專利名稱：在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明有關(guān)于移動無線系統(tǒng)的小區(qū)搜索，更具體地，有關(guān)于在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索(cell research)的方法。

背景技術(shù)：
由于正交頻分多址(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA)技術(shù)對于頻率選擇信道上的魯棒性(robustness)以及考慮到多用戶多速率傳輸上的靈活性等，OFDMA已經(jīng)成為現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中最具有發(fā)展前景的技術(shù)之一。無線城域網(wǎng)絡(Metropolitan Area Network，MAN)正交頻分多址(以下，稱為MAN-OFDMA)為人們所熟知，亦被采用作為IEEE 802.16的一種控制接口(air interface)。
對于時分雙工(Time Division Duplex，TDD)模式運作而言，無線MAN-OFDMA面向連接(connection-oriented)網(wǎng)絡，其中，每個幀都具有前導(preamble)、下行鏈路子幀(subframe)以及上行鏈路子幀。其中，前導與幀內(nèi)的其它OFDM符號一樣，均是一個具有循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，CP)擴展的OFDM符號。前導和標準OFDM符號之間的差別為，前導系由基站(Base Station，BS)傳輸?shù)?14個可能的偽噪聲(Pseudo-Noise，PN)序列(sequence)進行二進制相移鍵控(Binary-Phase Shift Keying，BPSK)調(diào)變。移動臺(Mobile Station，MS)在114個可能性中檢測傳輸?shù)腜N序列，然后BS的基本信息可以透過對下行鏈路子幀實施解調(diào)變而獲得，其中BS的基本信息可例如為段(segment)指數(shù)(index)以及單元號碼。檢測PN序列的過程就可以稱之為“小區(qū)搜索”。
雖然PN序列集的選擇需要考慮很低的互相關(guān)特性，但是當將檢測所使用的PN序列時，互相關(guān)值的存在仍不可忽略，因此，所需要的用于實施計算的功率會很高。此外，當考慮到整數(shù)部分頻率偏移(integer part frequency offset)的存在時，不確定性就會提高，以致計算負擔變得更重。


發(fā)明內(nèi)容
考慮到現(xiàn)有技術(shù)中小區(qū)搜索過程中，整數(shù)部分頻率偏移的存在時，不確定性會提高，計算負擔也變得更重，所以本發(fā)明目的之一在于提供在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法。
本發(fā)明提供一種在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，該方法包含接收前導信號；使用第一偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以得到第一已濾波前導信號；使用第二偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以得到第二已濾波前導信號；調(diào)整該第二已濾波前導信號，以形成調(diào)整的已濾波前導信號；累加至少該第一已濾波前導信號以及該第二已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號中的一個；自該多個已累加前導信號中選擇最大的已累加前導信號；根據(jù)該最大的已累加前導信號，確定估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移；根據(jù)該估計的偽噪聲序列指數(shù)以及該估計的整數(shù)部分頻率偏移，使用至少該第一偽噪聲序列以及該第二偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號；以及根據(jù)多個已濾波前導信號中的該最大的已濾波前導信號，產(chǎn)生估計的偽噪聲序列。
本發(fā)明另提供一種在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，該方法包含接收前導信號；使用偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號中的已濾波前導信號；自該多個已濾波前導信號中選擇最大的已濾波前導信號；以及根據(jù)該最大的已濾波前導信號確定估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移。
本發(fā)明再提供一種在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，該方法包含接收前導信號；使用多個偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號；累加該多個已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號；自該多個已累加前導信號中選擇最大的已累加前導信號；以及根據(jù)該最大的已累加前導信號確定估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移；根據(jù)該估計的偽噪聲序列指數(shù)以及該估計的整數(shù)部分頻率偏移，使用至少第一偽噪聲序列以及第二偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號，其中，該第一偽噪聲序列以及該第二偽噪聲序列對應該估計的偽噪聲序列指數(shù)以及該估計的整數(shù)部分頻率偏移；以及自多個已濾波前導信號中的該最大的已濾波前導信號，產(chǎn)生估計的偽噪聲序列。
本發(fā)明目提供的在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法不但可以具有更小的運算量，而且可以提高整數(shù)部分頻率偏移存在時實施小區(qū)搜索的確定性。



圖1為對于不同比例以及信號頻寬的整數(shù)部分頻率偏移表。
圖2為接收到的頻域信號的示意圖。
圖3為根據(jù)本發(fā)明的實施例的Np＝3時的小區(qū)搜索算法的框圖。
圖4-圖6為在無線通信系統(tǒng)中利用圖3中的小區(qū)搜索算法，實施小區(qū)搜索算法的實施例的流程圖。
圖7為利用圖3中的小區(qū)搜索算法而產(chǎn)生整數(shù)部分頻率偏移集的實施例的流程圖。
圖8為幀邊界粗糙估計時，前導中用于計算碼距的窗口的示意圖。
圖9為在前導中用于計算碼距的另一個窗口的示意圖。
圖10為估計噪聲項的碼距的窗口的示意圖。
圖11為用于確定合并多路徑碼距的數(shù)目的閾值的示意圖。

具體實施例方式 在說明書及權(quán)利要求當中使用了某些詞匯來指稱特定組件。所屬領(lǐng)域中技術(shù)人員應可理解，制造商可能會用不同的名詞來稱呼同一個組件。本說明書及權(quán)利要求并不以名稱的差異來作為區(qū)分組件的方式，而是以組件在功能上的差異來作為區(qū)分的準則。在通篇說明書及權(quán)利要求當中所提及的“包括”和“包含”為一開放式的用語，故應解釋成“包含但不限定于”。以外，“耦接”一詞在此為包含任何直接及間接的電氣連接手段。間接的電氣連接手段包括通過其它裝置進行連接。
在一個實施例中，考慮IEEE 802.16的無線MAN-OFDMA中具有±20ppm頻率偏移的MS的小區(qū)搜索算法。小區(qū)搜索塊可以由分數(shù)部分(fractional-part)頻率偏移估計(estimation)所激活，因此，可以假設分數(shù)部分頻率偏移是可以忽略的。盡管如此，整數(shù)部分頻率偏移的不確定性很大(在3.8GHz頻帶10MHz信號頻寬時，在BS處考慮±2ppm頻率偏移，則整數(shù)部分頻率偏移為±9個副載波，sub-carrier)小區(qū)搜索算法可以覆蓋大約從±0ppm到幾百ppm范圍的頻率偏移。
根據(jù)RF銷售商提供的數(shù)據(jù)表，MS的頻率偏移的比例可以為小于±20ppm。根據(jù)頻率偏移以及信號頻寬的不同比例可以看出相應的整數(shù)部分頻率偏移(如圖1所示，圖1為對于不同比例以及信號頻寬的整數(shù)部分頻率偏移表)，其中使用fint副載波標記可能出現(xiàn)的最大整數(shù)部分頻率偏移。
可以假設前導檢測及/或延遲的差動(differential)相關(guān)器(correlator)提供粗糙的幀/符號(symbol)同步，這樣，就可以粗略知曉接收時序(timing)。因為前導符號當前在幀中不累積(accumulate)，所以后文只考慮頻率選擇慢衰落信道(frequency-selective slowly fading channel)的情況。
令s(t)表示前導的基頻傳輸信號， 其中P[k]∈{0，±1}為在副載波k的符號值，其中k＝0，1，...，N-1；其中N表示所考慮系統(tǒng)的FFT長度；而W是傳輸信號的零點到零點(null-to-null)頻寬。令fi∈Z為整數(shù)部分頻率偏移，在頻率選擇慢衰落信道上的接收到的低通等效信號rLP(t)為 其中，ρ0，ρ1，...，ρL-1為分別具有方差

的相互獨立的零均值復數(shù)值高斯隨機變量(zero-mean complex-valued Gaussian random variable)，通過以速率W取樣rLP(t)， 其中n＝0，1，...，N-1 (3) 假設整數(shù)部分頻率偏移以及所采用的PN序列相互獨立且均勻分布，則最大后驗(Maximum A Posteriori，MAP)概率檢測規(guī)則為 其中P(i)＝(P(i)
，P(i)[1]，...，P(i)[N-1])為第i個，即ith PN序列，以及 Pr(r[n]；n＝0，n＝1，...，N-1|P(i)，fi) ＝∫∫...∫Pr(r[n]；n＝0，1，...，N-1|P(i)，fi，ρ0，ρ1，...，ρL-1) ×Pr(ρ0，ρ1，...，ρL-1)dρ0dρ1...dρL-1. 然后， 其中， 上標*代表共軛(conjugation)運算，當α≠β以及

時，透過忽略自生相關(guān)函數(shù)η(α，β)中的較小值，可以得到次最佳(suboptimal)的一種簡化形式 根據(jù)帕斯瓦爾公式(Parseval′s formula)， 其中，

以及

分別為r[n]與s[n]的N點FFT。
令 以及 因此，等式(4)中的次最佳實現(xiàn)化為如下形式 其中， 定義T(i)[k]≡R[k]P(i)[(k-fi)N]， 其中 等式(6)中的

項實際上是T(i)[k]的N點IFFT。因此，令
另外，請注意對于k∈{0，1，...，N-1}，P(i)[(k-fi)N]∈{0，±1}，由此T(i)[k]的計算就不包括乘運算(multiplication)。
對于每一個可能的整數(shù)部分頻率偏移以及每一個可能的PN序列而言，需要計算碼距(metric)，IFFT所需的運算次數(shù)為114×(2[Δfmax/df]+3)，此運算次數(shù)很大，例如，可以為114×21＝2166。盡管如此，減少整數(shù)部分頻率偏移以及PN序列的候選者(candidate)的數(shù)目也是可能的。
為了減少整數(shù)部分頻率偏移的候選者，需要考慮所接收到的時域信號 接收到的頻域信號為 其中 以及 而且，上述運算中，對于n≥L，假設ρn＝0。
對于任何PN序列P，當k≠-426+s(mod3)≡s(mod3)時P[k]＝0，s為P的段指數(shù)(segment index)。所以， 圖2為接收到的頻域信號的示意圖。在圖2中，可以看到，接收到的信號由載波k中噪聲組成，其中，k≠fi+s(mod3)。因此，可以提出一個方案以減少整數(shù)部分頻率偏移的候選者的數(shù)目。首先， 對于seg＝0，1，2，計算等式(8)，然后標記seg*＝arg maxseg∑k≡seg(mod3)|R[k]|2。然后，僅在 fi+s＝seg*(mod3) 的情況下考慮整數(shù)部分頻率偏移fi。并且令fd＝fi+s。既然fi+s∈{-fint，-fint+1，...，fint+1，fint+2}，那么需處理的fd的候選者數(shù)目就可以減少到[(2fint+3)/3]。令P(i)為具有段指數(shù)s(i).的第i個PN序列，即ith PN序列。等式(5)中的碼距就可以記為 其中，T(i)[k]＝R*[k]P(i)[(k-fd+s(i))N]以及

現(xiàn)在，此碼距僅需要在fd≡seg*(mod3)時計算。因此，對于一個給定的fd，114個PN序列中的一個的碼距就可以透過實施一次IFFT運算而得到。
接下來，提供一個僅使用一次IFFT運算而計算多于一個PN序列的碼距的方法。首先，Np可以直接累加。令 以及 其中，

然后，可以獲得如下相應的時域信號 接下來，可以計算等式(9)中的碼距，然后對應最大碼距的

以及

選擇如下 最后，Np個PN的碼距就可以在合并序列

中分別累加。并且令 其中 所估計的PN序列的指數(shù)為

依此處理步驟，完成小區(qū)搜索算法的IFFT運算的總次數(shù)為[114/NP]·[(2fint+3)/3]+Np。其中，當Np很大時，所需IFFT運算的總次數(shù)就可以減少，但是性能也會降低。因此，Np應該權(quán)衡運算復雜性以及性能而決定。
此外，等式(10)中直接累加Np PN序列，對于合并PN序列而言不是一個好的算法。等式(11)中的合并因此可以調(diào)整如下 其中，Δf為用于合并PN序列的一個載波偏移。而且將PN序列與具有因子(factor)j的奇數(shù)指數(shù)相乘。
舉例說明，以Np＝4為例，等式(12)中的合并可以如下，而且Δf的值也可以確定。對于Np＝4，等式(12)可以表示為


其中，ig＝0，1，...，28。為了簡化上述計算，考慮對于ig＝0的碼距 其中， 首先考慮交叉項(cross term)Re{A(0)(A(1))*} 當k≠k′時，對于R[k]R*[k]＝|R[k]|2，R[k]R*[k′]很小。因此，上述等式就可以約為 由于上述運算中，|R[k]|2，P(0)[(k-fd+s(0))N]以及P(1)[(k-fd+s(1))N]對于所有k＝0，1，...，N-1都是實數(shù)。然后，再考慮交叉項 與等式(14)相似，約等方程式就可以記作 其中 不是l的函數(shù)。令Δf＝N/2，等式(15)就可以寫為
不失一般性，假設傳輸?shù)?個PN序列，即0th PN，P(0)。因此，考慮等式(14)以及等式(16)，等式(13)就可以記作 如果任何兩個截然不同的PN序列的互相關(guān)約為零，那么ξl對于所有的l就約為常數(shù)，而且L為偶數(shù)。從上述方程式，可以看出包含傳輸?shù)腜N序列的合并信號的碼距可以接近傳輸?shù)腜N序列的碼距。
上述例子考慮了Np＝4的情況，假設對于不同的l.，ξl均為常數(shù)，則Δf可以確定為N/2。而且，對于任何Np，Δf可以選擇如下 如果ξl不是常數(shù)，上述選擇并非最佳的選擇，但是對于任何可能的ξl’而言上述選擇均為一個合適的選擇。
實踐中，信道脈沖響應(channel impulse response，CIR)的統(tǒng)計特性都是未知的，所以碼距就可以簡化為 如果使用以上碼距來估計整數(shù)部分頻率偏移以及應用的PN序列，那么性能會降低，如下式所示 既然

為已知，因此在等式(9)中，僅當

時，在碼距計算中需要累加。因此，碼距可以調(diào)整為 其中，

。進一步說，既然

所以|·|可以用來代替|·|2的運算以避免乘法的計算。而且，|·|a運算可以用來接近|·|的運算。因此，最終所用的碼距就可以記作 其中


。等式(8)可以調(diào)整為 上述計算中，seg＝0，1，2，而且seg*可以記作seg*＝arg maxseg∑k≡seg(mod3)|R[k]|a。
請參考圖3至圖7。圖3為根據(jù)本發(fā)明的實施例的Np＝3時的小區(qū)搜索算法的框圖。圖4-圖6為在無線通信系統(tǒng)中利用圖3中的小區(qū)搜索算法，實施小區(qū)搜索算法的實施例的流程圖。圖7為利用圖3中的小區(qū)搜索算法而產(chǎn)生整數(shù)部分頻率偏移集的實施例的流程圖。請首先參閱圖4，在無線通信系統(tǒng)中搜索實施小區(qū)搜索的一個方法可以描述為如下步驟 步驟400接收前導信號。
步驟401使用第一偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成第一已濾波前導信號。
步驟402使用第二偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成第二已濾波前導信號。
步驟403調(diào)整第二已濾波前導信號，以形成調(diào)整的已濾波前導信號。
步驟404累加至少第一已濾波前導信號與調(diào)整的已濾波前導信號，以形成多個已累加前導信號中的一者。
步驟405自多個已累加前導信號中選擇一個最大的已累加前導信號。
步驟406根據(jù)最大的已累加前導信號，確定估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移。
步驟407根據(jù)該估計的偽噪聲序列指數(shù)以及該估計的整數(shù)部分頻率偏移，使用至少第一偽噪聲序列以及第二偽噪聲序列對經(jīng)延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號，其中，第一偽噪聲序列以及第二偽噪聲序列對應估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移。
步驟408根據(jù)多個已濾波前導信號中的最大的已濾波前導信號，產(chǎn)生一個估計的偽噪聲序列。
請參閱圖3，在步驟400中接收到前導信號r[n]，然后使用第一PN序列以及第二PN序列對接收到前導信號r[n]實施匹配濾波，例如，第一PN序列為PN序列

而第二PN序列可以為PN序列

或者PN序列

以分別形成第一已濾波前導信號以及第二已濾波前導信號(步驟401-402)。然后就可以調(diào)整第二已濾波前導信號，例如，通過實施相位旋轉(zhuǎn)90°或者通過實施N/2載波偏移，以形成調(diào)整的已濾波前導信號(步驟403)。然后，累加至少第一已濾波前導信號以及調(diào)整的已濾波前導信號，以形成多個已累加前導信號中的一者(步驟404)，也可稱之為合并碼距。例如，步驟401-404可以重復進行，以覆蓋PN序列與整數(shù)部分頻率偏移的所有可能組合，如上述過程，就可以形成多個已累加前導信號。自多個已累加前導信號中，選擇一個最大的(步驟405)，然后依賴于多個已累加前導信號中哪個具有最大值，就可以確定估計的PN序列指數(shù)

以及整數(shù)部分頻率偏移

(步驟406)。然后，估計的PN序列指數(shù)

就可以對應一組Np PN序列，例如，對應一個第一PN序列以及第二PN序列。在獲得整數(shù)頻率偏移

之前，就可以儲存前導R(k)的FFT輸出數(shù)據(jù)，其中k＝0，1，...，N-1。在得到估計的整數(shù)部分頻率偏移

以及估計的PN序列指數(shù)

之后，使用至少第一PN序列

以及第二PN序列

對經(jīng)延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號也就是說，在多個延遲值處，根據(jù)估計的PN序列指數(shù)

以及估計的整數(shù)部分頻率偏移

使用該第一偽噪聲序列對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號(步驟407)，其中，第一PN序列

以及第二PN序列，例如

對應估計的PN序列指數(shù)

以及估計的整數(shù)部分頻率偏移

依賴于多個已濾波前導信號中哪個最大，產(chǎn)生估計的PN序列(步驟408)也就是說，在選擇出最大的碼距之后，就可以產(chǎn)生估計的PN序列的指數(shù)，然后就可以完成小區(qū)搜索運作。請注意，使用至少該第一偽噪聲序列以及該第二偽噪聲序列對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號的步驟進一步包含在多個延遲值處，使用至少該第一偽噪聲序列以及該第二偽噪聲序列該第一偽噪聲序列對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號；其中，形成該第一已濾波前導信號的步驟包含合并該多個已濾波前導信號以形成該第一已濾波前導信號。
請參閱圖5，在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的另一個方法包含如下步驟 步驟500接收前導信號。
步驟501使用偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號中的一個。
步驟502自多個已濾波前導信號中選擇一個最大的。
步驟503根據(jù)最大的已濾波前導信號確定估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移。
圖5中的方法與圖4中的方法相似，首先接收前導信號r[n](步驟500)。然后，使用偽噪聲序列，例如

對前導信號r[n]實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號中的一個(步驟501)。例如，步驟501可以重復進行，以覆蓋PN序列以及整數(shù)部分頻率偏移的所有可能組合，而形成多個已濾波前導信號。自多個已濾波前導信號中選擇一個最大的(步驟502)。然后，根據(jù)最大的已濾波前導信號確定估計的偽噪聲序列指數(shù)

以及估計的整數(shù)部分頻率偏移

(步驟503)。
請參閱圖6，圖6為在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的又一個方法的流程圖，包含以下步驟 步驟600接收前導信號。
步驟601使用多個偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號。
步驟602累加多個已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號中的一個。
步驟603自多個已累加前導信號中選擇一個最大的。
步驟604根據(jù)最大的已累加前導信號，確定估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移。
步驟605根據(jù)該估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移，使用多個偽噪聲序列，例如，至少第一偽噪聲序列以及第二偽噪聲序列對經(jīng)延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移，以形成多個已濾波前導信號中的一個，其中第一偽噪聲序列以及第二偽噪聲序列對應估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移。
步驟606根據(jù)多個已濾波前導信號中的最大的已濾波前導信號，產(chǎn)生一個估計的偽噪聲序列。
如圖6所示的方法中，在接收到前導信號(步驟600)之后，使用多個PN序列，例如


以及

對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號(步驟601)。累加多個已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號中的一個(步驟602)。然后，自多個從多個已累加前導信號中選擇一個最大的(步驟603)，根據(jù)最大的已累加前導信號，確定估計的PN序列指數(shù)

以及估計的整數(shù)部分頻率偏移

(步驟604)。在這個點上，因為估計的PN序列指數(shù)

可以代表多于一個的已濾波前導信號，例如，三個已濾波前導信號，所以就可以在多個延遲值處，根據(jù)該估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移，使用多個偽噪聲序列中的每一個對經(jīng)延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成對應的多個副本，即多個已濾波前導信號，也就是說使用第一PN序列，例如

以及第二PN序列，例如

第三PN序列，例如

來對經(jīng)延遲的前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號(步驟605)，其中，第一PN序列以及第二PN序列對應估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移。然后，根據(jù)多個已濾波前導信號中的最大的已濾波前導信號產(chǎn)生一個估計的偽噪聲序列(步驟606)其中，使用多個偽噪聲序列(至少第一偽噪聲序列以及第二偽噪聲序列)對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號的步驟包含在多個延遲值處，使用多個偽噪聲序列中每一者對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成對應的多個副本，即多個已濾波前導信號，以及合并該多個副本的每一者以形成對應經(jīng)延遲的該前導信號的多個已濾波前導信號。
圖7為用于減少搜索傳輸?shù)腜N序列以及整數(shù)部分頻率偏移所需的次數(shù)而降低頻域不確定性的方法。為了降低頻域的不確定性，整數(shù)部分頻率偏移集可以通過產(chǎn)生接收前導信號副載波的三個和而得到。在步驟700中產(chǎn)生相應的指數(shù)為3的倍數(shù)，即3n的副載波的幅度的第一和值值，例如，副載波0，副載波3，副載波6，以及副載波9等等的副載波。在步驟701中產(chǎn)生相應的指數(shù)是3的倍數(shù)偏移1，即3n加1的副載波的幅度的第二和值，例如副載波1，副載波4，副載波7以及副載波10等等的副載波。而且，在步驟702中產(chǎn)生相應的指數(shù)是3的倍數(shù)偏移2，即3n加2的副載波的幅度的第三和值，例如副載波2，副載波5，副載波8以及副載波11等等的副載波。透過檢測第一和值，第二和值以及第三和值中的最大的值，即確定第一和值，第二和值以及第三和值中的最大和值(步驟703)，可以確定對應最大和的整數(shù)部分頻率偏移集(步驟704)。例如，如果整數(shù)部分頻率偏移為8個副載波，那么前導信號將僅僅在副載波8，副載波11，以及副載波14等載波處有值，而最大和值將為第三和值。從而，即將使用前導信號匹配濾波的整數(shù)部分頻率偏移的候選者的數(shù)目就可以減少2/3，即，大致為前導信號匹配濾波的整數(shù)部分頻率偏移的候選者的1/3，也就約為前導信號的副載波的數(shù)量的三分之一，或者約為前導信號的信道數(shù)量的三分之一，相應的，n的范圍大致為1到前導信號匹配濾波信道數(shù)量的三分之一的整數(shù)。如圖7所示的方法可以整合到圖4，圖5以及圖6的方法中。
請參閱圖8，圖8為幀邊界粗糙估計時，前導中用于計算碼距的窗口的示意圖。圖8顯示了前導部分。因為在粗糙的時序估計之后存在時序的誤差，所以在CP間隔內(nèi)的一個位置開始收集OFDM信號，以避免由時序誤差引起的符號間干擾(inter-symbol interference，ISI)。窗口的長度W以及L取決于時序的不確定性以及延遲擴展。如圖8所示， 其中，


。完整的窗口長度為2W+L。
請參閱圖9，圖9為在前導中用于計算碼距的另一個窗口的示意圖。在圖8中，僅僅考慮具有中等延遲擴展的信道。盡管如此，有時也會遇到具有較大延遲擴展的信道，例如SUI-5信道。在此情況下，可以調(diào)整窗口長度W到足夠大，使得可以覆蓋多路徑延遲擴展。但是，AWGN信道的性能將由于使用較大的窗口長度W而降低。因此，本發(fā)明提供了對于具有較大延遲擴展的AWGN信道以及衰落信道具有同樣魯棒性的方法。
選擇碼距的窗口可以調(diào)整為


。而且，窗口總長度可以為2W+1。如圖9中的調(diào)整示意圖所示。
請參閱圖10，圖10為估計噪聲項碼距的窗口的示意圖。正如圖10所示，選擇長度為Wnoise的窗口用于估計噪聲項的碼距。對于估計噪聲項的碼距而言，不僅需要仔細選擇窗口長度，而且還需要認真選擇窗口位置。如圖10所示，噪聲項的碼距可以從位置Tshift+NCP到Tshift+NCP+Wnoise-1進行平均。也就是說，噪聲項

的估計碼距可以如下等式所示 然后，可以設定閾值＝eta×噪聲項，即

如果最大的碼距比閾值大，那么碼距

不改變。否則，就使用僅最大的兩個碼距|t(i)[l]|a累加條件下的碼距

如圖11所示，圖11為用于確定合并多路徑碼距的數(shù)目的閾值的示意圖。對于較高的SNR，

很小，μthres也很小。因此，μ(fd，P(i))中累加的碼距的數(shù)目通常為Npath。對于較低的SNR，上述數(shù)目通常為2。對于AWGN信道而言，系統(tǒng)通常運行在SNR較低的情況下。
因此，在上述情況下，當計算合并信號的碼距時，可以計算如下等式 其中，fd≡seg*(mod3)以及ig＝0，1，...，[114/Np]-1. 同樣的，當計算NP個PN序列

的碼距時，需要計算下面的等式 其中， 總之，本發(fā)明描述了考慮非零均值的整數(shù)部分頻率偏移的小區(qū)搜索算法。聯(lián)合(Joint)整數(shù)部分頻率偏移以及傳輸PN序列估計因子(estimator)可以基于最大似度(Maximum-Likelihood，ML)標準而導出。較優(yōu)的實現(xiàn)需要格拉姆-施密特(Gram-Schmidt)程序，以減輕由PN序列的非類似脈沖自生相關(guān)(non-impulse-likeauto-correlation)引起的干擾，而格拉姆-施密特(Gram-Schmidt)程序復雜度很高。因此，為簡化復雜度可以導出次優(yōu)實現(xiàn)。導出的小區(qū)搜索算法的核心運算可以通過實施IFFT運算而減少復雜度。本發(fā)明提供了具有較小的性能降低的，用于減少整數(shù)頻偏及PN序列的不確定性的方法，可以在低成本情況下實現(xiàn)快速小區(qū)搜索。
任何本領(lǐng)域技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明精神和范圍內(nèi)，當可做些許的更動與潤飾，因此本發(fā)明的保護范圍當視所附權(quán)利要求所界定者為準。
權(quán)利要求
1.一種在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，該方法包含
接收前導信號；
使用第一偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以得到第一已濾波前導信號；
使用第二偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以得到第二已濾波前導信號；
調(diào)整該第二已濾波前導信號，以形成調(diào)整的已濾波前導信號；
累加至少該第一已濾波前導信號以及該第二已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號中的一個；
自該多個已累加前導信號中選擇最大的已累加前導信號；
根據(jù)該最大的已累加前導信號，確定估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移；
根據(jù)該估計的偽噪聲序列指數(shù)以及該估計的整數(shù)部分頻率偏移，使用至少該第一偽噪聲序列以及該第二偽噪聲序列對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號，其中，該第一偽噪聲序列以及該第二偽噪聲序列對應該估計的偽噪聲序列指數(shù)以及該估計的整數(shù)部分頻率偏移；以及
根據(jù)該多個已濾波前導信號中最大的已濾波前導信號，產(chǎn)生一估計的偽噪聲序列。
2.如權(quán)利要求第1項所述的在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，其特征在于，進一步包含
產(chǎn)生該前導信號的信道數(shù)為3n倍數(shù)的幅度的第一和值；
產(chǎn)生該前導信號的信道數(shù)為3n加1的幅度的第二和值；
產(chǎn)生該前導信號的信道數(shù)為3n加2的幅度的第三和值；
確定該第一和值、該第二和值以及該第三和值中的最大和值；以及
根據(jù)該最大和值確定整數(shù)部分頻率偏移集；
其中，n的范圍為1到該前導信號的信道的數(shù)量的三分之一的整數(shù)；以及
其中，接收該前導信號為接收具有該整數(shù)部分頻率偏移集的整數(shù)部分頻率偏移的前導信號偏移。
3.如權(quán)利要求第1項所述的在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，其特征在于，調(diào)整該第二已濾波前導信號，以形成調(diào)整的已濾波前導信號的步驟為相位旋轉(zhuǎn)該第二已濾波前導信號，以形成該調(diào)整的已濾波前導信號。
4.如權(quán)利要求第1項所述的在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，其特征在于，調(diào)整該第二已濾波前導信號，以形成調(diào)整的已濾波前導信號的步驟為載波偏移該第二已濾波前導信號以形成該調(diào)整的已濾波前導信號。
5.如權(quán)利要求第1項所述的在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，其特征在于，使用至少該第一偽噪聲序列以及該第二偽噪聲序列對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號的步驟進一步包含
在多個延遲值處，使用至少該第一偽噪聲序列以及該第二偽噪聲序列該第一偽噪聲序列對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號；
其中，形成該第一已濾波前導信號的步驟包含合并該多個已濾波前導信號以形成該第一已濾波前導信號。
6.一種在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，該方法包含
接收前導信號；
使用偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號中的已濾波前導信號；
自該多個已濾波前導信號中選擇最大的已濾波前導信號；以及
根據(jù)該最大的已濾波前導信號確定估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移。
7.如權(quán)利要求第6項所述的在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，其特征在于，使用偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號中的已濾波前導信號的步驟包含在多個延遲值處，使用該偽噪聲序列對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成該多個已濾波前導信號。
8.如權(quán)利要求第6項所述的在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，其特征在于，進一步包含
產(chǎn)生該前導信號的信道數(shù)為3n的幅度的第一和值；
產(chǎn)生該前導信號的信道數(shù)為3n加1的幅度的第二和值；
產(chǎn)生該前導信號的信道數(shù)為3n加2的幅度的第三和值；
確定該第一和值，該第二和值以及該第三和值中最大和值；以及
根據(jù)該最大和值確定整數(shù)部分頻率偏移集；
其中，n的范圍為1到該前導信號的信道的數(shù)量的三分之一的整數(shù)；以及
其中，接收該前導信號為接收具有該整數(shù)部分頻率偏移集的一整數(shù)部分頻率偏移的前導信號。
9.一種在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，該方法包含
接收前導信號；
使用多個偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號；
累加該多個已濾波前導信號以形成多個已累加前導信號；
自該多個已累加前導信號中選擇最大的已累加前導信號；以及
根據(jù)該最大的已累加前導信號確定估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移；
根據(jù)該估計的偽噪聲序列指數(shù)以及該估計的整數(shù)部分頻率偏移，使用至少第一偽噪聲序列以及第二偽噪聲序列對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號，其中，該第一偽噪聲序列以及該第二偽噪聲序列對應該估計的偽噪聲序列指數(shù)以及該估計的整數(shù)部分頻率偏移；以及
自多個已濾波前導信號中的該最大的已濾波前導信號，產(chǎn)生估計的偽噪聲序列。
10.如權(quán)利要求第9項所述的在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，其特征在于，包含
產(chǎn)生該前導信號的信道數(shù)為3n的幅度的第一和值；
產(chǎn)生該前導信號的信道數(shù)為3n加1的幅度的第二和值；
產(chǎn)生該前導信號的信道數(shù)為3n加2的幅度的第三和值；
確定該第一和值，該第二和值以及該第三和值中最大和值；以及
根據(jù)該最大和值確定整數(shù)部分頻率偏移集；
其中，n的范圍為1到該前導信號的信道的數(shù)量的三分之一的整數(shù)；以及
其中，接收該前導信號為接收具有該整數(shù)部分頻率偏移集的整數(shù)部分頻率偏移的前導信號。
11.如權(quán)利要求第10項所述的在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，其特征在于，使用至少第一偽噪聲序列以及第二偽噪聲序列對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號的步驟包含
在多個延遲值處，使用多個偽噪聲序列中每一者對經(jīng)延遲的該前導信號實施匹配濾波，以形成對應的多個副本；以及
合并該多個副本的每一者以形成對應經(jīng)延遲的該前導信號的多個已濾波前導信號。
全文摘要
一種在無線通信系統(tǒng)中實施小區(qū)搜索的方法，該方法包含接收前導信號；使用偽噪聲序列對該前導信號實施匹配濾波，以形成多個已濾波前導信號中的已濾波前導信號；自該多個已濾波前導信號中選擇最大的已濾波前導信號；以及根據(jù)該最大的已濾波前導信號確定估計的偽噪聲序列指數(shù)以及估計的整數(shù)部分頻率偏移。本發(fā)明提供的方法不但可以具有更小的運算量，而且可以提高整數(shù)部分頻率偏移存在時的確定性。
文檔編號H04B1/707GK101801066SQ20091015834
公開日2010年8月11日 申請日期2009年7月7日 優(yōu)先權(quán)日2009年2月10日
發(fā)明者陳昭羽, 張朝明, 王光仁, 邱茂清 申請人:聯(lián)發(fā)科技股份有限公司