的圖，其展示在四個相應頻段處的復頻率系數(shù) CfCfCL1及(_2的量值。在估計模式中，復頻率系數(shù)的量值是通過測量評估信號105而確 定。在步驟57中，DSP 14確定第一邊帶頻音的第一特性C+1、第二邊帶頻音的第二特性 C+2、第三邊帶頻音的第三特性CL1及第四邊帶頻音的第四特性C_2。同時估計所有四個I/Q 減損的方法48使用評估信號105的邊帶的復振幅C+1、C+2、CL1及C_2來計算校正電路22及 44的八個乘法器的乘法因子。乘法因子對應于到校正電路22及44的I相輸入及Q相輸入 的振幅，其可彼此相加，使得復振幅CfCfCL1及(_2中的一者增加且另外三個復振幅減小。 一個復振幅的增加及另外三個復振幅的減小對應于四個I/Q減損的降低。圖11展示表示作為發(fā)射器12的增益失配ε a及相位失配cpa、接收器13的增益失配 及相位失配CPb以及RF環(huán)回路徑11的時間延遲τ的函數(shù)的復頻率系數(shù)C+pC^、。及C_2
的量值的方程式106。校正電路22及44的八個乘法器的乘法因子的確定是在若干計算中 使用評估信號105的邊帶的所觀測的復振幅CfCfCL1及C_2而執(zhí)行。首先，依據(jù)增益分量 K++、K+_、Κ_+及Κ__以及相位分量φ+及φ-而重寫方程式106。此外，依據(jù)Y表達時間延遲τ， 其中Y = cob· τ。圖12展示描述增益分量Κ++、Κ+_、Κ_+&Κ__與增益失配％及eb之間 的關系的方程式。圖13展示描述相位分量φ+及φ-與相位失配如及仰之間的關系的方程式。接著，將方程式106中所描述的復振幅劃分為其實數(shù)部分及虛數(shù)部分。圖14展示 描述方程式106的復振幅的實數(shù)部分的方程式107。圖14還展示描述方程式106的復振幅 的虛數(shù)部分的方程式108。接著重寫方程式107以將增益分量Κ++、Κ+_、Κ_+及Κ__以及相位 分量φ+及φ.表達為復振幅CyCfCL1及C_2的實數(shù)部分的線性組合。圖15展示將增益分量 及相位分量表示為復振幅的實數(shù)部分的線性組合的方程式109。圖15還展示將增益分量及 相位分量表示為復振幅的虛數(shù)部分的線性組合的方程式110。接著使用方程式109及110以求解出增益分量K++、K+_、Κ_+及Κ__。方程式109及 110的每一行的增益分量被計算為]<=(91{行}2+別行}2廣。圖16展示依據(jù)從評估信號105測 量的復頻率系數(shù)C+1、C+2、CL1及C_2表達增益分量K++、K+_、Κ_+及Κ__的方程式111到114。增 益分量的值是使用復頻率系數(shù)的測量值計算。其次，通過針對％及^而求解圖12的方程式且針對增益分量1(++、1(+_、1(_+及 κ__而插入從方程式111到114所獲得的值來確定發(fā)射器12的正交混頻器的增益減損ε a 及接收器13的正交混頻器的增益減損￡b。在方程式111到114中依據(jù)復振幅CfCfCL1 及C_2表達增益分量K++、K+_、K_+及Κ__。因此，從所觀測的復振幅CfCfCL1及C_2確定增益 減損ε 3及ε b。圖17展示依據(jù)增益分量K++、K+_、K_+及Κ__表達增益減損ε a的兩個方程式115到 116。兩個方程式115到116的結果將可能由于收發(fā)器10引入的噪聲而不相同。因此，發(fā)射 器12中的增益減損ε a的兩個值是使用所述兩個方程式確定，且對結果求平均值。圖17還 展示依據(jù)增益分量K++、K+_、Κ_+及Κ__而表達接收器13中的增益減損ε b的兩個方程式117到118。也對兩個方程式117到118的結果求平均值以獲得增益減損ε b。應注意，方程式 115到118中的、及的值不再取決于由存在于方程式111到114中的增益比例因子 β所表示的信道連接的增益。其次，確定發(fā)射器12的正交混頻器的相位失配(Pa及接收器13的正交混頻器的相 位失配(Pb。通過使用圖13的方程式，依據(jù)相位分量φ+及φ-表達相位失配Cpa及cpb，如下
φ8=φ++φ.(119)
cpa=cp+-cp-(120)。接著，從圖15的方程式109及110提取相位分量φ+及φ_。將方程式110的四個行 中的每一者除以方程式109的相應行。接著通過應用tan—1來提取相位。接著，通過將行一 及四與行二及三相加來移除由信道連接所引入的旋轉(zhuǎn)。圖18展示依據(jù)復頻率系數(shù)C+1、C+2、 CL1及C_2而表達相位分量φ+及φ-的方程式121及122。因此，相位失配cpa及cpb是從所觀測的 復振幅CfCfCL1及(_2確定。在方法48的第一階段的最后步驟中且當收發(fā)器10仍正在估計模式中操作時，確 定待用于第二階段中的乘法因子。接著，在方法48的第二階段中，當收發(fā)器10正在校正模 式中操作時，使用乘法因子來設定乘法器67到70及97到100，以便校正四個I/Q減損(增 益減損ε a及ε b以及相位失配如及啊)。在步驟58中，確定彼此相加以校正增益減損ε a及相位減損如的I相Tx分量64 及Q相Tx分量65的振幅。舉例來說，將如由乘法器67的乘法因子支配的I相Tx分量64 的振幅與如由乘法器68的乘法因子支配的Q相Tx分量65的振幅相加，使得頻率系數(shù)(C+1 及CJ中的兩者增加且另外兩個系數(shù)((；2及(_2)減小。(接收路徑的增益減損eb及相位 減損CPb的校正接著也引起頻率系數(shù)G1減小。)頻率系數(shù)的增加表示評估信號105的相應邊 帶頻音的特性(例如邊帶頻音的振幅)的增加。又，在步驟58中，確定經(jīng)數(shù)字化及濾波的 經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號86及經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號88的振幅，在所述振幅下，一個邊 帶頻音的特性增加且另外三個邊帶頻音的所述特性減小，如由所述四個邊帶頻音的頻率系 數(shù)CfC^CL1及C_2所表示。對于參考信號62在特定頻段(0，0，1，0...0，0，0)處具有單邊 帶頻音的實施方案(其產(chǎn)生在各種頻段(0，0. . . C+1. . . C+2. . . CL1. . . C_2. . . 0,0,0)處具有邊 帶頻音的評估信號105)，增加的頻率系數(shù)為C_lt)在使用不同頻段的其它實施方案中，增加 的頻率系數(shù)為C_2。乘法器67到70及97到100的乘法因子是通過假定產(chǎn)生理想升頻轉(zhuǎn)換及降頻轉(zhuǎn)
換的單位矩陣Q而計算。由收發(fā)器10所發(fā)射及接收的復數(shù)據(jù)信號表達為
χ ⑴=[識{x(i).a(i)}.b ⑴]BB(123)。通過分離實數(shù)分量與虛數(shù)分量且包括單位矩陣Q來重寫方程式123。圖19展示表 示在通過a(t)的升頻轉(zhuǎn)換且通過b(t)的降頻轉(zhuǎn)換之后復數(shù)據(jù)信號的基帶分量的所得重寫 方程式124，其中coa= ω,0因為與單位矩陣Q的相乘導致理想升頻轉(zhuǎn)換及降頻轉(zhuǎn)換，所以 與實際矩陣Q的逆矩陣(Q_0的相乘將產(chǎn)生單位矩陣且補償任何I/Q增益失配及相位失配。 因此，I/Q減損的校正是通過將數(shù)據(jù)信號乘以對應于逆矩陣Q-1的增益系數(shù)的乘法因子而實現(xiàn)。圖20展示對應于乘法器67到70及97到100的乘法因子的逆矩陣Q—1的系數(shù)。為了確定用以校正發(fā)射器12的正交混頻器的I/Q增益失配及相位失配的乘法器 67到70的乘法因子，將接收器13的正交混頻器假定為理想的，其中減損4=御=0。接著，在 方程式124中求解出Q，且從方程式79及80插入識{a(i)}及3 {a(0}的值及從方程式91及92 插入識{b⑴伋J{b(i)}的值。為了確定用以校正接收器13的正交混頻器的I/Q增益失配及 相位失配的乘法器97到100的乘法因子，將發(fā)射器12的減損設定為零，即，ε3=φ3=0。因此，
且在計算中使用增益減損ε a及相位失配cpa時，乘法器67的第一乘法因子為在圖 20的矩陣位置11處的系數(shù)；乘法器68的第二乘法因子為在矩陣位置12處的系數(shù)；乘法器 69的第三乘法因子為在矩陣位置21處的系數(shù)；且乘法器70的第四乘法因子為在矩陣位置 22處的系數(shù)。當82=如=0且在計算中使用增益減損ε b及相位失配Cpb時，乘法器97的第五乘 法因子為在矩陣位置11處的系數(shù)；乘法器98的第六乘法因子為在矩陣位置12處的系數(shù)； 乘法器99的第七乘法因子為在矩陣位置21處的系數(shù)；且乘法器100的第八乘法因子為在 矩陣位置22處的系數(shù)。當sb=(pb=0且在計算中使用增益減損ε a及相位失配(Pa時，在方程式124中求解出 Q會產(chǎn)生圖21的方程式125。接著計算Q的逆矩陣以達到由第一校正電路22用以校正發(fā) 射器12的增益減損及相位減損的增益系數(shù)。圖22展示描述四個乘法器67到70的乘法因 子的方程式126。舉例來說，為了確定乘法器67的第一乘法因子，將方程式1 的公倍數(shù)乘 以矩陣位置11，其等于(l-sa/2)*cos(cpa/2)。為了確定用以校正接收器13的正交混頻器的I/Q增益失配及相位失配的乘法器 97到100的乘法因子，將發(fā)射器12的正交混頻器假定為理想的，其中減損sa=cpa=0。接著， 關于發(fā)射器校正因子，在方程式124中求解出Q，且從方程式79、80、91及92插入沉{aW}、 J{_}、識{b(0}及鞏b(i)}的值。當sa=(pa=0且在計算中使用增益減損ε b及相位失配Cpb時，在方程式124中求解出 Q會產(chǎn)生圖23的方程式127。接著計算Q的逆矩陣以達到由第二校正電路44用以校正接 收器13的增益減損及相位減損的增益系數(shù)。圖M展示描述四個乘法器97到100的乘法 因子的方程式128。舉例來說，為了確定乘法器98的第六乘法因子，將方程式1 的公倍數(shù) 乘以矩陣位置12，其等于-(l+sb/2)*sin(cpbO)?？傊?，在方法48的第一階段中，當收發(fā)器10在估計模式中操作時，產(chǎn)生參考信號 62且觀測評估信號105。通過測量評估信號105來確定復頻率系數(shù)CfCfCL1及(_2。在 DSP ^中所執(zhí)行的一系列計算中，計算增益分量！^+工—丄+及！^以及相位分量…及^。通 過使用增益分量及相位分量，同時基于單個參考信號而確定所有四個I/Q減損(增益減損 ε 3及ε b以及相位失配qV^cpb)。四個減損是用以計算當收發(fā)器正在校正模式中操作時用 于方法48的第二階段中的八個乘法因子。最初四個乘法因子是由第一校正電路22的乘法 器用以校正發(fā)射器12的增益減損ε a及相位減損cpa，且其次四個乘法因子是由第二校正電 路44的乘法器用以校正接收器13的增益減損ε b及相位減損(Pb。當在校正模式中發(fā)射數(shù)據(jù)信號時，通過用第一校正電路22預處理數(shù)據(jù)信號以校 正發(fā)射器12的增益減損及相位減損及通過后處理用第二校正電路44接收的數(shù)據(jù)信號以校 正接收器13的增益減損及相位減損來校正I/Q減損。舉例來說，在逆傅立葉變換計算電路 21接收含有由OFDM通信系統(tǒng)的用戶所發(fā)射的信息的數(shù)據(jù)信號1 之后執(zhí)行預處理。IFFT21產(chǎn)生I相Tx分量64及Q相Tx分量65。I相Tx分量64由第一乘法器67及第三乘法 器69接收，且Q相Tx分量65由第二乘法器68及第四乘法器70接收。在方法48的校正 四個I/Q減損的第二階段中，第一校正電路22不僅僅讓未經(jīng)改變的I相分量64及Q相分 量65通過。實情為，在估計模式中所計算的乘法因子確定分量64及65中的每一者有多少 將被加到另一分量。在步驟59中，使用第一乘法因子來產(chǎn)生I相Tx分量64的衰減分量。DSP 14將包 括第一乘法因子的數(shù)字控制信號130發(fā)送到乘法器67。乘法器67將I相Tx分量64的振 幅衰減對應于第一乘法因子的量。在一個實施例中，所有乘法因子均引起乘法器將分量64 及65衰減。在另一實施例中，乘法因子引起乘法器放大或衰減分量64及65。在步驟60中，當乘法器68將Q相Tx分量65的振幅衰減對應于第二乘法因子的 量時，產(chǎn)生Q相Tx分量65的衰減分量。在步驟61中，將I相Tx分量64的衰減分量加到Q相Tx分量65的衰減分量。第 一加法器71接收第一乘法器67及第二乘法器68的輸出，且產(chǎn)生經(jīng)校正的I相Tx分量131。另外，乘法器69將I相Tx分量64衰減對應于第三乘法因子的量，且乘法器70將 Q相Tx分量65衰減對應于第四乘法因子的量。第二加法器72接收第三乘法器69及第四 乘法器70的輸出，且產(chǎn)生經(jīng)校正的Q相Tx分量132。通過將少量正交相位分量加到同相 分量且反之亦然，每一分量的相位與振幅兩者被修改且借此被校正。首先預處理數(shù)據(jù)信號 129以補償稍后由發(fā)射正交混頻器所引入的I/Q增益減損及相位減損，且接著將數(shù)據(jù)信號 129升頻轉(zhuǎn)換且作為經(jīng)校正的發(fā)射信號133而發(fā)射。校正模式還涉及后處理經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的所接收信號以補償由接收正交混頻器所引 入的I/Q增益減損及相位減損。第二校正電路44校正所接收的RF復合信號以補償接收器 13的正交混頻器的I/Q失配。RF接收信號134被接收到天線18上、通過雙工器17、由低噪 聲放大器34放大，且接著由接收器13的正交混頻器降頻轉(zhuǎn)換。正交混頻器輸出經(jīng)降頻轉(zhuǎn) 換的同相信號86及經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號88。接著將信號86及88濾波及數(shù)字化。 經(jīng)數(shù)字化及濾波的同相信號86由第五乘法器97及第七乘法器99接收，且經(jīng)數(shù)字化及濾波 的正交相位信號88由第六乘法器98及第八乘法器100接收。接著使用在估計模式中所計 算的乘法因子以支配信號86及88中的每一者有多少將由第二校正電路44加到另一信號。舉例來說，使用第五乘法因子來產(chǎn)生經(jīng)數(shù)字化及濾波的同相信號86的衰減分量。 DSP 14將包括第五乘法因子的數(shù)字控制信號135發(fā)送到乘法器97。乘法器97將經(jīng)數(shù)字化 及濾波的同相信號86衰減對應于第五乘法因子的量。另外，當乘法器98將經(jīng)數(shù)字化及濾 波的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號88的振幅衰減對應于第六乘法因子的量時，產(chǎn)生經(jīng)數(shù)字 化及濾波的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號88的衰減分量。接著，將信號88的衰減分量加到 信號86的衰減分量。第三加法器101接收第五乘法器97及第六乘法器98的輸出，且產(chǎn)生 經(jīng)校正的I相Rx分量136。另外，乘法器99將經(jīng)數(shù)字化及濾波的同相信號86衰減對應于第七乘法因子的量， 且乘法器100將經(jīng)數(shù)字化及濾波的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號88衰減對應于第八乘法因 子的量。第四加法器102接收第七乘法器99及第八乘法器100的輸出，且產(chǎn)生經(jīng)校正的Q 相Rx分量137。傅立葉變換計算電路45接著將經(jīng)校正的I相Rx分量136及經(jīng)校正的Q相 Rx分量137變換為經(jīng)校正的基帶信號138。接著將經(jīng)校正的基帶信號138的數(shù)字流轉(zhuǎn)換為符號以用于后續(xù)數(shù)字信號處理。第二校正電路44已從經(jīng)校正的基帶信號138移除由接收 器13的正交混頻器所引入的增益減損eb及相位減損cpb。因此，在校正模式中，收發(fā)器10 既預處理待發(fā)射的數(shù)據(jù)信號又后處理所接收的數(shù)據(jù)信號，以校正由發(fā)射器及接收器的正交 混頻器所引入的四個I/Q增益失配及相位失配。第一校正電路22在升頻轉(zhuǎn)換及發(fā)射數(shù)據(jù) 信號1 之前預處理數(shù)據(jù)信號129，以便校正將由發(fā)射器12所引入的增益減損ε a及相位 失配cpa。第二校正電路44在接收及降頻轉(zhuǎn)換RF接收信號134之后后處理信號134，以便校 正由接收器13所引入的增益減損eb及相位失配(Pb。如由方程式107所指示，當?shù)谝恍Ｕ?電路22及第二校正電路44通過將同相分量與正交相位分量彼此相加來補償I/Q減損時， 頻率系數(shù)CL1增加且頻率系數(shù)C+1、C+2及C_2減小。在第一校正電路22及第二校正電路44 完全校正四個I/Q減損的理想狀況下，頻率系數(shù)C+1、C+2及C_2不具有振幅。在此理想狀況 下，圖10的圖將僅展現(xiàn)一個峰值，所述峰值接近于對應于頻率系數(shù)CL1的頻段-40。在信道 連接的特性不理想的情況下，且在RF環(huán)回路徑11引起跨越信道連接的增益縮放及時間延 遲的情況下，信道連接的減損會影響頻率系數(shù)。因此，信道連接的減損同等地改變所有邊帶 的相位且不改變頻率系數(shù)的相對量值。在一個實施例中，在正常操作期間，當OFDM系統(tǒng)的用戶正發(fā)送及接收數(shù)據(jù)信號 時，收發(fā)器10的操作在發(fā)射用戶數(shù)據(jù)與重新校準發(fā)射鏈及接收鏈之間交替。在已發(fā)射及接 收數(shù)據(jù)信號達預定時間量之后，收發(fā)器10進入其估計模式。在一個實施方案中，頻率合成 器36從用以降頻轉(zhuǎn)換所接收的數(shù)據(jù)信號的頻率改變用于估計模式中的LO信號47的頻率 b。舉例來說，將頻率改變?yōu)樵谟砂l(fā)射頻率合成器觀所產(chǎn)生的頻率Oa的約100千赫 內(nèi)且用以升頻轉(zhuǎn)換待發(fā)射的信號。收發(fā)器10接著產(chǎn)生參考信號62、評估評估信號105且確 定乘法因子。接著，在已重新校準發(fā)射鏈及接收鏈之后，收發(fā)器10交替回到校正模式且發(fā) 射及接收含有語音通信及數(shù)據(jù)通信的數(shù)據(jù)信號。在校正模式中，收發(fā)器10再次使用由政府 頻譜授權機構所規(guī)定的LO信號47的原始頻率cob。在另一實施例中，收發(fā)器10僅在為包 括收發(fā)器10的移動通信裝置加電時才進入其估計模式。在加電時的校準之后，收發(fā)器在校 正模式中操作。圖25為收發(fā)器10的實施例的示意性框圖，其中校正電路位于模擬RF收發(fā)器IC 19中，而非位于數(shù)字基帶IC 20中。因此，同時估計發(fā)射器與接收器兩者的增益失配及相 位失配的方法在模擬域中校正I/Q減損。第一校正電路22位于模擬RF收發(fā)器IC 19上且 接收由第一 DAC 23所輸出的模擬I相Tx分量以及由DAC M所輸出的模擬Q相Tx分量兩 者。I相Tx分量64與Q相Tx分量65的衰減分量在模擬域中彼此相加且作為經(jīng)校正的I 相Tx分量131及經(jīng)校正的Q相Tx分量132而輸出。類似地，第二校正電路44也位于模擬 RF收發(fā)器IC 19上且接收經(jīng)濾波的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號86及經(jīng)濾波的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正 交相位信號88。第二校正電路44接著將信號86與信號88的衰減分量彼此相加且輸出經(jīng) 校正的I相Rx分量136及經(jīng)校正的Q相Rx分量137。接著通過ADC42將經(jīng)校正的I相Rx 分量136數(shù)字化，且通過ADC 43將經(jīng)校正的Q相Rx分量137數(shù)字化。圖25的實施例的模擬校正電路由I/Q校正寄存器控制。數(shù)字基帶IC 20將乘法 因子及其它校正信息跨越SPI串行總線15、通過I/Q校正寄存器傳達到校正電路。舉例來 說，圖25展示控制第二校正電路44的乘法器97到100的I/Q校正寄存器139。圖25中未 展示控制第一校正電路22的I/Q校正寄存器。在一個方面中，乘法器97由從I/Q校正寄
20存器139接收的校正信號控制。當將數(shù)字一寫入到I/Q校正寄存器139的第八位中時斷言 控制信號140，且當將數(shù)字一寫入到I/Q校正寄存器139的第七位中時斷言控制信號141。 在其它方面中，使用兩個以上控制信號以設定每一乘法器的乘法因子。數(shù)字基帶IC 20通 過跨越SPI串行總線15進行通信且將數(shù)字值00、01、10或11寫入到I/Q校正寄存器139 的第七位及第八位中來設定乘法器97的乘法因子。圖沈為收發(fā)器10的另一實施例的示意性框圖，其中I/Q減損未經(jīng)預處理及后處 理，而是在其來源處經(jīng)校正。圖沈的實施例包括在正交混頻器內(nèi)的校正乘法器及校正移位 器，其補償增益失配及相位失配。在無校正的情況下，同相發(fā)射器LO信號73具有從正交相 位發(fā)射器LO信號75移位如的相位。在圖沈中，發(fā)射移相器四中的“90°-cpa/2”及移相器 29上方的“+cpa/2”表示由發(fā)射器12的正交混頻器所引入的相位失配(Pa。在一個實施例中， 模擬發(fā)射移相器四由來自I/Q校正寄存器的校正信號控制。改變由發(fā)射移相器四所產(chǎn)生 的相移，以便消除相位失配如。DSP 14通過寫入I/Q校正寄存器的位而使用從方程式119 獲得的相位失配CPa控制發(fā)射移相器四。在另一實施例中，將校正移位器142加到正交混頻 器，以便將正交相位發(fā)射器LO信號75的相位移位量-cpa，其校正由正交混頻器所引入的+Cpa 相位失配。在圖沈中，乘法器77及78表示經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信號74與經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正交 相位信號76之間的增益失配ea。將模擬壓控校正放大器143加到正交混頻器，以便將信 號74衰減量-ε a/2，其校正由正交混頻器引入到信號74中的+ ε Jl增益失配。類似地， 將模擬壓控校正放大器144加到正交混頻器，以便將信號76放大量+ ε a/2，其校正由正交 混頻器引入到信號76中的-ε a/2增益失配。DSP 14通過向I/Q校正寄存器的位進行寫入 而使用從圖17中的方程式115獲得的增益失配ε a來控制壓控放大器143及144。在一些 實施方案中，增益失配ε a為負數(shù)量，使得放大器143放大信號74且放大器144將信號76 衰減。圖沈的實施例還包括在接收器13的正交混頻器內(nèi)的校正乘法器及校正移位器。 在一個實施例中，發(fā)射路徑及接收路徑的正交混頻器兩者均具有將LO信號向一個混頻器 移位9a或CPb的單個校正移位器，例如校正移位器142。在另一實施例中，每一正交混頻器具 有兩個校正移位器，其中的每一者將LO信號向兩個混頻器中的一者移位φ/2。圖兌明關 于接收器13的正交混頻器的雙移位器實施例。將校正移位器145加到接收正交混頻器，以 便將同相接收器LO信號85的相位移位量-(pb/2，其校正由正交混頻器引入到信號85中的 +cpb/2相位失配。類似地，將校正移位器146加到接收正交混頻器，以便將正交相位接收器 LO信號87的相位移位量+cpb/2，其校正由正交混頻器引入到信號87中的-cpb/2相位失配。另 外，將校正放大器147加到正交混頻器，以便將經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號86衰減量-ε a/2，其 校正由正交混頻器引入到信號86中的+ ε Jl增益失配。類似地，將校正放大器148加到 正交混頻器，以便將經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號88放大量+ ε a/2，其校正由正交混頻器引 入到信號88中的-ε Jl增益失配。圖沈的實施例的校正移位器及校正乘法器由I/Q校正寄存器控制。數(shù)字基帶IC 20將校正信息跨越SPI串行總線15、通過I/Q校正寄存器傳達到校正移位器及校正乘法 器。校正信息包括從圖17中的方程式115到118獲得的增益失配ε 3及ε b以及從方程式 119到120獲得的相位失配Cpa及cpb。舉例來說，圖沈展示控制接收器13的正交混頻器的校正移位器145到146及校正乘法器147到148的I/Q校正寄存器149。圖沈中未展示控 制發(fā)射器12的正交混頻器的校正移位器及校正乘法器的I/Q校正寄存器。校正移位器及 校正乘法器由從I/Q校正寄存器149接收的校正信號控制。舉例來說，當將數(shù)字一寫入到 I/Q校正寄存器149的第八位中時斷言控制信號150，且當將數(shù)字一寫入到I/Q校正寄存器 149的第七位中時斷言控制信號151。在其它實例中，使用兩個以上控制信號來設定校正乘 法器147的衰減量。數(shù)字基帶IC 20通過跨越SPI串行總線15而通信且將數(shù)字值寫入到 I/Q校正寄存器149的八個位中來設定校正乘法器147到148的衰減量及放大量以及校正 移位器145到146的相位延遲。在一個或一個以上示范性實施例中，所描述的功能可以硬件、軟件、固件或其任何 組合來實施。如果以軟件實施，則所述功能可作為一個或一個以上指令或代碼而存儲于計 算機可讀媒體上或經(jīng)由計算機可讀媒體而傳輸。計算機可讀媒體包括計算機存儲媒體與通 信媒體兩者，通信媒體包括促進將計算機程序從一個位置傳送到另一位置的任何媒體。存 儲媒體可為可由計算機存取的任何可用媒體。通過實例而非限制，這些計算機可讀媒體可 包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盤存儲裝置、磁盤存儲裝置或其它磁性存儲裝置， 或可用以載運或存儲指令或數(shù)據(jù)結構的形式的所要程序代碼且可由計算機存取的任何其 它媒體。又，可恰當?shù)貙⑷魏芜B接稱作計算機可讀媒體。舉例來說，如果使用同軸電纜、光 纖電纜、雙絞線、數(shù)字用戶線(DSL)或例如紅外線、無線電及微波的無線技術從網(wǎng)站、服務 器或其它遠程源傳輸軟件，則同軸電纜、光纖電纜、雙絞線、DSL或例如紅外線、無線電及微 波的無線技術包括于媒體的定義中。如本文中所使用的磁盤及光盤包括壓縮光盤(CD)、激 光光盤、光盤、數(shù)字化通用光盤(DVD)、軟性磁盤及藍光光盤，其中磁盤通常以磁性方式再生 數(shù)據(jù)，而光盤利用激光以光學方式再生數(shù)據(jù)。以上的組合也應包括于計算機可讀媒體的范 圍內(nèi)。盡管已出于指導目的而結合某些特定實施例來描述在觀測單個評估信號之后確 定發(fā)射路徑與接收路徑兩者的增益失配及相位失配的收發(fā)器，但收發(fā)器不限于此。舉例來 說，收發(fā)器10被描述為在數(shù)字信號處理器中執(zhí)行估計模式的計算。在其它實施例中，所述 計算是在數(shù)字基帶IC的其它部分中執(zhí)行。舉例來說，所述計算在嵌入式微控制器中或在嵌 入式可編程邏輯中執(zhí)行。收發(fā)器10被描述為使用從寄存器發(fā)送的控制信號來控制校正電 路、校正移位器及校正乘法器。在其它實施例中，直接從數(shù)字基帶IC發(fā)送控制信號。同時 計算所有四個I/Q減損的方法被描述為在移動通信裝置中執(zhí)行。在其它實施例中，所述方 法是在從移動通信裝置接收信號及將信號發(fā)射到移動通信裝置的基站中執(zhí)行。提供所揭示 實施例的先前描述以使任何所屬領域的技術人員均能夠制造或使用步進式增益混頻器。在 不偏離所揭示標的物的精神或范圍的情況下，對這些實施例的各種修改對于所屬領域的技 術人員來說將是顯而易見的，且可將本文中所定義的一般原理應用于其它實施例。因此，用 于在觀測單個評估信號之后確定發(fā)射路徑與接收路徑兩者的增益失配及相位失配的所揭 示方法不意圖限于本文中所展示的實施例，而應符合與本文中所揭示的原理及新穎特征一 致的最廣范圍。
權利要求
1.一種方法，其包含(a)將參考信號接收到發(fā)射路徑的正交混頻器中，其中所述發(fā)射路徑展現(xiàn)增益失配及 相位失配；(b)使用所述參考信號產(chǎn)生經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的RF信號；(c)將所述經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的RF信號經(jīng)由RF環(huán)回路徑發(fā)射到接收路徑的正交混頻器，其中 所述接收路徑展現(xiàn)增益失配及相位失配；(d)使用所述經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的RF信號產(chǎn)生經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的評估信號；以及(e)使用所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的評估信號確定所述發(fā)射路徑的所述增益失配及所述相位失 配以及所述接收路徑的所述增益失配及所述相位失配。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中所述發(fā)射路徑的所述正交混頻器為基于正交頻分 多路復用(OFDM)及頻分雙工(FDD)進行通信的通信裝置的一部分。
3.根據(jù)權利要求2所述的方法，其中所述通信裝置執(zhí)行數(shù)據(jù)信號的規(guī)則發(fā)射，且其中 在不使用數(shù)據(jù)信號的所述規(guī)則發(fā)射中除了所述RF環(huán)回路徑以外原本不使用的硬件的情況 下執(zhí)行所述確定所述發(fā)射路徑的所述增益失配及所述相位失配以及所述接收路徑的所述 增益失配及所述相位失配。
4.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中所述評估信號具有具有第一振幅的第一邊帶頻 音、具有第二振幅的第二邊帶頻音、具有第三振幅的第三邊帶頻音，及具有第四振幅的第四 邊帶頻音，且其中基于所述第一振幅、所述第二振幅、所述第三振幅及所述第四振幅而確定 所述發(fā)射路徑的所述增益失配及所述相位失配以及所述接收路徑的所述增益失配及所述 相位。
5.一種方法，其包含(a)產(chǎn)生參考信號；(b)將所述參考信號變換為同相Tx分量及正交相位Tx分量；(c)通過混合所述同相Tx分量與同相發(fā)射器振蕩器信號來產(chǎn)生經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信號；(d)通過混合所述正交相位Tx分量與正交相位發(fā)射器振蕩器信號來產(chǎn)生經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換 的正交相位信號；(e)通過將所述經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信號與所述經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號相加來產(chǎn)生 復合RF信號；(f)通過混合所述復合RF信號與同相接收器振蕩器信號來產(chǎn)生經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號；(g)通過混合所述復合RF信號與正交相位接收器振蕩器信號來產(chǎn)生經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正 交相位信號；(h)將所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號及所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號變換為評估信 號，其中所述評估信號具有具有第一特性的第一邊帶頻音、具有第二特性的第二邊帶頻 音、具有第三特性的第三邊帶頻音，及具有第四特性的第四邊帶頻音；(i)確定所述第一特性、所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性；以及(j)確定所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號的振幅及所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號的振 幅，在所述振幅下，所述第一特性增加且所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性中的每一者減小。
6.根據(jù)權利要求5所述的方法，其中所述同相發(fā)射器振蕩器信號具有第一頻率且所述 同相接收器振蕩器信號具有第二頻率，且其中所述第一頻率不同于所述第二頻率。
7.根據(jù)權利要求5所述的方法，其中所述特性為振幅。
8.根據(jù)權利要求5所述的方法，其中所述第一特性為所述第一邊帶頻音的振幅與相位 的組合。
9.根據(jù)權利要求8所述的方法，其中由復傅立葉系數(shù)界定所述第一特性。
10.根據(jù)權利要求5所述的方法，其中在頻域中產(chǎn)生所述參考信號且所述參考信號具 有僅在一個頻段中的振幅。
11.根據(jù)權利要求5所述的方法，其中所述參考信號具有單個邊帶頻音。
12.根據(jù)權利要求5所述的方法，其進一步包含(k)產(chǎn)生所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號的衰減分量；(1)產(chǎn)生所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號的衰減分量；以及(m)將所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號的所述衰減分量加到所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信 號的所述衰減分量。
13.根據(jù)權利要求5所述的方法，其中在模擬集成電路上執(zhí)行(e)中的所述產(chǎn)生，且其 中在數(shù)字集成電路上執(zhí)行(h)中的所述變換。
14.根據(jù)權利要求5所述的方法，其中在時域中執(zhí)行(e)中的所述產(chǎn)生，且其中在頻域 中執(zhí)行(h)中的所述變換。
15.根據(jù)權利要求5所述的方法，其中所述同相Tx分量具有振幅且其中所述正交相位 Tx分量具有振幅，所述方法進一步包含(k)調(diào)整所述同相Tx分量的所述振幅及所述正交相位Tx分量的所述振幅；以及(1)將所述經(jīng)調(diào)整的同相Tx分量加到所述經(jīng)調(diào)整的正交相位Tx分量。
16.一種電路，其包含第一乘法器，其接收經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號且產(chǎn)生具有振幅的第一衰減分量信號；第二乘法器，其接收經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號且產(chǎn)生具有振幅的第二衰減分量信 號，其中具有單個邊帶頻音的數(shù)據(jù)信號經(jīng)發(fā)射且用以產(chǎn)生所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號及所 述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號；第三乘法器，其接收所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號且產(chǎn)生具有振幅的第三衰減分量信號；第四乘法器，其接收所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號且產(chǎn)生具有振幅的第四衰減分量 信號；第一加法器，其通過將所述第二衰減分量信號加到所述第一衰減分量信號來產(chǎn)生同相 分量信號；第二加法器，其通過將所述第三衰減分量信號加到所述第四衰減分量信號來產(chǎn)生正交 相位分量信號；以及傅立葉變換計算電路，其使用所述同相分量信號及所述正交相位分量信號來產(chǎn)生經(jīng)校 正的信號，其中所述經(jīng)校正的信號具有具有第一特性的第一邊帶頻音、具有第二特性的第 二邊帶頻音、具有第三特性的第三邊帶頻音，及具有第四特性的第四邊帶頻音，且其中所述第一乘法器調(diào)整所述第一衰減分量信號的所述振幅，所述第二乘法器調(diào)整所述第二衰減分 量信號的所述振幅，所述第三乘法器調(diào)整所述第三衰減分量信號的所述振幅且所述第四乘 法器調(diào)整所述第四衰減分量信號的所述振幅，均使得所述第一特性增加且所述第二特性、 所述第三特性及所述第四特性減小。
17.根據(jù)權利要求16所述的電路，其中所述經(jīng)校正的信號為評估信號。
18.根據(jù)權利要求16所述的電路，其中所述特性為振幅。
19.根據(jù)權利要求16所述的電路，其中所述第一特性是由復傅立葉系數(shù)界定。
20.根據(jù)權利要求16所述的電路，其中所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號是在由所述第一乘 法器及所述第三乘法器接收之前經(jīng)濾波及數(shù)字化，且其中所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號 是在由所述第二乘法器及所述第四乘法器接收之前經(jīng)濾波及數(shù)字化。
21.根據(jù)權利要求16所述的電路，其中由所述第一乘法器及所述第三乘法器接收的所 述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號為經(jīng)數(shù)字化的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號，且其中由所述第二乘法器 及所述第四乘法器接收的所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號為經(jīng)數(shù)字化的經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正 交相位信號，所述電路進一步包含第一模_數(shù)轉(zhuǎn)換器，其接收模擬經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號且輸出所述經(jīng)數(shù)字化的經(jīng)降頻 轉(zhuǎn)換的同相信號；以及第二模_數(shù)轉(zhuǎn)換器，其接收模擬經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號且輸出所述經(jīng)數(shù)字化的經(jīng) 降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號。
22.根據(jù)權利要求21所述的電路，其中所述模擬經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號是在由所述第 一模_數(shù)轉(zhuǎn)換器接收之前經(jīng)濾波。
23.根據(jù)權利要求16所述的電路，其進一步包含逆傅立葉變換計算電路，其接收所述數(shù)據(jù)信號且產(chǎn)生同相分量及正交相位分量，其中 所述同相分量及所述正交相位分量是用以產(chǎn)生所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號及所述經(jīng)降頻 轉(zhuǎn)換的正交信號。
24.根據(jù)權利要求16所述的電路，其中所述電路為基于正交頻分多路復用(OFDM)及頻 分雙工(FDD)進行通信的通信裝置的一部分。
25.一種在第一模式中及在第二模式中操作的電路，其包含逆傅立葉變換計算電路，其輸出I相Tx分量及Q相Tx分量；第一校正電路，其具有接收所述I相Tx分量的第一乘法器及第三乘法器且具有接收所 述Q相Tx分量的第二乘法器及第四乘法器；第二校正電路，其具有接收經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號的第五乘法器及第七乘法器且具有 接收經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號的第六乘法器及第八乘法器，其中所述第二校正電路產(chǎn)生 I相Rx分量及Q相Rx分量；傅立葉變換計算電路，其接收所述I相Rx分量及所述Q相Rx分量；以及數(shù)字信號處理器，其中在所述第一模式中，所述逆傅立葉變換計算電路接收參考信號 且所述傅立葉變換計算電路產(chǎn)生評估信號，其中所述評估信號具有具有第一特性的第一 邊帶頻音、具有第二特性的第二邊帶頻音、具有第三特性的第三邊帶頻音，及具有第四特性 的第四邊帶頻音，其中所述數(shù)字信號處理器使用所述評估信號確定所述第一特性、所述第 二特性、所述第三特性及所述第四特性，其中所述數(shù)字信號處理器確定所述第一乘法器及所述第三乘法器將所述I相Tx分量衰減的第一乘法因子及第三乘法因子、所述第二乘法器 及所述第四乘法器將所述Q相Tx分量衰減的第二乘法因子及第四乘法因子、所述第五乘法 器及所述第七乘法器將所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號衰減的第五乘法因子及第七乘法因子 以及所述第六乘法器及所述第八乘法器將所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號衰減的第六乘 法因子及第八乘法因子，且其中所述數(shù)字信號處理器確定所述第一乘法因子、第二乘法因 子、第三乘法因子、第四乘法因子、第五乘法因子、第六乘法因子、第七乘法因子及第八乘法 因子，使得所述第一特性增加且所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性中的每一者 減小。
26.根據(jù)權利要求25所述的電路，其中在所述第二模式中，所述逆傅立葉變換計算電 路接收數(shù)據(jù)信號且所述傅立葉變換計算電路輸出經(jīng)校正的基帶信號，且其中在第一模式中 及在第二模式中操作的所述電路使用在所述第一模式中確定的所述第一乘法因子、第二乘 法因子、第三乘法因子、第四乘法因子、第五乘法因子、第六乘法因子、第七乘法因子及第八 乘法因子產(chǎn)生在所述第二模式中由所述傅立葉變換計算電路接收的所述I相Rx分量及所 述Q相Rx分量。
27.根據(jù)權利要求25所述的電路，其中所述特性為振幅。
28.根據(jù)權利要求25所述的電路，其中所述第一特性為所述第一邊帶頻音的振幅與相 位的組合。
29.根據(jù)權利要求25所述的電路，其中所述第一特性是由復傅立葉系數(shù)界定。
30.根據(jù)權利要求25所述的電路，其中所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號是在由所述第五乘 法器及所述第七乘法器接收之前經(jīng)濾波及數(shù)字化，且其中所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號 是在由所述第六乘法器及所述第八乘法器接收之前經(jīng)濾波及數(shù)字化。
31.根據(jù)權利要求25所述的電路，其中所述第一校正電路進一步包含第一加法器及第 二加法器，其中所述第一加法器耦合到所述第一乘法器及所述第三乘法器，其中所述第二 加法器耦合到所述第二乘法器及所述第四乘法器，其中所述第二校正電路進一步包含第三 加法器及第四加法器，其中所述第三加法器耦合到所述第五乘法器及所述第六乘法器，且 其中所述第四加法器耦合到所述第七乘法器及所述第八乘法器。
32.根據(jù)權利要求25所述的電路，其中所述第一校正電路輸出I發(fā)射分量及Q發(fā)射分 量，且其中所述第二校正電路接收I接收分量及Q接收分量，所述電路進一步包含發(fā)射正交混頻器，其接收所述I發(fā)射分量及Q發(fā)射分量且輸出復合RF信號；接收正交混頻器，其接收所述復合RF信號且輸出所述I接收分量及Q接收分量；以及RF環(huán)回路徑，所述復合RF信號是經(jīng)由所述RF環(huán)回路徑而從所述發(fā)射正交混頻器傳送 到所述接收正交混頻器。
33.根據(jù)權利要求31所述的電路，其中所述電路為數(shù)字基帶集成電路的一部分。
34.一種用于存儲指令的處理器可讀媒體，所述指令可在無線裝置中操作以(a)產(chǎn)生參考信號；(b)將所述參考信號變換為同相Tx分量及正交相位Tx分量，其中經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信 號是通過混合所述同相Tx分量與同相發(fā)射器振蕩器信號而產(chǎn)生，其中經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正交 相位信號是通過混合所述正交相位Tx分量與正交相位發(fā)射器振蕩器信號而產(chǎn)生，其中復 合RF信號是通過將所述經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信號與所述經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號相加而產(chǎn)生，其中經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號是通過混合所述復合RF信號與同相接收器振蕩器信號 而產(chǎn)生，且其中經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號是通過混合所述復合RF信號與正交相位接收 器振蕩器信號而產(chǎn)生；(c)將所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號及所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號變換為評估信 號，其中所述評估信號具有具有第一特性的第一邊帶頻音、具有第二特性的第二邊帶頻 音、具有第三特性的第三邊帶頻音，及具有第四特性的第四邊帶頻音；(d)確定所述第一特性、所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性；以及(e)確定所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號的振幅及所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號的振 幅，在所述振幅下，所述第一特性增加且所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性中的 每一者減小。
35.根據(jù)權利要求34所述的處理器可讀媒體，其中所述同相發(fā)射器振蕩器信號具有第 一頻率且所述同相接收器振蕩器信號具有第二頻率，且其中所述第一頻率不同于所述第二 頻率。
36.根據(jù)權利要求34所述的處理器可讀媒體，其中所述第一特性為所述第一邊帶頻音 的振幅與相位的組合。
37.根據(jù)權利要求34所述的處理器可讀媒體，其中所述參考信號是在頻域中產(chǎn)生且具 有僅在一個頻段中的振幅。
38.根據(jù)權利要求34所述的處理器可讀媒體，其中所述參考信號具有單個邊帶頻音。
39.根據(jù)權利要求34所述的處理器可讀媒體，且其進一步用于存儲指令，所述指令可 在所述無線裝置中操作以(k)調(diào)整所述同相Tx分量的振幅及所述正交相位Tx分量的振幅；以及(1)將所述經(jīng)調(diào)整的同相Tx分量加到所述經(jīng)調(diào)整的正交相位Tx分量。
40.一種電路，其包含(a)第一校正電路，其校正經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的同相信號與經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號之間 的升頻轉(zhuǎn)換相位失配與升頻轉(zhuǎn)換增益失配兩者，其中所述第一校正電路將I相Tx分量乘以 第一乘法因子及第三乘法因子，且其中所述第一校正電路將Q相Tx分量乘以第二乘法因子 及第四乘法因子；(b)第二校正電路，其校正經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的同相信號與經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的正交相位信號之間 的降頻轉(zhuǎn)換相位失配與降頻轉(zhuǎn)換增益失配兩者，其中所述第二校正電路將所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換 的同相信號乘以第五乘法因子及第七乘法因子，其中所述第二校正電路將所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換 的正交相位信號乘以第六乘法因子及第八乘法因子；以及(c)用于基于評估單個評估信號而確定所述第一乘法因子、第二乘法因子、第三乘法因 子、第四乘法因子、第五乘法因子、第六乘法因子、第七乘法因子及第八乘法因子的裝置。
41.根據(jù)權利要求40所述的電路，其中所述單個評估信號是從單個參考信號產(chǎn)生的， 且其中所述單個參考信號具有單個邊帶頻音。
42.根據(jù)權利要求40所述的電路，其中所述第一校正電路包含第一加法器及第二加法 器，其中所述第一加法器耦合到第一乘法器及第三乘法器，其中所述第二加法器耦合到第 二乘法器及第四乘法器，其中所述第二校正電路包含第三加法器及第四加法器，其中所述 第三加法器耦合到第五乘法器及第六乘法器，其中所述第四加法器耦合到第七乘法器及第八乘法器，且其中所述第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、第五乘法器、第 六乘法器、第七乘法器及第八乘法器分別應用所述第一乘法因子、第二乘法因子、第三乘法 因子、第四乘法因子、第五乘法因子、第六乘法因子、第七乘法因子及第八乘法因子。
43.根據(jù)權利要求40所述的電路，其中所述電路為基于正交頻分多路復用(OFDM)及頻 分雙工(FDD)進行通信的通信裝置的一部分。
全文摘要
同時估計OFDM FDD收發(fā)器的發(fā)射路徑與接收路徑兩者的I/Q增益失配及相位失配。當所述發(fā)射路徑對具有單個邊帶頻音的參考信號執(zhí)行IQ調(diào)制時，產(chǎn)生經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的RF信號。將所述經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的RF信號經(jīng)由環(huán)回路徑發(fā)送到所述接收路徑。當所述接收路徑對所述經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的RF信號執(zhí)行IQ解調(diào)時，產(chǎn)生經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的評估信號。使用所述單個評估信號確定所述發(fā)射路徑增益失配及相位失配以及所述接收路徑增益失配及相位失配。在不使用數(shù)據(jù)信號的規(guī)則發(fā)射中原本不使用的重要硬件的情況下估計所述四個I/Q失配。通過將同相信號與正交相位信號的衰減分量彼此相加而預處理所述經(jīng)升頻轉(zhuǎn)換的RF信號及后處理所述經(jīng)降頻轉(zhuǎn)換的RF信號來校正數(shù)據(jù)信號中的所述I/Q失配。
文檔編號H04L27/36GK102090037SQ200980127472
公開日2011年6月8日 申請日期2009年7月30日 優(yōu)先權日2008年7月30日
發(fā)明者邁克爾·科爾曼 申請人:高通股份有限公司