專利名稱：一種濾除時域信道響應(yīng)噪聲的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種濾除時域信道響應(yīng)噪聲的方法。
背景技術(shù)：
在時域同步正交頻分復(fù)用(TDS-OFDM)系統(tǒng)中，在發(fā)送端傳輸?shù)男盘枎梢苑?成在時間上互不重疊的兩部分，即偽隨機(jī)PN序列&, k}k = 。M—1P數(shù)據(jù)部分化，k}k = 。N—、 如圖1和圖2所示。然而，由于多徑效應(yīng)的存在，在接收端接收信號fe k}k = 。M+N—工卻由 混疊的兩部分所構(gòu)成{》,k}k = 。M+L—1和{Xl, k}k = 。N+L—、其中{yi, k}k = 。M+L—1表示PN序列和
信道沖激響應(yīng)的線性巻積結(jié)果，即K4:。 =k*}M*iAi
1=0
我
W+L-1表示數(shù)據(jù)部
如圖3和
》
分化，k}k=。N—m信道沖激響應(yīng)的線性巻積結(jié)果，即i;",
圖4所示。 接收信號的混疊是由于多徑時延擴(kuò)展現(xiàn)象造成的，在沒有保護(hù)前綴的情況下， 就會產(chǎn)生碼間干擾ICI和符號間干擾ISI。因此需要采取一定的措施對干擾進(jìn)行消除，實(shí)
現(xiàn)接收信號(Xl, k}k = 。N+L—1和{》,k}k = 。M+L-1的分離。 根據(jù)圖3和圖4，可以得到第i幀接收的數(shù)據(jù)化，k}k = 。M+N+L—2可以表示為 L k = Ul, k+n" k， 0《k《M+N+L-2 (1) 其中，
<formula>formula see original document page 3</formula> 因此，為了準(zhǔn)確的恢復(fù)發(fā)送端發(fā)送的原始數(shù)據(jù)，需要準(zhǔn)確的信道估計來進(jìn)行信
道補(bǔ)償。為了獲得準(zhǔn)確的時域信道沖激響應(yīng)，通常采用如下處理流程 1)、首先將第i幀信號的PN序列和數(shù)據(jù)幀體部分進(jìn)行分離，得到第i信號幀的
PN序列{Cl, k}k = 。M—^P第i幀的信道沖激響應(yīng)d廣:的線性巻積結(jié)果，即消除碼間干擾和
符號間干擾后的第i幀PN接收信號jj^ 如圖5所示。
， 2)、將上述消除干擾后的第i幀PN接收信號補(bǔ)零至2048點(diǎn)g,t j ，
3)、接收機(jī)同步后，獲得第i信號幀PN序列{Cl, k}k = 。M—、同時補(bǔ)零至2048點(diǎn) 4)、根據(jù)分離信號的拔^:和第i幀的PN序列(c' l k}k = 。2°47，利用DFT變換，得到初始時域信道沖激響應(yīng)，即
<formula>formula see original document page 4</formula> 根據(jù)公式(3)計算得到的時域信道沖激響應(yīng)沒有考慮噪聲的影響，在噪聲比較大 的情況下，會嚴(yán)重影響系統(tǒng)接收機(jī)的性能。為了提高系統(tǒng)的接收性能，必須采取有效的 濾除噪聲的方法，以獲得相對比較精確的時域信道估計值。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種濾除時域信道響應(yīng)噪聲的方法，所要解決的技術(shù)問題 是能濾除絕大部分的信道響應(yīng)噪聲。
本發(fā)明的技術(shù)問題通過以下的技術(shù)方案予以解決 —種濾除時域信道響應(yīng)噪聲的方法，應(yīng)用于時域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)框架 下，包括以下步驟， (l)接收當(dāng)前幀信號，并將偽隨機(jī)序列和數(shù)據(jù)幀體部分進(jìn)行分離，消除相應(yīng)的碼 間干擾和符號間干擾； (2)將接收的偽隨機(jī)序列部分補(bǔ)零至2048點(diǎn)，并做傅立葉變換； (3)接收機(jī)同步后，將獲取的當(dāng)前幀原始的偽隨機(jī)序列補(bǔ)零至2048點(diǎn)，并做快速
傅立葉變換； (4)在步驟(2)和步驟(3)得到的傅立葉變換結(jié)果的基礎(chǔ)上，利用最小均方誤差算 法，得到初始時域信道沖激響應(yīng)； (5)根據(jù)初始時域信道沖激響應(yīng)，評估時域信道響應(yīng)的噪聲功率，并自適應(yīng)的計 算最佳時域信道門限； (6)根據(jù)最佳時域信道門限，區(qū)分時域信道響應(yīng)中的有效徑和無效徑，濾除絕大 部分噪聲。 優(yōu)選的技術(shù)方案中， 還包括步驟(7)將步驟(6)中得到的無效徑全部置為零，進(jìn)一步消除時域信道響 應(yīng)中的噪聲。 本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)對比的有益效果是 本發(fā)明通過頻域最小均方誤差算法，結(jié)合時域信道響應(yīng)噪聲的自適應(yīng)評估，準(zhǔn) 確的評估時域信道響應(yīng)的多徑長度，能濾除絕大部分時域信道響應(yīng)噪聲。進(jìn)一步地，將 無效多徑置零，進(jìn)一步消除所評估信道響應(yīng)中的噪聲。本發(fā)明提出的方法處理簡單，容 易實(shí)現(xiàn)，且占用資源少，可以極大的提高接收機(jī)系統(tǒng)的接收性能。


圖1是背景技術(shù)中的發(fā)送信號幀示意圖；
圖2是背景技術(shù)中的發(fā)送信號幀的時域分解示意圖；
圖3是背景技術(shù)中的接收信號幀的時域分解示意圖；
圖4是背景技術(shù)中的接收信號幀示意 圖5是背景技術(shù)中的消除干擾后的第i幀PN接收信號； 圖6是本發(fā)明實(shí)施例中濾除時域信道響應(yīng)噪聲流程圖； 下面通過具體的實(shí)施方式并結(jié)合附圖對本發(fā)明做進(jìn)一步詳細(xì)說明。
具體實(shí)施例方式實(shí)施例中，濾除時域信道響應(yīng)噪聲的方法包括如下步驟 第一步接收當(dāng)前幀信號，并將偽隨機(jī)序列PN和OFDM幀體部分進(jìn)行分離， 消除相應(yīng)的碼間干擾和符號間干擾； 第二步將接收的偽隨機(jī)序列部分補(bǔ)零至2048點(diǎn)，并做FFT變換；
第三步獲取當(dāng)前幀原始的偽隨機(jī)序列，同樣補(bǔ)零至2048點(diǎn)，并做FFT變換；
第四步根據(jù)線性巻積關(guān)系的時域頻域轉(zhuǎn)換關(guān)系，并利用MMSE頻域?yàn)V波算 法，有效消除部分噪聲，得到初始時域信道沖激響應(yīng)； 第五步根據(jù)初始時域信道沖激響應(yīng)，評估時域信道響應(yīng)的噪聲功率，并自適 應(yīng)的計算最佳時域信道門限； 第六步準(zhǔn)確判斷時域信道響應(yīng)的多徑長度，同時準(zhǔn)確區(qū)分時域信道響應(yīng)中的 有效徑和無效徑，去除時域信道估計值中的各種噪聲； 第七步直接將時域信道估計中的無效徑置零，消除時域信道響應(yīng)中的大部分 噪聲，得到最終的相對精確的時域信道響應(yīng)估計值。 其中，第二、三步中之所以采用2048點(diǎn)，是經(jīng)發(fā)明人優(yōu)選的結(jié)果。如果采用 1024點(diǎn)，則點(diǎn)數(shù)太少達(dá)不到效果；如果采用更多點(diǎn)數(shù)則造成運(yùn)算量激增。
第四步中利用最小均方誤差MMSE算法，對公式(3)進(jìn)行優(yōu)化，以濾除部分噪聲 的影響，即
<formula>formula see original document page 5</formula>
(4)氛. 其中，SNR為接收信號的信噪比。 盡管公式(4)計算得到的時域信道響應(yīng)已經(jīng)消除部分噪聲，但仍然需要做進(jìn)一步 的噪聲濾除處理。 一般而言，實(shí)際的時域信道響應(yīng)與公式(4)評估得到的時域信道響應(yīng)的 關(guān)系可以表示為 上述中，L表示真實(shí)多徑信道的長度，％表示與信號完全獨(dú)立的、時域均值為 零、方差為02的加性高斯白噪聲。 由于地面數(shù)字電視所處的無線信道是一個寬帶、高速、大范圍(幾十公里)的信 道。在惡劣的地面?zhèn)鞑キh(huán)境下，其信道環(huán)境具有很強(qiáng)的多徑干擾特性，射頻信號經(jīng)過各 種物體的反射、繞射、折射，經(jīng)過不同路徑到達(dá)接收機(jī)后相互影響，從而形成信號頻譜 的各種衰落，導(dǎo)致信道多徑的長度變化很大。 因此，需要對時域信道響應(yīng)的長度進(jìn)行準(zhǔn)確的評估，由于噪聲情況是動態(tài)變化的，因此利用自適應(yīng)的動態(tài)多徑門限與之相適應(yīng)。由于多徑的長度必須小于偽隨機(jī)PN序 列的長度，即<formula>formula see original document page 6</formula> 所以，利用公式(5)和公式(6)對噪聲的平均功率進(jìn)行準(zhǔn)確的評估
"J 204， 、
2048-iW
1
2048 —Af"
2047
IT
兩
(7) 通過評估上述時域信道響應(yīng)的噪聲情況，采用一定的判決門限， 一方面準(zhǔn)確評 估有效多徑長度，另一方面，將小于該門限的較小值視為噪聲，直接置零，從而有效的 消除時域信道沖激響應(yīng)中的噪聲。通過該判決門限，得到比較精確的時域信道估計值
鳥》=
Aa，0^l:Si —1，
A,
(8) 因此，如何獲得最佳的時域信道門限值hthr成為了關(guān)鍵。為了使評估得到的頻域
信道響應(yīng)均方誤差最小，即
—.v — .-
s一 = min^ ￡ 2|乾-1」'


<formula>formula see original document page 6</formula>
信噪比SNR和13因子為
(9)<formula>formula see original document page 6</formula>
(10)
13 = E[|Xk|2]E[|Xk|-2] (11)
P因子僅僅取決于采用的星座調(diào)制方式。 因此，可以設(shè)置最佳的門限值為
<formula>formula see original document page 6</formula>I,
(12)
最后，利用公式(8)和公式(12)，通過動態(tài)評估時域信道沖激響應(yīng)的噪聲，根據(jù) 信噪比情況，自適應(yīng)的濾除信道響應(yīng)的噪聲，從而獲得比較精確的時域信道響應(yīng)，以消 除多徑效應(yīng)對原始數(shù)據(jù)的畸變影響，很好的補(bǔ)償信道的各種衰落。 本發(fā)明基于TDS-OFDM系統(tǒng)，在消除PN序列與OFDM數(shù)據(jù)部分之間的符號間 干擾(ISI)和載波間干擾(ICI)基礎(chǔ)上，采用MMSE濾波算法，同時結(jié)合時域信道響應(yīng)的 噪聲門限的動態(tài)評估，準(zhǔn)確的區(qū)分了時域信道沖激響應(yīng)中的有效徑和無效徑，濾除了絕 大部分的信道噪聲，精確的估計出各種信道環(huán)境下的信道特性，極大地提高了系統(tǒng)接收 機(jī)的性能。 以上內(nèi)容是結(jié)合具體的優(yōu)選實(shí)施方式對本發(fā)明所作的進(jìn)一步詳細(xì)說明，不能認(rèn) 定本發(fā)明的具體實(shí)施只局限于這些說明。對于本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來 說，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，還可以做出若干簡單推演或替換，都應(yīng)當(dāng)視為屬于 本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
一種濾除時域信道響應(yīng)噪聲的方法，應(yīng)用于時域同步正交頻分復(fù)用(TDS-OFDM)系統(tǒng)框架下，其特征在于包括以下步驟，(1)接收當(dāng)前幀信號，并將偽隨機(jī)序列(PN)和數(shù)據(jù)幀體部分進(jìn)行分離，消除相應(yīng)的碼間干擾和符號間干擾；(2)將接收的偽隨機(jī)序列部分補(bǔ)零至2048點(diǎn)，并做傅立葉變換；(3)接收機(jī)同步后，將獲取的當(dāng)前幀原始的偽隨機(jī)(PN)序列補(bǔ)零至2048點(diǎn)，并做快速傅立葉變換；(4)在步驟(2)和步驟(3)得到的傅立葉變換結(jié)果的基礎(chǔ)上，利用最小均方誤差算法，得到初始時域信道沖激響應(yīng)；(5)根據(jù)初始時域信道沖激響應(yīng)，評估時域信道響應(yīng)的噪聲功率，并自適應(yīng)的計算最佳時域信道門限；(6)根據(jù)最佳時域信道門限，區(qū)分時域信道響應(yīng)中的有效徑和無效徑，濾除絕大部分噪聲。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的濾除時域信道響應(yīng)噪聲的方法，其特征在于還包括(7)將步驟(6)中得到的無效徑全部置為零，進(jìn)一步消除時域信道響應(yīng)中的噪聲。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種濾除時域信道響應(yīng)噪聲的方法，本發(fā)明基于時域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)，在消除偽隨機(jī)序列與數(shù)據(jù)幀體部分之間的符號間干擾和載波間干擾基礎(chǔ)上，采用最小均方誤差算法，同時結(jié)合時域信道響應(yīng)的噪聲門限的動態(tài)評估，準(zhǔn)確的區(qū)分了時域信道沖激響應(yīng)中的有效徑和無效徑，能濾除絕大部分的信道噪聲，精確的估計出各種信道環(huán)境下的信道特性，極大地提高了系統(tǒng)接收機(jī)的性能。
文檔編號H04L27/26GK101692666SQ20091019054
公開日2010年4月7日 申請日期2009年10月13日 優(yōu)先權(quán)日2009年10月13日
發(fā)明者劉鯤, 姜光興, 陳麗恒 申請人:深圳市力合微電子有限公司