專利名稱：基于物理層前導優(yōu)化的同步方法及系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無線通信領域，尤其涉及一種基于物理層前導優(yōu)化的同步方法及系統(tǒng)。

背景技術：
隨著寬帶無線通信技術的不斷發(fā)展和廣泛應用，正交頻分復用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術成為新一代無線移動通信系統(tǒng)最有前途的核心技術。OFDM系統(tǒng)的一大缺點是容易受同步偏差影響，對于基于OFDM的通信系統(tǒng)而言，符號和頻率同步是非常重要的。由于子信道的頻譜相互覆蓋，這就對它們之間的正交性提出了嚴格的要求。由于無線信道的時變性，傳輸過程中出現(xiàn)的無線信號頻譜偏移或發(fā)射機與接收機本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會使OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生子信道間干擾ICI。沒有正確的符號定時同步，系統(tǒng)也不可能估計出正確的幀起始位置，系統(tǒng)性能的穩(wěn)定性會隨著定時誤差的出現(xiàn)而降低。所以，同步問題是OFDM系統(tǒng)需要解決的重要問題。
在無線OFDM系統(tǒng)中，目前國內外實現(xiàn)OFDM的同步方法主要分為2類數(shù)據(jù)輔助方法、非數(shù)據(jù)輔助方法。數(shù)據(jù)輔助方法的思想是引入特殊的同步塊，采用PN序列或導頻等附加信息，通過改變導頻或訓練符號的結構、碼型，以便更容易進行同步信息的提取和提高同步估計的準確度，其性能較好，捕獲時間短，估計精度高，但會造成帶寬和功率的損失。非數(shù)據(jù)輔助方法的思想是從發(fā)送信號已有的結構(如CP)、接收機其他處理部分(如信道估計處)、或者對經(jīng)過FFT變換后的信號本身進行處理，進一步提取同步信息，可分為全盲或半盲兩種方法，這種方法簡單，容易實現(xiàn)，但通常需要接收到幾十個或上百個OFDM符號后才能達到一個較高的估計精度，捕獲時間長，同步范圍較小，性能稍差。


發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于提供一種基于物理層前導優(yōu)化的同步方法及系統(tǒng)?；诒景l(fā)明，可以大大降低OFDM系統(tǒng)的復雜度并實現(xiàn)在惡劣條件下的精確OFDM定時同步和頻率同步。
本發(fā)明一種基于物理層前導優(yōu)化的同步方法中，所述物理層為IEEE802.16e協(xié)議的物理層，所述同步方法包括如下步驟前導格式設定步驟，基于所述IEEE802.16e 協(xié)議，設定前導格式為[BBAAAABBBB]；其中，B和A為短訓練序列，長度均為32；且B是A的共軛對稱序列；定時同步步驟，接收OFDM時域信號r，依據(jù)所述前導格式，計算定時同步點d；頻偏補償步驟，依據(jù)所述定時同步點d，確定所述時域信號r同步后的時域信號r1，然后對所述時域信號r1進行頻率頻偏補償運算，獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2。
上述同步方法，優(yōu)選所述定時同步步驟中，依據(jù)如下步驟計算定時同步點d 確定的最大值，并確定當M(d)取最大值時，所對應的d值；并且，P(d)為互相關能量值；R(d)為自相關能量值， 上述同步方法，優(yōu)選所述頻偏補償步驟中，依據(jù)如下步驟獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2 計算同步后的時域信號r1相鄰2個相同的短訓練序列的相關值，確定f2；對所述f2進行頻偏估計，確定ε2；依據(jù)獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2；其中，f2為互相關值；ε2為頻率偏移量 另一方面，本發(fā)明還提供了一種基于物理層前導優(yōu)化的同步系統(tǒng)，所述物理層為IEEE802.16e協(xié)議的物理層，所述同步系統(tǒng)包括前導格式設定模塊，用于基于所述IEEE802.16e協(xié)議，設定前導格式為[BBAAAABBBB]；其中，B和A為短訓練序列，長度均為32；且B是A的共軛對稱序列；定時同步模塊，用于接收OFDM時域信號r，依據(jù)所述前導格式，計算定時同步點d；頻偏補償模塊，用于依據(jù)所述定時同步點d，確定所述時域信號r同步后的時域信號r1，然后對所述時域信號r1進行頻率頻偏補償運算，獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2。
上述同步系統(tǒng)，優(yōu)選所述定時同步模塊中，依據(jù)如下方式計算定時同步點d 確定的最大值，并確定當M(d)取最大值時，所對應的d值；并且，P(d)為互相關能量值；R(d)為自相關能量值 上述同步系統(tǒng)，優(yōu)選所述頻偏補償模塊中，依據(jù)如下方式獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2 計算同步后的時域信號r1相鄰2個相同的短訓練序列的相關值，確定f2；對所述f2進行頻偏估計，確定ε2；依據(jù)獲取頻偏補償?shù)臅r域信號f2；其中，f2為互相關值；ε2為頻率偏移量 本發(fā)明具有下述優(yōu)點 第一、改進型的同步方法改進了802.16協(xié)議的短前導格式，使得OFDM同步方法運算的復雜度降低。
第二、改進型的同步方法可以準確的定位，實現(xiàn)在惡劣信道條件下準確的OFDM定時同步以及頻偏補償，具有更良好的性能。
第三、由于減小短訓練序列的長度，還可以增大頻率同步的范圍。



圖1為本發(fā)明基于物理層前導優(yōu)化的同步方法實施例的步驟流程圖； 圖2為本發(fā)明基于物理層前導優(yōu)化的同步方法實施例所適用的OFDM系統(tǒng)的收發(fā)框圖； 圖3是本發(fā)明基于物理層前導優(yōu)化的同步方法中，所設定的前導格式； 圖4是本發(fā)明基于物理層前導優(yōu)化的同步系統(tǒng)實施例的結構框圖。

具體實施例方式 為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更加明顯易懂，下面結合附圖和具體實施方式
對本發(fā)明作進一步詳細的說明。
正交頻分復用OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)技術是一種克服信道時延擴展的傳輸手段。它采用串并變換將高速串行數(shù)據(jù)流分解成若干并行低速數(shù)據(jù)流，以降低每個子載波的符號速率，其碼元周期會變得相對較長，再加上循環(huán)前綴CP(Cyclic Prefix)作為保護間隔所構成的特殊符號結構，使得ISI明顯降低，甚至可以消除。但這種技術同樣也存在一些缺點和不足易受同步偏差的影響。本發(fā)明正是基于OFDM系統(tǒng)中對同步的嚴格要求所提出的，優(yōu)化的OFDM同步方法。該方法大大降低了系統(tǒng)的復雜度并能夠精確實現(xiàn)OFDM同步。
參照圖1，圖1為本發(fā)明基于物理層前導優(yōu)化的同步方法實施例的步驟流程圖，其中的物理層為IEEE802.16e協(xié)議的物理層，該同步方法包括如下步驟 前導格式設定步驟110，基于所述IEEE802.16e協(xié)議，設定前導格式為[BBAAAABBBB]；其中，B和A為短訓練序列，長度均為32；且B是A的共軛對稱序列。
定時同步步驟120，接收OFDM時域信號r，依據(jù)所述前導格式，計算定時同步點d。
頻偏補償步驟130，依據(jù)所述定時同步點d，確定所述時域信號r同步后的時域信號r1，然后對所述時域信號r1進行頻率頻偏補償運算，獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2。
下面結合圖2、圖3對上述各個步驟進行詳細的說明。
參照圖2，圖2為本發(fā)明基于物理層前導優(yōu)化的同步方法實施例所適用的OFDM系統(tǒng)的收發(fā)框圖，現(xiàn)進行簡單說明在發(fā)送端進行數(shù)據(jù)的成幀過程，由前導信息和數(shù)據(jù)信息構成，經(jīng)過編碼、交織、然后進行QAM的數(shù)字調制、串并變換、插入導頻模、IFFT變換、進行并串變換、插入循環(huán)前綴后，經(jīng)過D/A變換，通過對生成的OFDM時域數(shù)據(jù)流信號轉換為中頻信號，發(fā)送出去。信號經(jīng)過信道傳輸后，在接收端，首先就是要進行同步和信道估計的工作，其中包括定時和頻率同步，信道估計，再進行去除循環(huán)前綴，串并變換、進行FFT變換后，進行信道均衡、并串變換、數(shù)字解調，解調出QAM符號，再進行解交織、譯碼，最后估計出誤碼率。
首先要建立OFDM系統(tǒng)的物理層基本框圖，包括信道編碼、星座調制、OFDM調制、同步、信道估計等，可參照圖2所示的OFDM系統(tǒng)的收發(fā)框圖和傳輸信號原理進行系統(tǒng)設計。改進的802.16e的短前導序列格式如圖3所示，該發(fā)明是在此格式圖的基礎上提出的。其中，A1，A2，A3，A4為相同的32點的短訓練序列，B1，B2，B3，B4為相同32點段訓練序列，B與A是共軛對稱的序列。
802.16e協(xié)議中規(guī)定的數(shù)據(jù)的傳輸是按幀來進行的。每幀中都有固定的2個前導，一個短前導和一個長前導。802.16e協(xié)議規(guī)定的短前導序列就是用來進行定時同步和頻率補償?shù)模痉椒ㄊ腔跀?shù)據(jù)輔助型的方法，在原協(xié)議規(guī)定的基礎上對前導格式稍作修改并提出新的方法實現(xiàn)精確的OFDM定時同步和頻率補償。我所改進的短前導訓練序列格式為[B3 B4 A1 A2 A3 A4 B1 B2 B3 B4]，其中B是A的共軛對稱序列，B和A都是短訓練序列，每個序列的長度為32。B與A之間有相關性，故此發(fā)明采用的方法為 當M(d)取最大值時，即準確判斷出定時同步點97。本方法的提出主要是利用了A1和B4的共軛對稱性，以及A4和B1的共軛對稱性。選擇2組短訓練序列來進行極值的判斷主要是為了減小噪聲的干擾，以便準確定位。
頻率補償?shù)姆椒ㄒ彩歉鶕?jù)短訓練序列而來 本方法的具體實施步驟 公式(1)中的r為接收到的OFDM時域信號，通過把時域信號進行自相關運算，利用前半部分A和后半部分B的共軛相關特性，進行相關值的運算，只有當d值為97時，P(d)取最大值，而且沒有“平臺區(qū)”。
通過計算一個短訓練序列的自相關值R(d)，用來實現(xiàn)P(d)的歸一化的值M(d)，其中M(d)與P(d)的峰值在時域的位置相同，只是峰值的最大值為1。
通過找到起始的位置d，得到同步后的時域信號r1，再進行頻率頻偏補償?shù)倪\算，僅需計算相鄰2個相同的短訓練序列的相關值，得到公式(4)中的f2，再對f2進行頻率偏差的估計，得到公式(5)中的ε2。
對r1進行頻率補償，如公式(6)，得到補償后的OFDM時域信號r2。
本實施例根據(jù)下一代無線通信系統(tǒng)對傳輸高質量信息準確性的要求，針對現(xiàn)有OFDM無線通信系統(tǒng)中存在的問題和挑戰(zhàn)，在頻率選擇性衰落信道下的OFDM系統(tǒng)模型，以精確實現(xiàn)OFDM同步為出發(fā)點，在802.16e協(xié)議的基礎上，提出一種改進型前導格式的OFDM同步方法，該方法克服了傳統(tǒng)的OFDM同步方法準確度低，不能準確判斷出同步的起始點的缺點，大大提高定位的準確度，并且降低了系統(tǒng)的復雜度。并且，由于減小短訓練序列的長度，還可以增大頻率同步的范圍。
將上述方法matlab中進行仿真試驗，仿真的信道可以為高斯信道加瑞利信道，試驗結果證明了同步方法的正確性，且顯示可以在較長的時域范圍實現(xiàn)精確的OFDM定時同步；試驗結果中的誤碼率圖形，通過對比接收端和發(fā)送端的數(shù)據(jù)，驗證了該同步方法在惡劣信道條件具有較好的性能?？傊?，通過仿真驗證此算法在低復雜度的情況下可以達到比較好的效果，可以被用于OFDM系統(tǒng)中。
另一方面，本發(fā)明還提供了一種基于物理層前導優(yōu)化的同步系統(tǒng)，參照圖4，圖4是本發(fā)明基于物理層前導優(yōu)化的同步系統(tǒng)實施例的結構框圖。其中的物理層為IEEE802.16e協(xié)議的物理層，所述同步系統(tǒng)包括 前導格式設定模塊40，用于基于所述IEEE802.16e協(xié)議，設定前導格式為[BBAAAABBBB]；其中，B和A為短訓練序列，長度均為32；且B是A的共軛對稱序列。
定時同步模塊42，用于接收OFDM時域信號r，依據(jù)所述前導格式，計算定時同步點d。
頻偏補償模塊44，用于依據(jù)所述定時同步點d，確定所述時域信號r同步后的時域信號r1，然后對所述時域信號r1進行頻率頻偏補償運算，獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2。
所述定時同步模塊中，依據(jù)如下方式計算定時同步點d確定的最大值，并確定當M(d)取最大值時，所對應的d值；并且，P(d)為互相關能量值；R(d)為自相關能量值 其中，頻偏補償模塊中，依據(jù)如下方式獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2 計算同步后的時域信號r1相鄰2個相同的短訓練序列的相關值，確定f2；對所述f2進行頻偏估計，確定ε2；依據(jù)獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2；其中，f2為互相關值；ε2為頻率偏移量 上述系統(tǒng)實施例的原理、有益效果與方法實施例相同，相關之處互相參照即可。在此不再贅述。
以上對本發(fā)明所提供的一種基于物理層前導優(yōu)化的同步方法及系統(tǒng)進行了詳細介紹，本文中應用了具體個例對本發(fā)明的原理及實施方式進行了闡述，以上實施例的說明只是用于幫助理解本發(fā)明的方法及其核心思想；同時，對于本領域的一般技術人員，依據(jù)本發(fā)明的思想，在具體實施方式
及應用范圍上均會有改變之處，綜上所述，本說明書內容不應理解為對本發(fā)明的限制。
權利要求
1.一種基于物理層前導優(yōu)化的同步方法，其特征在于，所述物理層為IEEE802.16e協(xié)議的物理層，所述同步方法包括如下步驟
前導格式設定步驟，基于所述IEEE802.16e協(xié)議，設定前導格式為[B B A A A A B B B B]；其中，B和A為短訓練序列，長度均為32；且B是A的共軛對稱序列；
定時同步步驟，接收OFDM時域信號r，依據(jù)所述前導格式，計算定時同步點d；
頻偏補償步驟，依據(jù)所述定時同步點d，確定所述時域信號r同步后的時域信號r1，然后對所述時域信號r1進行頻率頻偏補償運算，獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2。
2.根據(jù)權利要求1所述的同步方法，其特征在于，所述定時同步步驟中，依據(jù)如下步驟計算定時同步點d
確定的最大值，并確定當M(d)取最大值時，所對應的d值；并且，P(d)為互相關能量值；R(d)為自相關能量值，
3.根據(jù)權利要求1或2所述的同步方法，其特征在于，所述頻偏補償步驟中，依據(jù)如下步驟獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2
計算同步后的時域信號r1相鄰2個相同的短訓練序列的相關值，確定f2；對所述f2進行頻偏估計，確定ε2；依據(jù)獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2；其中，f2為互相關值；ε2為頻率偏移量
4.一種基于物理層前導優(yōu)化的同步系統(tǒng)，其特征在于，所述物理層為IEEE802.16e協(xié)議的物理層，所述同步系統(tǒng)包括
前導格式設定模塊，用于基于所述IEEE802.16e協(xié)議，設定前導格式為[B B A A A A B B B B]；其中，B和A為短訓練序列，長度均為32；且B是A的共軛對稱序列；
定時同步模塊，用于接收OFDM時域信號r，依據(jù)所述前導格式，計算定時同步點d；
頻偏補償模塊，用于依據(jù)所述定時同步點d，確定所述時域信號r同步后的時域信號r1，然后對所述時域信號r1進行頻率頻偏補償運算，獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2。
5.根據(jù)權利要求4所述的同步方法，其特征在于，所述定時同步模塊中，依據(jù)如下方式計算定時同步點d
確定的最大值，并確定當M(d)取最大值時，所對應的d值；并且，P(d)為互相關能量值；R(d)為自相關能量值
6.根據(jù)權利要求4或5所述的同步系統(tǒng)，其特征在于，所述頻偏補償模塊中，依據(jù)如下方式獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2
計算同步后的時域信號r1相鄰2個相同的短訓練序列的相關值，確定f2；對所述f2進行頻偏估計，確定ε2；依據(jù)獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2；其中，f2為互相關值；ε2為頻率偏移量
全文摘要
本發(fā)明公開了一種基于物理層前導優(yōu)化的同步方法及系統(tǒng)。其中，物理層為IEEE802.16e協(xié)議的物理層，該方法包括如下步驟基于IEEE802.16e協(xié)議，設定前導格式為[B B A A A A B B B B]；其中，B和A為短訓練序列，長度均為32；且B是A的共軛對稱序列；接收OFDM時域信號r，依據(jù)前導格式，計算定時同步點d；依據(jù)定時同步點d，確定時域信號r同步后的時域信號r1，然后對時域信號r1進行頻率頻偏補償運算，獲取頻偏補償?shù)臅r域信號r2?；诒景l(fā)明，可以大大降低OFDM系統(tǒng)的復雜度并實現(xiàn)在惡劣條件下的精確OFDM定時同步和頻率同步。
文檔編號H04L27/26GK101778066SQ20091024460
公開日2010年7月14日 申請日期2009年12月31日 優(yōu)先權日2009年12月31日
發(fā)明者李旭, 曹磊 申請人:北京交通大學