專利名稱：一種適用于ofdm時間同步的訓練序列構造及同步算法的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及OFDM技術領域，特別是涉及一種利用疊加訓練序列進行時間同步的
方法。
背景技術：
OFDM是一種單用戶多載波的調制方法，它的基本原理是將串行高速數(shù)據信號先轉 換成并行的低速子數(shù)據流，再使用相互正交的一組子載波構成的子信道來傳輸各個子數(shù)據 流。OFDM子信道的頻譜是相互重疊且正交的，因此，OFDM是一種頻譜效率高的調制方式。 與傳統(tǒng)的均衡器比較，它最大的特點在于結構簡單，因此可大大降低成本，且在實際應用中 非常靈活，尤其對高速數(shù)字通信是一種非常具有前景的技術。但是，實現(xiàn)OFDM系統(tǒng)存在技術上的難點，其中很重要的一條是系統(tǒng)對同步的要求 很高，因為它對定時誤差要比單載波技術敏感得多。符號定時偏差是指解調OFDM符號時， FFT窗口提前或者滯后。如果符號定時偏差過大，使定時的偏移量與最大時延擴展的長度之 和小于循環(huán)前綴的長度，會產生符號間干擾，破壞OFDM符號的完整性，降低系統(tǒng)的性能?？?以說，準確的符號定時偏差的估計是實現(xiàn)OFDM系統(tǒng)的關鍵。圖1是一個通用OFDM基帶系統(tǒng)的框圖。圖1中發(fā)送端的串并轉換、編碼、映射、 OFDM基帶調制和疊加訓練序列等模塊，代表OFDM基帶調制的過程；圖1中接收端的串并變 換、同步、OFDM基帶解調、信道估計及信道補償、逆映射及并串變換等模塊，代表OFDM基帶 解調過程；圖1中信道為多徑信道；圖1中的同步模塊即是實現(xiàn)OFDM時間同步的部分。常見的OFDM時間同步方案有兩種(1)將訓練序列作為導頻的OFDM時間同步。該方法將訓練序列作為數(shù)據信息單獨 占用一個數(shù)據發(fā)送單元，接收端通過對導頻的相關運算獲得相關峰值來實現(xiàn)時間同步的目 白勺0 參見文獻Sehmidl，Donald C Cox. Robust frequeney and timingsynehronizati on for OFDM. IEEE transaetions oncommunications. 1997. 45(12) :1613_1621。該方法雖然 能夠保證獲得較好的同步性能，但由于導頻占用了發(fā)射資源，降低了系統(tǒng)的傳輸效率。(2)將訓練序列疊加在數(shù)據上的OFDM時間同步。將訓練序列疊加在傳輸數(shù)據 上的同步方法節(jié)省傳輸資源提高傳輸效率。該方法通過將訓練序列乘以一個功率分配因 子后與傳輸數(shù)據疊加，減少了導頻所需要的發(fā)射資源，提高了傳輸效率，但是該方法存在 訓練序列與傳輸數(shù)據互相干擾的問題。參見文獻=Tufvesson F.，F(xiàn)aulkner Μ.，Hoeher P.，Edfors 0. . OFDM timeand frequency synchronization by spread spectrum pilot technique [J]. Commun. Theory Mini-Conference. Jun, 1999. vol. 5 :115-119。隨后又有人 提出將訓練序列疊加在循環(huán)前綴上的方法，降低了訓練序列與傳輸數(shù)據的干擾。參見文獻 唐友喜，嚴春林.一種OFDM時間、頻率同步方法[P].專利申請?zhí)?2133996.
公開日2006 年6月14日，公開號CN1259780C。但該系列方法由于降低了訓練序列的能量，抗多徑干擾 方面的性能有所下降。發(fā)明內容
本發(fā)明目針對現(xiàn)有技術的不足，提供一種訓練序列結構及其相應的同步算法。本 發(fā)明所述的OFDM同步訓練序列采用疊加在傳輸數(shù)據循環(huán)前綴上的方法，不增加額外的傳 輸開銷，結合訓練序列的結構，將時間同步分為粗同步和細同步。按照本發(fā)明所述的同步方法基于所述訓練序列結構及其同步算法，包括以下步 驟A.在發(fā)端將編碼序列取反后放在編碼序列后，再對這兩組序列進行復制后組成訓 練序列m(k)。B.將訓練序列疊加在基帶OFDM信號的循環(huán)前綴上，并送入信道。C.接收端將接收的信號進行移位相關運算，尋找相關峰值的位置。其中，信號經過 信道會受到高斯噪聲和多徑效應的影響。所述的步驟A包括將編碼序列pi進行取負變換得到序p2，即p2 = -pi。將序列p2放在原編碼序列 Pl之后，組成序列p3(k) = [pi p2]。將序列p3重復放置，形成訓練序列m(k) = [p3 p3] =[pi-pi pi-pi]。其中，編碼序列pi的選取具有一般性，通常選取相關性能優(yōu)異的序列。pi的長度 為循環(huán)前綴長度L的四分之一，不足時可以補0。所述的步驟B包括將訓練序列乘以V ，P為功率分配因子，定義功率分配因子等于疊加訓練序列的 能量與總能量(即訓練序列的能量與信號序列的能量之和)之比，再將疊加位置的循環(huán)前 綴乘以Vri后，將二者相加完成疊加訓練序列的過程。所述的步驟C包括在收端，當收端接收到數(shù)據后，在一個符號內從起始位置開始取長度為L的數(shù)據 為一個數(shù)據段，從該數(shù)據段的起始位置開始，按照式(1)進行長度為L/2的相關運算，當滑 動位置為L/2時，完成該窗口的相關運算，同時獲得該窗口內的最大相關值。按照該方法可 在一個符號內獲得N (N為符號長度與L的商的最大整數(shù)值)個長度為L的數(shù)據段的最大相 關值，取最大值所在窗口的相關峰值處的位置為同步位置。 其中，r(k)為接收信號，L為循環(huán)前綴的長度，m(k)為訓練序列，*為取共軛運算， η為滑動相關串口移動的位置，a(n)為相關結果。本發(fā)明的優(yōu)點在于利用訓練序列的結構中編碼序列的正負交替性，使同步位置 時的峰值比非同步位置時的峰值更加突出；通過將接收數(shù)據進行分段，并且只對數(shù)據段內 的部分數(shù)據進行相關，提高了同步算法的效率。本發(fā)明的上述其他目的及其特征進一步適用的范圍，可由下列的詳細說明中清楚 得知。但是，這些詳細的說明和所提到的實施例僅供說明作用，并非構成對本發(fā)明的限制， 本領域中的技術人員應該可以理解其它變化形式。
圖1是根據本發(fā)明的疊加訓練序列的OFDM系統(tǒng)結構示意圖。圖中，1為串并轉換 模塊，2為信源編碼模塊，3為映射模塊，4為OFDM基帶信號產生模塊，5為訓練序列疊加模 塊，6為并串轉換模塊，7為信道模塊，8為串并轉換模塊，9為同步模塊，10為OFDM基帶信號 解調模塊，11為信道估計及信道補償模塊，12為逆映射模塊，13為解碼模塊，14為并串轉換 模塊。圖2是根據本發(fā)明的訓練序列結構示意圖。圖中，15為選擇的自相關性優(yōu)良的碼 組，16為對15取負值的編碼序列，17與15完全相同，18與16完全相同，由15、16、17和18 共同組成疊加的訓練序列。圖3是根據本發(fā)明的疊加訓練序列的發(fā)送信號結構示意圖。圖中，19為乘以‘的 訓練序列，20為疊加訓練序列處乘以VT^的循環(huán)前綴，21為原始數(shù)據。圖4是接收信號按照本發(fā)明方法進行同步的相關信號示意圖。圖5是本發(fā)明提出的訓練序列結構及同步算法與傳統(tǒng)結構訓練序列及同步算法 在多徑信道下正確同步概率比較圖。圖中的傳統(tǒng)方法是指訓練序列由編碼序列進行重復放 置，構成的結構為[a a a a]，收端同步按照公式(2)進行逐位相關運算。 其中，r(n)為接收的數(shù)據，t (m)為傳統(tǒng)方法的訓練序列，G為循環(huán)前綴的長度， a(n)為同步信號，*為共軛運算。圖6是系統(tǒng)在相同仿真環(huán)境下，沒有疊加訓練序列時和疊加訓練序列時的誤碼率 比較圖。其中疊加訓練序列分為疊加本專利提出的訓練序列和疊加傳統(tǒng)結構的訓練序列。 傳統(tǒng)結構是指訓練序列是由編碼序列重復放置，沒有經過取負等運算處理。
具體實施例方式下面將參考附圖對本發(fā)明的優(yōu)選實施例進行詳細描述。步驟1 設OFDM系統(tǒng)中子載波數(shù)為1024，循環(huán)前綴長度為128位。原始串行數(shù)據 經過模塊1形成并行的數(shù)據，每組數(shù)據經過模塊2的RS編碼后，進行QPSK調制即映射；數(shù) 據在OFDM基帶調制模塊中進行IFFT運算并生成數(shù)據對應的循環(huán)前綴；選擇周期為Npn = 31的m序列，在最后一位補0后構成長度為32的編碼序列，發(fā)端將編碼序列取負值后放置 在原編碼序列后，再將上述兩組編碼序列進行復制，形成如圖2所示結構的訓練序列，記為 m(k), k G
；將訓練序列乘以‘，P =0.3，表示循環(huán)前綴中訓練序列的能量占總 能量的30%。在疊加訓練序列模塊中將訓練序列疊加在第一組數(shù)據的循環(huán)前綴上，被疊加 的循環(huán)前綴乘以VT^ ；數(shù)據經過并串變換后送入信道。步驟2 數(shù)據在信道中受到多徑效應和噪聲的干擾。其中，多徑數(shù)為20，最大多普 勒頻移為200Hz。步驟3 收端將接收數(shù)據進行串并變換后，將數(shù)據送入同步模塊。同步模塊根據公式1進行同步運算。其中，選取的數(shù)據段的長度G = 80。確定最大相關值的數(shù)據位置區(qū)間 (長度為80)并以該區(qū)間的相關峰值位置為同步位置。發(fā)明件能分析根據上述實施步驟，可以得到圖5所示的同步性能。通過比較可以發(fā)現(xiàn)，基于傳統(tǒng) 算法的同步技術與基于本發(fā)明提出的同步算法的同步技術，在相同信噪比條件下，本發(fā)明 提出的改同步算法的同步正確率明顯高于傳統(tǒng)算法。隨著信噪比的增加，本發(fā)明提出的同 步算法的同步正確率曲線的上升速度也高于傳統(tǒng)方法。由圖6可以看出，由于疊加了訓練 序列，系統(tǒng)誤碼率比沒有疊加訓練序列時要高，而本專利提出的改進結構的訓練序列對系 統(tǒng)誤碼率的影響略小于傳統(tǒng)結構訓練序列對系統(tǒng)誤碼率的影響。在算法復雜度方面，由于本專利提出的方法是將接收數(shù)據分段，在每段數(shù)據內做 部分數(shù)據的相關運算(本例中相關長度為L/2 = 64)，而移位相關運算的長度也只是數(shù)據段 的一半，比傳統(tǒng)逐位進行相關運算相比，算法的復雜度得到了降低，運算速度得到了提高。以上所披露的僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例，當然不能以此來限定本發(fā)明的權利保護 范圍?？梢岳斫?，根據本發(fā)明所附權利要求書中限定的實質和范圍所作的等同變化，仍屬于 本發(fā)明所涵蓋的范圍。
權利要求
一種適用于OFDM時間同步的訓練序列構造及同步算法，該方法包括如下步驟步驟1 確定發(fā)送數(shù)據的幀結構，確定循環(huán)前綴的長度L、訓練序列的長度通常等于循環(huán)前綴的長度；步驟2選擇長度為L/4的編碼序列，編碼類型一般選擇自相關性能優(yōu)異的、長度小于等于L/4的碼，如果所選擇的碼型長度小于L/4，則以0充填不足位；步驟3將步驟2中的編碼序列進行取反，放置在原編碼序列后，在對上述兩個序列再進行復制后進而構成訓練序列m(k)；步驟4將訓練序列m(k)疊加在一個發(fā)送數(shù)據符號的循環(huán)前綴上；步驟5當收端接收到數(shù)據后，在一個符號內從起始位置開始取長度為L的數(shù)據為一個數(shù)據段，從該數(shù)據段的起始位置開始，按照式(1)進行長度為L/2的相關運算，當滑動位置為L/2時，完成該窗口的相關運算，同時獲得該窗口內的最大相關值。按照該方法可在一個符號內獲得N(N為符號長度與L的商的最大整數(shù)值)個長度為L的數(shù)據段的最大相關值，取最大值所在窗口的相關峰值處的位置為同步位置； <mrow><mi>a</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><munderover> <mi>Σ</mi> <mrow><mi>k</mi><mo>=</mo><mn>0</mn> </mrow> <mrow><mi>L</mi><mo>/</mo><mn>2</mn><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></munderover><mi>r</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>-</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>·</mo><mi>m</mi><mo>*</mo><mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>-</mo><mo>-</mo><mo>-</mo><mrow> <mo>(</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo></mrow> </mrow>其中，r(k)為接收信號，L為循環(huán)前綴的長度，m(k)為訓練序列，*為取共軛運算，n為滑動相關串口移動的位置，a(n)為相關結果。
全文摘要
本發(fā)明目提供一種新的OFDM時間同步方法，該方法基于一種訓練序列結構及其相應的同步算法。本發(fā)明所述的OFDM同步訓練序列采用疊加在傳輸數(shù)據循環(huán)前綴上的方法，不增加額外的傳輸開銷，結合訓練序列的結構，利用訓練序列的正負交替特性使相關峰值更加突出。結合相應的同步算法不但提高了同步的準確度，同時提高了算法的運算速度。
文檔編號H04L27/26GK101883067SQ20091014143
公開日2010年11月10日 申請日期2009年5月9日 優(yōu)先權日2009年5月9日
發(fā)明者伍曉瓊, 劉盈, 羅仁澤, 高頔, 黃家盛 申請人:電子科技大學中山學院