專利名稱：對用直接調(diào)制激光的模擬視頻傳輸?shù)纳⒀a償電路和系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在模擬光學(xué)系統(tǒng)中對光纖色散和激光誘導(dǎo)失真的電補償。
背景技術(shù)：
模擬視頻信號通常通過使用密集波分復(fù)用(DWDM)的光纖/同軸電纜 混合(HFC)網(wǎng)絡(luò)傳輸，其中，利用調(diào)制激光源的組合RF信號將每個信道 幅度調(diào)制到分離的副載波上。這些副載波被狹窄地分隔，例如在NTSC信 道方案中分別被6MHz分隔。(如在此所使用的，"副載波，，是"載波"的一種， 因此在本文使用中兩者中的任意一個術(shù)語可以指代副載波。)
直接調(diào)制DFB激光(DML)已經(jīng)在HFC網(wǎng)絡(luò)中得到了廣泛使用。在 前向應(yīng)用中1310nm單波長DML為主要技術(shù)，因為其能夠攜帶信號的全帶 寬來滿足系統(tǒng)性能所需。近來，HFC網(wǎng)絡(luò)的信道負(fù)荷已經(jīng)從50-870MHz擴(kuò) 展到50-1000MHz。另一方面，對于窄帶廣播應(yīng)用，1550nmDML被用于與 1550nm外部調(diào)制發(fā)射機(jī)結(jié)合的DWDM (密集波分復(fù)用)。直接調(diào)制光學(xué)激 光源引入被公知為激光啁啾(chirp)的激光輸出的取決于調(diào)制的頻率偏差。 在與光纖色散耦合的條件下，啁啾能夠產(chǎn)生不希望的偽影，其降低了系統(tǒng) 性能。對1310nmDML和1550nm外部調(diào)制發(fā)射機(jī)兩者而言，因為在1310nm 情況下光纖中沒有色散并且在外部調(diào)制發(fā)射機(jī)中沒有啁啾，所述色散不成 為問題。另一方面，用于窄帶廣播的1550nm DML發(fā)射機(jī)確實有啁啾誘導(dǎo) 的色散問題，但因為傳輸?shù)男诺罃?shù)量非常小(在50到300MHz之間)，其 沒有嚴(yán)重到充分降低系統(tǒng)性能的程度。
隨著商業(yè)環(huán)境改變，其如今對于擴(kuò)張HFC網(wǎng)絡(luò)既要求寬帶寬又要求低 成本，并且隨著DFB激光工藝提升，對DWDM應(yīng)用來說，與外部調(diào)制發(fā) 射機(jī)相比，基于DML的發(fā)射機(jī)因為其顯著的低成本和簡單性成正在變?yōu)楦?好的選擇。因此，克服工藝的色散降級以便更好工作滿足系統(tǒng)需求正變得 關(guān)鍵。對1310nm和1550nm DWDM發(fā)射機(jī)來說都是如此。
眾所周知，通過在將RF調(diào)制信號施加到發(fā)射機(jī)之前對其進(jìn)行預(yù)補償，能夠減輕激光啁啾和彩色失真兩者的影響?；靖拍钍牵ㄟ^失真發(fā)生電 路預(yù)先產(chǎn)生一組失真信號，其與需要補償?shù)姆蔷€性特征振幅相等但相位相 反。當(dāng)這些預(yù)失真信號和由系統(tǒng)非線性產(chǎn)生的失真信號相互作用時，其彼 此抵消，因此減少或者消除了否則將要產(chǎn)生的失真。由激光啁啾和光纖色 散產(chǎn)生的失真是所謂的二階失真。激光啁啾失真具有一個頻率無關(guān)項
(frequency independent term )和 一 個步貞率相關(guān)項 (frequency dependent term),反之，由光纖色散誘導(dǎo)的失真只具有一個頻率無關(guān)項，而頻率無關(guān) 項被忽略。由激光啁啾失真導(dǎo)致的頻率相關(guān)項也包括一個90。的相移。另一 個由光纖放大器(如果存在的話)誘導(dǎo)的失真源，也只有一個頻率無關(guān)項。 在Kuo等人的 "Second-Order Dispersion and Electronic Compensation In Analog Links Containing Fiber Amplifiers (在包含光纖放大器的模擬鏈路中 的二階散射和電子補償)"，Journal of Lightwave Technology(光波工藝期刊)， Vol. 10， No. 11, pp. 1751-1759 (1992)中描述了 ，基于這些觀測的用于模擬光 學(xué)傳輸失真補償?shù)亩嗤ǖ李A(yù)失真方案，在這里通過引用并入本發(fā)明。Kuo 的方案分別收集所有的頻率無關(guān)項以及頻率相關(guān)項，分別對其進(jìn)行預(yù)補償， 并且將其與原始RF信號重新組合來產(chǎn)生預(yù)補償所有三種失真源的信號。
圖l為闡明該方案的框圖。如圖l所示出的，該方案包括將輸入RF信 號分支成三個平行通道并且隨后將其重新組合輸出到激光驅(qū)動器。第一通 道112引入頻率相關(guān)預(yù)補償，第二通道114引入頻率無關(guān)預(yù)補償。第三通道 116攜帶原始信號，其凈皮延時來匹配通道112和114中的延時。
參考圖1，輸入RF信號被提供給有三個輸出的分配器110，定義三個 彼此平行的通道。在頻率相關(guān)補償通道112中，RF信號首先在矩形波形成 器118中被方波化。該方波化的信號隨后通過可變衰減器120并且隨后通 過放大器122，并且隨后在微分器124中被微分。微分器用來影響頻率相關(guān) 性(dependency )和90°相移。在頻率無關(guān)補償通道114中，RF信號在矩形 波形成器126中被方波化，隨后在可變衰減器128中衰減。不包含頻率相 關(guān)性或相移。在第三通道116中，RF信號僅僅在物理延時單元130中被延 時來匹配其它兩個通道中的延時。三個通道的輸出在組合器132中重新被 組合，輸出到激光光源。在Pidgeon的美國專利號5,481,389和Gottwald的 美國專利號5,526,159中公開了類似的方案，兩者在這里通過引用并入本發(fā) 明。使人遺憾的是，所有三個方案對于攜帶從50到1000MHz全信道負(fù)荷 的寬頻帶應(yīng)用有嚴(yán)重的限制。使用公知的方案對激光啁啾和光纖色散的預(yù) 補償， 一般無法滿足使用直接調(diào)制激光光源的全寬帶信道負(fù)荷的嚴(yán)格規(guī)范， 不論是1310mn還是1550nm。
更高的性能允許系統(tǒng)達(dá)到更遠(yuǎn)的距離。因此，為了制造高性能DWDM DML發(fā)射機(jī)，需要更好的失真對消并且需要高性能電路，以便達(dá)到高性能。 在此所描述的本發(fā)明致力于這些問題。

發(fā)明內(nèi)容
申請人已經(jīng)識別出了傳統(tǒng)的多通道預(yù)失真方案不足的多個原因，并且 本發(fā)明的多個方面致力于這些問題。在其它方面和粗略描述中，特別的是， 在色散預(yù)補償通道中改良的包括極大改進(jìn)的微分器的預(yù)補償電路，在色散 預(yù)補償通道上用于減少f2-fl型合成二階(CSO)失真的預(yù)處理器，以及用 于補償激光預(yù)失真和色散補償之間不希望的矢量互作用的寬頻帶移相器。
在權(quán)利要求、說明書和附圖中描述了本發(fā)明的特殊方面。


將參照附圖對本發(fā)明進(jìn)行描述，附圖中
圖1為傳統(tǒng)的預(yù)補償電路的框圖。
圖2為HFC分布系統(tǒng)一部分的框圖。
圖3為依照本發(fā)明特征的預(yù)補償電路的框圖。
圖4和5為傳統(tǒng)微分器電路原理圖。
圖6(a)和6(b)分別為幅度和相位圖，將期望響應(yīng)與圖6(a)和6(b)中的 微分器電路的響應(yīng)進(jìn)行了比較。
圖7, 8， 9(a)和9(b)為依照本發(fā)明特征的微分器電路的原理圖。
圖10(a)和10(b)分別為圖9(a)中的網(wǎng)絡(luò)的幅度和相位響應(yīng)與理想值的比較。
圖11為矢量對消圖。
圖12(a), 12(b)和12(c)為闡明激光失真的對消效應(yīng)、頻率無關(guān)預(yù)失真、 光纖色散失真和頻率相關(guān)預(yù)失真的矢量圖。
圖13為依照本發(fā)明特征的寬頻帶移相器的原理圖。圖14(a)和14(b)為闡明圖13中實施例的操作的矢量圖。
圖15闡明圖3中預(yù)處理器的期望頻率響應(yīng)。
圖16為圖3中預(yù)處理器的電路原理圖。
圖17為依照本發(fā)明特征的預(yù)補償單元的框圖。
圖18和19為圖17中907180。相位斜率均衡器的備選實施例的原理圖。
具體實施例方式
下列的詳細(xì)描述參考附圖進(jìn)行。所描述的優(yōu)選實施例用來闡明本發(fā)明， 而不是限制其范圍，該范圍在權(quán)利要求中定義。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將 在隨后的描述中識別出.多種等效變化。
圖2為HFC分布系統(tǒng)的一部分的框圖。將由多信道構(gòu)成的輸入RF信 號提供給發(fā)射機(jī)210。發(fā)射機(jī)被設(shè)計用來支持輸入頻率的預(yù)定范圍。更適宜 但不是必須的是，發(fā)射機(jī)被設(shè)計用來支持寬帶輸入RF信號，其包括調(diào)制到 從5OMHz到1 OOOMHz頻率范圍的視頻副載波上的模擬信號。在發(fā)射機(jī)中， 輸入RF信號被提供給預(yù)補償單元212,其輸出被直接調(diào)制到DFB激光源 214上。DFB激光器214的光學(xué)輸出在摻雜光纖放大器216 (在1310nm系 統(tǒng)中被省略)中被放大，后者的輸出被提供給傳輸光纖218。傳輸光纖218 跨越數(shù)公里并且隨后提供給光學(xué)接收器220。光學(xué)接收器220檢測從光纖 218接收的RF信號，并且驅(qū)動其到同軸電纜跨度222來傳輸?shù)侥康牡?沒 有顯示)。
圖3為預(yù)補償單元212 (圖2)的框圖。其有連接到信號分配器312的 輸入部分的輸入端310,該信號分配器將輸入的RF信號分離成三個信號通 道或分支301、 302和303。如在此使用的那樣，術(shù)語分支和信號通道可以 互換使用。分配器312能夠設(shè)計成歸一的，但是優(yōu)選地，其將來自原始信 號的大部分能量輸出到第一信號分支301,而輸出到第二和第三分支302和 303的能量能夠彼此相等或基本相等。在圖3的實施例中，分配器312包括 擔(dān)當(dāng)抽頭裝置的定向耦合器314。耦合器314的主要輸出連接到第一信號通 道301的上游端，而耦合器314的抽頭端口連接到3dB分配器316的輸入。 3dB分配器有兩個輸出，其中一個驅(qū)動第二信號通道302而另一個驅(qū)動第三 信號通道303。注意到，在另一個實施例中，信號分配器312能夠包括對附 加分支的輸出，來引入對于在此沒有提及的其它失真的預(yù)補償。第一信號通道301的下游端連接到三路輸入信號組合器318的一個輸 入端口 。第一信號通道301包括延時元件324，例如其可以是一^a同軸電纜， 目的是匹配在第二和第三信號通道302和303中的信號延時。與分配器312 一樣，組合器318能夠被設(shè)計成歸一的，但在圖3的實施例中其包括定向 耦合器320，后者具有連接到第一信號通道301下游端的第一輸入端口和連 接到另一個定向耦合器322的輸出的第二輸入端口。定向耦合器322具有 分別連接到第二和第三信號通道302和303下游端的第一和第二輸入。
第二信號通道302預(yù)補償二階激光啁啾失真。因此，其包括二階失真 發(fā)生器326，其優(yōu)選為信號方波化組件("矩形波形成器")。矩形波形成器 326的下游是幅度均衡器328,用于補償分配器312和組合器318引入的 幅度誤差；寬頻帶移相器330，用于補償幅度均衡器和其它組件引入的相位 誤差；以及放大器332和可變衰減器334。第二信號通道302也可以包括類 似于延時元件324的延時元件336，來匹配第三信號通道303中的信號延時。 如果適當(dāng)?shù)脑?，可以將延時元件336改為定位在第三信號通道303中。需 要明確的是，在第二信號通道302中在矩形波形成器326下游的所有組件 都是線性的(放大器332可能不是精確線性的，但其非線性在該用途中可 以忽略)。因此，只要信號完整性能夠保持，其在不同實施例中能夠以任意 序列被連接，而不只是附圖中的序列。
第三信號通道303預(yù)補償光纖色散，后者主要是頻率相關(guān)二階失真。 因此，該通道包括另一個二階失真發(fā)生器338，同樣優(yōu)選為信號方波化組件 ("矩形波形成器，，)。由于第三分支預(yù)補償頻率相關(guān)失真，因此矩形波形成 器的下游是微分器340。圖3中微分器340在這里優(yōu)選為90。相位斜率均衡 器，因為如在這里的描述，其對傳統(tǒng)微分器有顯著改善。微分器340的下 游是另 一個放大器342和可變衰減器344?？勺兯p器334和344都優(yōu)選為 匹配的阻抗，并且能夠被電子地控制。在一些實施例中，其中的一個或者 另一個或者兩者全部能夠是固定而不是可變的。第三信號通道303同樣優(yōu) 選地包括信號預(yù)處理器346,其結(jié)構(gòu)和用途在下文中描述。此外，只要信號 完整性能夠保持，矩形波形成器338的下游組件能夠以不同于附圖中顯示 的序列連接。
微分器電路-90。相位斜率均衡器
參考圖1中闡明的傳統(tǒng)方法，其中的一個問題涉及到微分器124。在Kuo或GottwaW的文獻(xiàn)中都沒有說明或描述明確的微分器電路。Pidgeon的 文獻(xiàn)只說明了一種如圖4所示的經(jīng)典RL微分器。其包含串聯(lián)電阻器和連接 的接地電感，在電阻和電感的接合處引出輸出。圖5闡明另一個傳統(tǒng)RC 微分器，其特性與圖4所示的RL微分器相同。其包含串聯(lián)電容器和連接的 接地電阻器，在電容器和電阻器的接合處引出輸出。這兩種傳統(tǒng)微分電路 有嚴(yán)重的性能限制，既因為它們的頻率響應(yīng)的幅度和相位遠(yuǎn)離期望，又因 為它們的阻抗與前面和后面的電路元件不匹配。阻抗不匹配能夠?qū)е滦盘?反射，其能夠?qū)Ψ群拖辔坏念l率響應(yīng)造成不期望的全面降低。
如上所述，頻率相關(guān)失真項源于光纖色散產(chǎn)生的二階失真。該失真能 夠被表示為
<formula>formula see original document page 12</formula>
其中，/=電流中的二階失真，丄=光纖長度，/=頻率，常數(shù)，并且C二常數(shù)。
對信號頻率低于1000MHz,在(l)中的第二項可以忽略。因此方程式(l) 表明對固定長度光纖，由光纖色散誘導(dǎo)的二階失真幅度與頻率成線性比例， 并且對于所有頻率的載波有固定90。相移。忽略方程式(l)中的第二項，方程 式變?yōu)?br> /2=(則2 (2) 微分器必須依照方程式(2)轉(zhuǎn)換失真信號功率級。按照dB的傳遞函數(shù)的 幅度則為
<formula>formula see original document page 12</formula>
能夠設(shè)置可變衰減器120和放大器122的組合來處理方程式(3)右側(cè)的 第二項。第一項表明對每個頻率f倍增，微分器頻率響應(yīng)必須增加6dB,因 此稱為"6dB/倍頻程"。6dB/倍頻程傳遞函數(shù)被用于傳統(tǒng)RF/孩i波工程，例 如濾波器阻帶衰減。但是，對于如下的應(yīng)用則有問題其頻率帶寬中的頻 率相關(guān)被限制在僅為全部帶寬中的一部分。對于微分器124來說，對于應(yīng) 用的全通頻帶(entire-pass band )要求6db/倍頻程響應(yīng)。
微分器124包含延時，因此不能生成恒定相移。然而，只要相移為線 性的，其低頻率截斷在90。相移上，則該延時能夠在別處被補償，例如通過 物理延時元件130。因此，為了實現(xiàn)方程式(3),微分器提供的理想相移應(yīng)該 是對于延時調(diào)整之后的所有頻率恒定90。相移。圖6(a)和6(b)為闡明期望微分器頻率響應(yīng)的圖。圖6(a)闡明期望幅度頻 率響應(yīng)(實線610)，圖6(b)闡明期望相位頻率響應(yīng)(實線620)。為了清晰地描 述，在圖6(b)圖中移除了相位響應(yīng)的線性部分。正如在此使用的那樣，如果
位"。在圖6(a)和6(b)中還顯示了傳統(tǒng)微分器的頻率響應(yīng)。傳統(tǒng)微分器的頻 率響應(yīng)的幅度為圖6(a)中的線612,相位為圖6(b)中的線622。在該例子中， 傳統(tǒng)微分器是如圖5所示串聯(lián)電容器和分流電阻器，其中電容為1.5 pF并 且電阻為1000歐姆。傳統(tǒng)微分器在lOOOMHz的插入損耗為2dB。當(dāng)將在 lOOOMHz的插入損耗調(diào)整到期望曲線，則與期望值的最大誤差為幅度4.8 dB和相位7.8°。這將嚴(yán)重限制為了滿足線尾端性能所要求的失真對消。
傳統(tǒng)微分器電路的幅度和相位能夠通過減小電容來改善，但其造成 10-15dB的范圍中的額外損耗。此方法具有非常不希望的后果。特別地，將 需要增加放大來補償此損耗，其將造成電路復(fù)雜性的提高。此外，增加的 放大將增加噪聲干擾并且減少二階失真信號差拍信號(beat signal)對噪聲 的比率，其隨后將降低系統(tǒng)載波對噪聲比率(CNR)。此外，要求的低誤差 高溫穩(wěn)定的極小電容值在現(xiàn)有的商業(yè)產(chǎn)品中難以達(dá)到。更進(jìn)一步，最終電 路仍然阻抗不匹配，意味著過多的反射與在微分器之前的電路相互作用， 降低幅度。因此，在預(yù)補償電路中需要比傳統(tǒng)版本性能好很多的微分器電 路。
圖7為顯示改進(jìn)性能的微分器電路340的原理圖。其包含在輸入節(jié)點 和輸出節(jié)點之間串連的電感和電容，以及連接輸出節(jié)點和地的阻抗。電感 由電感器710提供，電容由電容器712提供，阻抗由電阻器714提供。如 在此所使用的，"阻抗，，為復(fù)平面中的矢量，并且包括純電阻和純電抗、以 及具有電阻和電感兩者的組件和網(wǎng)絡(luò)。"電抗"為阻抗矢量的虛部。如在此 所使用的，除非特別聲明，電抗指代非零電抗。同樣的，"電阻，，為阻抗矢量 實部。如在此所使用的，除非特別聲明，電阻指代非零電阻。"電抗組件，， 為有非零電抗的組件；其典型為(或包括)電感器和/或電容器。類似地， "電阻組件"為有非零電阻的組件；其典型為(或包括)電阻器。
除添加了串聯(lián)電感器之外，圖7中的電路與傳統(tǒng)微分器電路類似，輸 出從串聯(lián)電容器和分流電阻器的接合處引出。串聯(lián)電感器犧牲了一些高頻 率的響應(yīng)，以便有利于響應(yīng)曲線的峰值接近(但仍然高于)微分器設(shè)計操作范圍(50-1000MHz)頻帶的高端。因此，設(shè)計者能夠為該電路選擇組件 值，使其非常接近匹配期望的6dB/倍頻程幅度和固定的90。相移曲線，而不 需要借助于極小電容來降低全部幅度響應(yīng)。
圖8為圖7電路的對偶(dual)并且具有相同的特性。其包含在輸入節(jié) 點和輸出節(jié)點之間串聯(lián)的電阻810 ，以及連接輸出節(jié)點與地的電感812和電 容814的并耳關(guān)組合。
圖9(a)為顯示性能改進(jìn)的另一個微分器電路340的原理圖。除了為了 將網(wǎng)絡(luò)與隨后下游電路(例如圖3中的放大器342 )的阻抗進(jìn)行阻抗匹配而 添加的組件之外，該網(wǎng)絡(luò)與圖7類似。圖9(a)的網(wǎng)絡(luò)包含在輸入節(jié)點和輸 出節(jié)點之間串聯(lián)組合的電感器910和電容器912,連接輸入節(jié)點和第一公共 節(jié)點(common node) 916的阻抗(電阻器914)，以及連接輸出節(jié)點和第二 公共節(jié)點920的阻抗(電阻器918)。第一公共節(jié)點916通過電感(電感器 922 )接地，第二公共節(jié)點920通過電容(電容器924 )接地。在一個實施 例中，兩個公共節(jié)點916和920彼此連接；這種布局提供了最佳阻抗匹配。 在另一個實施例中，可變阻抗(可變電阻器926)將兩個公共節(jié)點連接。
圖10(a)和10(b)分別為圖9(a)的網(wǎng)絡(luò)的幅度和相位響應(yīng)與理想值的比 較。選擇組件值在1000MHz處提供與如圖6(a)所示的傳統(tǒng)微分器示例相同 的-2dB損耗。貫穿預(yù)定的50-1000MHz頻率帶，所形成的網(wǎng)絡(luò)的幅度響應(yīng) 與整個預(yù)定頻率帶上以6dB/倍頻程的比率增加的目標(biāo)幅度響應(yīng)的差值不超 過O.l dB。這是對傳統(tǒng)微分器的實質(zhì)改善。盡管與目標(biāo)幅度響應(yīng)的任意誤差 不大于ldB將是顯著的改進(jìn)，圖9(a)的網(wǎng)絡(luò)帶來的改進(jìn)是極好的。類似地， 圖10(b)所示的最大相位誤差只有2.7。。同樣，這是對傳統(tǒng)微分器的實質(zhì)改 善，并且盡管與目標(biāo)固定90。相移的任意誤差不大于4。將成為顯著改進(jìn)，圖 9(a)的網(wǎng)絡(luò)帶來的改進(jìn)是極好的。
圖ll為矢量對消圖，其能夠被用來評估使用微分器達(dá)到不同水平幅度 和相位補償所獲取的失真對消結(jié)果的改進(jìn)水平。圖11中的x軸代表在預(yù)補 償之后剩余的幅度誤差，y軸代表預(yù)補償之后剩余的相位誤差。每條曲線表 明由使用特定微分器帶來的失真改進(jìn)的全面測量。例如，假設(shè)一個傳統(tǒng)微 分器，如果在1000MHz幅度被對準(zhǔn)到色散產(chǎn)生的失真，則在500MHz預(yù)失 真信號仍然有3.4dB的幅度誤差和7.8。的相位誤差。在圖ll的圖中繪制該 點，能夠看到該微分器產(chǎn)生的全部失真對消小于10dB?？梢詮膱D中進(jìn)一步看到要達(dá)到更好的失真對消，幅度和相位誤差都必須更小。例如，對20dB 或更好的對消，幅度誤差必須小于ldB并且相位誤差必須小于6。。此外， 只有當(dāng)相位誤差為0時ldB的幅度誤差將產(chǎn)生20dB失真對消，并且只有當(dāng) 幅度誤差為0時6。相位誤差將產(chǎn)生20dB失真對消。
如已經(jīng)提到的，圖9(a)的網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)崿F(xiàn)低達(dá)1 dB的最大幅度誤差和低 達(dá)2.7。的最大相位誤差。能夠從圖ll看出，對比傳統(tǒng)微分器的小于10dB， 該電路失真對消優(yōu)于25dB。此外，在貫穿感興趣的頻率帶上達(dá)到最大僅有 2dB損耗(發(fā)生在1000MHz);盡管在實現(xiàn)上述中任意的損耗不大于4dB就 將成是顯著的改善。
如已經(jīng)提到的，圖9(a)的電路也是阻抗匹配的，其排除了信號反射干 擾。完全的匹配出現(xiàn)在公共節(jié)點916和920被連接在一起的實施例中，或 者當(dāng)在如圖9(a)所示實施例中當(dāng)可變電阻器926達(dá)到零值時。在任一實施 例中，必須保持下述關(guān)系來達(dá)到完全的匹配
ZlxZ2 = i o2， (4)
其中，Zl =串聯(lián)的電感器910和電容器912的阻抗，Z2 =并聯(lián)的電感器 922和電容器924的阻抗，以及Ro二電路的特征阻抗(通常為50Q)。因為 電路和多組件的阻抗匹配特性，能夠選擇電路組件來預(yù)加重(pre-emphasize ) 特定頻率范圍的頻率響應(yīng)，以便在保持充分阻抗匹配的同時將幅度或相位 微調(diào)為期望值。
此外，可變電阻器926的調(diào)整結(jié)合對電路中其它組件的值的適當(dāng)選擇， 允許寬頻帶相移直至+/-5°，來對抗在預(yù)失真電路中的寄生相移。
圖9(b)是圖9(a)中網(wǎng)絡(luò)的電子可調(diào)整的版本。其與圖9(a)版本大致相同， 除了圖9(a)中的可變電阻器926被PIN二極管936取代，并且在后續(xù)用已 知方式插入附加組件來提供絕緣和偏置DC阻塞電容器938、 940和942; 以及偏置電感器942和電阻器944。
寬頻帶移相器
圖12(a)為闡明四個矢量的矢量圖由激光造成的失真(矢量1210), 由頻率無關(guān)補償通道114引入的預(yù)失真(矢量1212),由光纖中的色散造成 的失真(矢量1214 ),和頻率相關(guān)補償通道112誘導(dǎo)的預(yù)失真(矢量1216 )。 為了前面已經(jīng)解釋的原因，激光失真矢量1210與色散失真矢量1214異相 90。。圖12(a)闡明理想情況，其中激光預(yù)失真矢量1212與激光失真矢量1210 大小相等方向相反，并且色散補償矢量1216與色散失真矢量1214大小相 等方向相反。在圖12(a)中能夠看出，激光預(yù)失真矢量1212與激光失真矢量 1210有相同的幅度，并且它們相位精確地相反(在圖中，矢量1210和1212 分別為0。和180。)。類似地，能夠看到色散失真矢量1214和色散補償矢量 1216相位精確地相反(在圖中，矢量1214和1216分別為90°和270° )。所 有矢量的和為零。
圖12(b)闡明例如激光預(yù)失真信號如圖12(b)所示輕微偏離180°位置發(fā) 生的情況。能夠看到矢量的和在90。位置剩下殘留失真。該殘留失真將增加 或減少地與色散和色散補償失真信號相互作用。另一方面，圖12(c)闡明如 果電路在激光預(yù)失真信號中引入的相移按照相反方向輕微偏離180°位置， 則該電路的殘留失真將朝向270°位置，與圖12(b)中的相反。
除了微分器之外，圖1所示的傳統(tǒng)電路的多種其它電路元件也促成了 圖12(b)和12(c)中所示的相位誤差。例如，信號分配器110和組合器132 (圖 1)都在高頻率下展現(xiàn)更多損耗，并且變壓器和電感通常包含產(chǎn)生附加寄生 相移。因為這些附加誤差，圖1中的頻率無關(guān)通道114除了可變衰減器128 之外還應(yīng)該包括幅度均衡器。幅度均衡器能夠在頻率帶上相當(dāng)精確補償幅 度誤差，但其也可能引入額外的相位誤差從而限制其滿足全系統(tǒng)要求的能 力。
圖12(b)和12(c)中的誤差能夠通過在頻率無關(guān)分支114中插入寬頻帶移 相器得到補償，后者在相反方向引入相移?？墒且葡嗥麟y以設(shè)計，特別是 對寬頻帶應(yīng)用，例如要求50-lOOOMHz信道負(fù)荷。特別的，如果沒有精心 設(shè)計，相移電路能夠造成額外的幅度誤差，甚至能夠比其設(shè)計來補償?shù)南?位誤差更有害。除了電路寄生相移之外，激光和光纖色散產(chǎn)生的失真不會 與預(yù)失真信號準(zhǔn)確地反相位。
難以設(shè)計寬頻帶移相器使其能夠足夠靈活地引入需要的相移，來滿足 精確補償圖12(b)和12(c)中誤差的需求。在過去建議了相移電路，例如在美 國專利號4,258,340、 4,581,595和5,365,187，在此通過引用均并入本發(fā)明。 然而，它們在高寬頻帶應(yīng)用中有局限，如在50-lOOOMHz。其中一些也無法 產(chǎn)生0?；蜇?fù)相移，當(dāng)修正激光和色散補償互相交互時使用它們會變得復(fù)雜。 因此需要更靈活的寬頻帶移相器。圖13是依照本發(fā)明原理的寬頻帶移相器330 (圖3)的原理圖。其有 輸入端口 1310和輸出端口 1312。輸入端口連4妻到分配器1314的輸入，其 可以是定向耦合器或抽頭裝置(tapping device),將其信號能量的絕大部分 輸出到其直接通過輸出端口 1316，將其信號能量的僅一小部分輸出到其抽 頭端口 1318。優(yōu)選地，提供給直接通過輸出端口 1316的信號功率水平至少 三倍于提供給抽頭端口 1318的信號功率水平，其原因在下文中將顯現(xiàn)。(等 效描述為，輸入信號功率的至少75%提供給直接通過輸出端口 1316，最多 25%提供給抽頭端口 1318。)甚至更優(yōu)選地，90%輸出功率提供給直接通過 輸出端口 1316,只有10%提供給抽頭端口 1318。該電路包括連接分配器第 一輸出和組合器1322第一輸入的第一信號通道1320，其輸出連接到輸出端 口 1312。第一信號通道包括延時元件1332來匹配在第二信號通道中的信號 延時，如下文的描述。
該電路還包括連接分配器1314第二輸出1318和組合器1322第二輸入 的第二信號通道1324。第二信號通道1324包括串聯(lián)組合的全通網(wǎng)絡(luò)1326 和可變衰減器1328?？勺兯p器優(yōu)選地與直接下游電路元件阻抗匹配，后 者在圖13的實施例中為組合器1322的第二輸入端口 。全通網(wǎng)絡(luò)優(yōu)選地由 3端口 90。/0。網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，其有一個輸入端口和兩個輸出端口 B28和1330。 90。/0。全通網(wǎng)絡(luò)相對于輸入，在其任一輸出上都不生成90。相移；更確切的 說，其產(chǎn)生的輸出信號之間彼此相差90°。輸出信號與輸入信號相差額外的 固定相位角^。因此，輸出端口 1328的信號與輸入信號相比有p +卯。相移， 而輸出端口 1330上的信號與輸入信號有^相移。在本電路中第二輸出端口 1330沒有使用，因此通過電阻器接地。在一個實施例中相位角^約為45°。 其優(yōu)選地在0°到90°之間，并且其更優(yōu)選地在10°到60°之間。
在一個實施例中(沒有顯示)，將全通網(wǎng)絡(luò)1326的輸出1328直接連接 到可變衰減器1328。圖14(a)是闡明實施例操作的矢量圖。在該圖中，矢量 1410代表到達(dá)組合器1322第一輸入的信號。該信號與輸入節(jié)點1310 (圖 13)處的輸入信號有相同相位，但其幅度因為輸入信號功率被分流到第二 信號通道1324的部分而降低。矢量1412代表到達(dá)組合器1322第二輸入的 信號的幅度和相位。其相位相對輸入信號相位為^ + 90°，并且其幅度相對矢 量1410的幅度是可變衰減器1328的設(shè)置與輸入信號功率被分配器1314分 流到第二信號通道1324的比例的函數(shù)。矢量1414代表在組合器1322中與來自第一信號通道1320的信號組合之后、在輸出節(jié)點1312上輸出的信號。 矢量1414是矢量1410和1412的和，其幅度小于矢量1410并且其相對輸 入信號的角度e在o。到^+卯。之間。能夠通過放大器和可變衰減器在信號通 道的任何位置補償幅度的減少，例如通過放大器332和可變衰減器334 (圖 3)。
通過改變可變衰減器1328,當(dāng)信號通過寬頻帶移相器330的同時，能 夠插入任意期望的在0。到^ + 9(T之間的相移0到信號。當(dāng)可變衰減器1328 設(shè)置到其最大值時達(dá)到最小相移，并且因為沒有衰減器有無限阻抗，實際 上最小相移一定輕微的大于O。。然而，如果可變衰減器1328有"斷開"(中 斷連接)位置，其能夠設(shè)置成精確的0°。同樣，當(dāng)可變衰減器I328設(shè)置 到其最小值時，通常是0Q，達(dá)到最大相移。但最大相移也受分配器1314 抽頭比例的限制，其限制矢量1412的最大長度。例如分配器1314的抽頭 比例為25%/75%，并且通過全通網(wǎng)絡(luò)1326引入的相位偏移量<^ = 45'，圖13 中實施例能夠達(dá)到的最大相移約為12.1。，其中全通網(wǎng)絡(luò)1326的輸出1328 直接連接到可變衰減器1328。
可以假設(shè)最好給第二信號通道1324分流盡可能多的輸入信號，以便提 供最大的相移調(diào)整范圍。然而，這樣做至少有兩個需要權(quán)衡處。第一，小 抽頭比例允許衰減器1328的最大設(shè)置來產(chǎn)生接近0。的整體相移，其有時是 要求的。第二，應(yīng)該意識到即使使用最好的組件，信號在第二信號通道1324 的不同組件中通過也有輕微衰減。通過最小化輸入信號功率穿過信號通道 1324的部分，從此源頭來的信號衰減量也被最小化。
將全通網(wǎng)絡(luò)1326的輸出1328直接連接到可變衰減器1328的實施例的 缺陷是，可以從圖14(a)中看出，只能實現(xiàn)正相移。對激光和色散補償互相 交互可能是復(fù)雜的并且可能要求負(fù)相移來說，其限制了控制的范圍，因此 是缺點。如圖13所示，在另一個實施例中，替代全通網(wǎng)絡(luò)1326的輸出1328 直接連接到可變衰減器1328，其通過選擇性反相器1334連接?？梢钥刂七x 擇性反相器1334通過無附加相移信號，或通過反相信號(例如移動180°)。 圖14(b)是類似于圖14(a)的矢量圖，闡明圖13所示實施例在選擇性反相器 設(shè)置成翻轉(zhuǎn)信號相位情況下的操作。能夠看出，到達(dá)組合器1322第二輸入 的信號1416的相位與輸入信號相位相比，現(xiàn)在為^ + 270。，并且輸出信號矢 量1418現(xiàn)在相對輸入信號有負(fù)相位e。在此情況下，輸出矢量1418的幅度大于矢量1410，但是同樣，幅度變化能夠通過在信號通道中其它位置的放
大器和可變衰減器補償。當(dāng)分配器1314的示例抽頭比例為10%/90%，被全 通網(wǎng)絡(luò)1326引入的示例相位偏移^ = 45°，包括選"^奪性反相器1334的圖13 所示實施例能夠達(dá)到的相移范圍為0=-3.8°到e=+4.4°。
如圖13所示，選擇性反相器優(yōu)選地包括連接到選擇性反相器輸入節(jié)點 來選擇第一或者第二開關(guān)端子的輸入開關(guān)1336，和選擇連接第一或者第二 開關(guān)端子到選擇性反相器輸出節(jié)點的輸出開關(guān)1338。 180°移相器1340被連 接在輸入開關(guān)1336的第一開關(guān)端子與輸出開關(guān)1338的第一開關(guān)端子之間， 并且0°移相器1342被連接在輸入開關(guān)的第二開關(guān)端子與輸出開關(guān)1338的 第二開關(guān)端子之間。輸入和輸出開關(guān)1336和1338同時操作，乂人而要么兩 個開關(guān)都切換連接到各自的第一開關(guān)端子、要么兩者都切換連接到各自的 第二開關(guān)端子。開關(guān)不能被操作為一個切換連接到其第一開關(guān)端子而另一 個切換連接到其第二開關(guān)端子。
180。移相器1340包含具有第一和第二繞組的^f茲心變壓器。第一繞組有 一個端子被連接到輸入開關(guān)1336的第一開關(guān)端子并且其第二端子接地，第 二繞組有一個端子被連接到輸出開關(guān)1338的第一開關(guān)端子并且第二端子接
簡單地是變壓器的一個繞組，其具有與變壓器1340相同的延時和損耗特性 (另一個繞組兩個端子都接地)，使得在兩個開關(guān)端子之間設(shè)置切換時不影 響第二通道1324的總延時或損耗特性。作為替換，如果在電路的其它位置 做了與在輸入和輸出開關(guān)1336和1338中做的選擇相協(xié)調(diào)的適當(dāng)調(diào)整，0。 移相器1342能夠有與變壓器1340不同的延時和損耗特性(例如僅包括一 根導(dǎo)線)。
隨著在這里所示的電路的不同分支中其它串行連接的線性組件，可以 理解的是，只要保持信號完整性，全通網(wǎng)絡(luò)1326、選擇性反相器1334和可 變衰減器1328，均能夠以不同于附圖中展示的序列連接。選擇性反相器1334 甚至能夠連接到全通網(wǎng)絡(luò)1326的上游。
合成二階失真最小化
如已經(jīng)提到的那樣，在光纖中由于色散產(chǎn)生的失真的種類為二階失真。 在諸如CATV的多信道應(yīng)用中，二階失真表現(xiàn)為合成二階(CSO)失真， 其中從多信道來的二階失真在相同頻率點上匯集。在使用NTSC信道方案的北美，典型的模擬視頻CSO失真峰值發(fā)生在1.25MHz,低于和高于視頻 副載波。低于視頻副載波的失真峰值是由兩個副載波的頻率差造成的，或 者稱為f2-fl型CSO;反之，高于視頻副載波的失真峰值是由兩個副載波的 頻率和造成的，或者稱為f2+fl型CSO。
在Kuo的文獻(xiàn)中描述的跟隨著微分器的二階失真發(fā)生器，只是對光纖 中產(chǎn)生的二階失真的一種近似。該實現(xiàn)簡單，并且隨著這里所描述的修改， 將對短光纖距離并且低信道數(shù)的情況有效。然而，當(dāng)距離更長并且視頻信 道數(shù)量更多，跟隨著微分器的簡單二階失真發(fā)生器則是不足的。為了進(jìn)一 步改善系統(tǒng)性能，期待更多的二階失真抑制。特別的，盡管基礎(chǔ)電路實現(xiàn) 通常最小化f2+fl型CSO，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)對f2-fl型CSO仍能觀測到不完全對消。 該問題顯現(xiàn)是由于預(yù)失真電路和光纖中色散相位不匹配所導(dǎo)致。對f2+fl型 CSO,合成失真信號與其約180。反相位，然而對f2-fl型CSO，相位差異最 多表現(xiàn)在120。。因此，對消不完全。
因為f2-fl型CSO峰值與f2+fl型CSO峰值分開僅僅2.5 MHz (在NTSC 信道方案中)，并且在RF調(diào)制信號中能夠有多達(dá)80個信道，實際上不可能 設(shè)計出相位均衡器使得在對f2-fl型CSO峰值修正相位誤差的同時不對 f2+fl型CSO峰值引入新誤差。該問題對于頻帶的中間頻率特別顯著，其中 頻率從高和低副載波兩者混合。此外，已經(jīng)觀測到對f2+fl型CSO，產(chǎn)生失 真峰值的副載波兩者都低于峰值頻率，然而，對G-fl型CSO，特別是在頻 帶的中間頻率上，產(chǎn)生失真峰值的副載波其中之一高于峰值頻率并且另一 個低于峰值頻率。
因此，在本發(fā)明的一個方面，將預(yù)處理濾波器346串行連接到預(yù)補償 單元212色散預(yù)補償通道303上的矩形波形成器338上游。將濾波器346 設(shè)計成具有如下的幅度響應(yīng)其對感興趣頻率帶高端和低端的衰減遠(yuǎn)遠(yuǎn)大 于在頻率帶中間頻率的衰減。優(yōu)選地，濾波器346的傳遞特性具有如下的
幅度曲線峰值在頻率帶內(nèi)，并且從峰值向頻率帶的兩端單調(diào)地下滑。
圖15闡明預(yù)處理器346的期望頻率響應(yīng)。能夠看出，其對頻率帶高端 和低端衰減比頻率的中間范圍要更劇烈。此外，能夠看出，圖15的響應(yīng)曲 線沒有拐點，并且在頻率帶的最高頻率(在1000MHz)處的衰減要弱于在 頻率帶最低頻率(在50MHz)處的衰減。這種矩形波形成器后載波振幅的 選擇性改變按照不平衡的方式產(chǎn)生不平衡的二階失真幅度，結(jié)果是改變和改善了在頻帶中間頻率的f2-fl型CSO。
圖16是能產(chǎn)生圖15中響應(yīng)的濾波器的示意電^^。濾波器優(yōu)選為阻抗 匹配的，并且這是圖15中電路的情況。在輸入節(jié)點1610和輸出節(jié)點1612 之間串連組合中，該電路包含電感1612和并行連接的電容1614和電阻 1616。該電路還包含在輸入和輸出節(jié)點1610和1612之間串行連接的電阻 1618和1620。電阻1618和1620之間的接合處進(jìn)一步經(jīng)由串4亍連接的電阻 1622和RLC網(wǎng)絡(luò)接地，其中RLC網(wǎng)絡(luò)包含并行連接的電感1624、電容1626 和電阻器1628。讀者能夠根據(jù)圖16中各個組件來計算值，以便生成具有圖 15中幅度響應(yīng)特征的濾波器。其它電路拓補也是可能的，正如讀者將領(lǐng)會 到的一樣。
額外提升
如已經(jīng)提到的，方程式(l)的第二項對頻率低于lOOOMHz的情況可以 忽略。然而，對更高的頻率，例如到達(dá)幾GHz，在已經(jīng)達(dá)到20到30dB的 改善后第二項會非常重要。當(dāng)頻率帶寬包括這樣的高頻時為了進(jìn)一步改善 性能，可以添加對輸入信號額外處理180。相移的版本。
圖17是預(yù)補償單元212的框圖，其類似于圖3，但進(jìn)行修改來包括180。 相位斜率處理。為了描述更清晰，從圖17中省略了分配器312、組合器318 和激光預(yù)失真通道302的內(nèi)部細(xì)節(jié)。此外，90。相位斜率均4軒器340 #皮 907180。相位斜率均衡器1712取代。90。/180。相位斜率衡器1712允許調(diào)整 輸入信號的90。相移版本和輸入信號的180。相移版本。特別地，其提供頻率 的一個預(yù)定幅度函數(shù)和充分的90°相移，以及頻率平方的第二個預(yù)定幅度函 數(shù)和充分的180°相移。
圖18是卯7180。相位斜率均衡器1712的一個實施例的原理圖。該實現(xiàn) 將90。相位處理和180。相位處理置于并行的信號子通道，因此在方程式(l) 的第 一 和第二項中所描述的色散能夠被彼此獨立的補償。
圖18的電路包括分配器1812,其具有一個輸入以及第一和第二輸出； 組合器1816,其具有第一和第二輸入以及一個輸出；第一信號子通道1801， 其將分配器1812的第一輸出連接到組合器1816的第一輸入；以及第二信 號子通道1802,其將分配器1812的第二輸出連接到組合器1816的第二輸 入。放大器1820和可變衰減器1824同樣在色散預(yù)補償通道303中串行連 接。第一信號子通道1801包括90。相位斜率均衡器1810,其可以與圖3中的卯。相位斜率均衡器340相同，而第二信號子通道1802包括180°相位斜 率均衡器。該180。相位斜率均衡器具有如下的相位響應(yīng)其在貫穿期望頻 率帶上有接近目標(biāo)固定180。相移。180。相位斜率均衡器的目標(biāo)幅度響應(yīng)能 夠從包括第二項的方程式(l)中推導(dǎo)出。
圖19是90°/180°相位斜率均衡器1712的另一個實施例的原理圖。其包 含串行連接的卯。相位斜率均;衡器1910和180。處理才莫塊1911。90。相位斜率 均衡器1910能夠與圖3中的90。相位斜率均衡器340相同。180。處理模塊 1911包括具有一個輸入與第一和第二輸出的分配器1912、具有第一和第 二輸入與一個輸出的組合器1916、將分配器1912的第一輸出連接到組合器 1916的第一輸入的第一信號子通道1901，以及將分配器1912的第二輸出 連接到組合器1916的第二輸入的第二信號子通道1902。第二信號子通道 1902包括第二個90。相位斜率均衡器1918。信號子通道l卯l和1902中的 一個包括延時匹配元件1914 (圖19實施例中的信號子通道1901 )，并且信 號子通道1901和1902中的一個包括放大器1920和可變衰減器1922 (圖 19實施例中的信號子通道l卯2 )。
因為第二 90。相位斜率均衡器1918與第一 90。相位斜率均衡器串行連 接，其將信號相位再次反轉(zhuǎn)90。，因此其幅度函數(shù)在輸入信號180。相移版本 操作。第二 90。相位斜率均衡器1918的幅度響應(yīng)不能獨立于90。相位斜率均 衡器1910決定，因為90。相位斜率均衡器1910的傳遞函數(shù)將影響90°相位 斜率均衡器1918需要的傳遞函數(shù)。然而，容易對90。相位斜率均衡器1810 和180。相位斜率均衡器1818計算上面提出的目標(biāo)(圖18)。
雖然在這里通過參考上述詳細(xì)的優(yōu)選實施例和示例對本發(fā)明進(jìn)行了披 露，應(yīng)該理解這些示例是為了闡述而不是限制?？梢灶A(yù)期本領(lǐng)域的技術(shù)人 員容易想到的修改和組合。例如，圖中所示在多個信號通道中的很多功能 模塊能夠以與所示不同的順序連接，而不影響其功能。其中一些同樣能夠 從信號通道的公共區(qū)域移動到信號通道分支區(qū)域的各個分支上，或者反之 亦然。 一些模塊能夠從信號通道分支區(qū)域的一個分支重新安排到另一個分 支或多個分支上。這樣的修改和組合對讀者是顯然的并且在本發(fā)明的精神 和所附權(quán)利要求范圍之內(nèi)。此外，盡管在這里討論的本發(fā)明的各個方面本 身提供益處，但當(dāng)其中的 一 些特別是其全部 一起使用時能得到最大的改進(jìn)。
權(quán)利要求
1.一種對激光光源光學(xué)傳輸系統(tǒng)的預(yù)失真電路，用于與攜帶在預(yù)定頻率帶上延伸的多個副載波的輸入RF調(diào)制信號一起使用，包括輸入端口；分配器，具有連接到所述輸入端口的輸入以及第一、第二和第三輸出；組合器，具有第一、第二和第三輸入以及輸出；第一信號通道，其將所述分配器的第一輸出連接到所述組合器的第一輸入；第二信號通道，其將所述分配器的第二輸出連接到所述組合器的第二輸入，所述第二信號通道提供對于激光光源中失真的預(yù)補償；以及第三信號通道，其將所述分配器的第三輸出連接到所述組合器的第三輸入，所述第三信號通道包括二階失真發(fā)生器和在所述二階失真發(fā)生器下游的微分器，其中，貫穿預(yù)定的頻率帶，所述微分器的振幅響應(yīng)與貫穿預(yù)定的頻率帶以6dB/倍頻程速率遞增的目標(biāo)振幅響應(yīng)相差不超過1dB，其中，貫穿預(yù)定的頻率帶，所述微分器的插入損耗不超過4dB，并且其中，貫穿預(yù)定的頻率帶，所述微分器的相位響應(yīng)與目標(biāo)固定90°相移相差不超過4°。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中，貫穿預(yù)定的頻率帶，所述微分 器的振幅響應(yīng)與目標(biāo)振幅響應(yīng)相差不超過O.ldB，其中，貫穿預(yù)定的頻率帶，所述微分器的插入損耗不超過2dB， 并且其中，貫穿預(yù)定的頻率帶，所述微分器的相位響應(yīng)與目標(biāo)固定相 移相差不超過2.7。。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1的電路，其中，所述微分器與其直接下游的電路阻 4元匹配。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1的電路，其中，所述微分器具有輸入節(jié)點和輸出節(jié) 點，并且包括在所述輸入節(jié)點和輸出節(jié)點之間串行連接的電感和電容；以及 將所述輸出節(jié)點連接到地的阻抗。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述微分器具有輸入節(jié)點和輸出節(jié)點，并且包括在所述輸入和輸出之間串行連接的電阻；以及 連接在所述輸出節(jié)點和地之間的、電感和電容的并聯(lián)組合。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述微分器具有輸入節(jié)點和輸 出節(jié)點，并且包括在所述輸入節(jié)點和輸出節(jié)點之間的電感和電容的串聯(lián)組合； 與所述輸入節(jié)點電阻連接的第 一公共節(jié)點； 與所述輸出節(jié)點電阻連接的第二公共節(jié)點； 將所述第一公共節(jié)點連接到地的電感；以及 將所述第二公共節(jié)點連接到地的電容。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的電路，其中，所述第一和第二公共節(jié)點彼此連接。
8. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的電路，還包括將所述第一公共節(jié)點連接到 第二公共節(jié)點的可變電阻。
9. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的電路，還包括將所述第一公共節(jié)點連接到 第二公共節(jié)點的電子地可變電阻。
10. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述第三信號通道還包括在所 述二階失真發(fā)生器上游的預(yù)處理濾波器，所述預(yù)處理濾波器頻率響應(yīng)曲線 的振幅峰值在預(yù)定頻率帶內(nèi)的特定頻率，并且振幅從峰值向所述頻率帶高 端和低端兩端單調(diào)下降。
11. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述第二和第三信號通道中的 特定一個包括移相器，位于該特定信號通道中二階失真發(fā)生器的下游，該 移相器包括移相器輸入端口 ，用于接收移相器輸入信號；移相器分配器，其具有連接到所述移相器輸入端口的輸入以及第一和 第二輸出，所述移相器分配器傳輸給移相器分配器第一輸出的信號功率水 平至少三倍于其傳輸給移相器分配器第二輸出的；移相器組合器，其具有第一和第二輸入并且還具有一個用于攜帶所述 移相器輸入信號的相移版本的輸出；第一信號子通道，其將所述移相器分配器第一輸出連接到所述移相器 組合器第一輸入；以及第二信號子通道，其將所述移相器分配器第二輸出連接到所述移相器 組合器第二輸入，所述第二信號子通道包括移相器可變衰減器和具有輸入 和第 一輸出的全通網(wǎng)絡(luò)，所述全通網(wǎng)絡(luò)的輸入和第 一輸出與所述移相器可 變衰減器串行連接，其中，所述全通網(wǎng)絡(luò)在其第一輸出上提供與輸入信號 相位相移p + 90。相位角的信號版本，其中0<^<90°。
12. —種用于激光光源光學(xué)傳輸系統(tǒng)的預(yù)失真電路，用于與攜帶在預(yù)定 頻率帶上延伸的多個副載波的輸入RF調(diào)制信號一起使用，包括輸入端口 ；分配器，其具有一個連接到所述輸入端口的輸入以及第一、第二和第 三輸出；組合器，其具有第一、第二和第三輸入和輸出； 第 一信號通道，其將所述分配器的第 一輸出連接到所述組合器的第一 輸入；第二信號通道，其將所述分配器的第二輸出連接到所述組合器的第二 輸入，所述第二信號通道提供對于激光光源中失真的預(yù)補償；以及第三信號通道，其將所述分配器的第三輸出連接到所述組合器的第三 輸入，所述第三信號通道包括二階失真發(fā)生器和在所述二階失真發(fā)生器下 游的微分器，所述第三信號通道還包括在所述二階失真發(fā)生器上游的預(yù)處理濾波 器，所述濾波器頻率響應(yīng)曲線的振幅峰值在預(yù)定頻率帶內(nèi)的特定頻率，并 且振幅從峰值向所述頻率帶高端和低端兩端單調(diào)下降。
13. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的電路，其中，所述濾波器的頻率響應(yīng)曲線 在預(yù)定頻率帶內(nèi)沒有拐點。
14. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的電路，其中，所述濾波器展示出在預(yù)定頻 率帶高端的衰減弱于在預(yù)定頻率帶低端上的。
15. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的電路，其中，所述二階失真發(fā)生器具有特 征阻抗，并且其中所述濾波器與所述特征阻抗阻抗匹配。
16. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的電路，其中，所述二階失真發(fā)生器包括信 號矩形波形成器。
17. —種移相器，包括 輸入端口，用于接收輸入信號；分配器，其具有連接到所述輸入端口的輸入以及第一和第二輸出，所 述分配器傳輸給所述第一輸出的信號功率水平至少三倍于其傳輸給所述第二輸出的；組合器，其具有第一和第二輸入并且還有一個攜帶輸入信號相移版本 的輸出；第一信號子通道，其將所述分配器第一輸出連接到所述組合器第一輸 入；以及第二信號子通道，其將所述分配器的第二輸出連接到所述組合器的第 二輸入，所述第二信號子通道包括可變衰減器以及具有輸入和輸出的全通 網(wǎng)絡(luò)，所述全通網(wǎng)絡(luò)的輸入和輸出與所述可變衰減器串行連接，其中，所 述全通網(wǎng)絡(luò)在其第 一輸出上提供與輸入信號相位相移P + w相位角的信號 版本，其中0<"90°。
18. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的移相器，其中，所述第一信號通道包括固 定時間延時元件。
19. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的移相器，其中，所述全通網(wǎng)絡(luò)還具有第二 輸出，在其上所迷全通網(wǎng)絡(luò)提供與輸入信號相位相移^相位角的信號版本，并且其中所述全通網(wǎng)絡(luò)的第二輸出被終止。
20. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的移相器，其中，所述可變衰減器是阻抗匹 配網(wǎng)纟備。
21. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的移相器，還包括在所述第二信號通道中 串行連接的選擇性反相器。
22. 根據(jù)權(quán)利要求21所述的移相器，其中，所述選擇性反相器包括 輸入節(jié)點和輸出節(jié)點，與所述可變衰減器和全通網(wǎng)絡(luò)串行連接； 輸入開關(guān)，其將所述選擇性反相器的輸入節(jié)點選擇性地連接到第一或第二開關(guān)端子；輸出開關(guān)，其將第 一或第二開關(guān)端子選擇性地連接到所述選擇性反相器車lr出節(jié)點；180°移相器，其被連接在所述輸入開關(guān)的第一開關(guān)端子與所述輸出開 關(guān)的第一開關(guān)端子之間；以及0。移相器，其被連接在所述輸入開關(guān)的第二開關(guān)端子與所述輸出開關(guān) 的第二開關(guān)端子之間，所述輸入和輸出開關(guān)被同時操作，使得要么兩個開關(guān)都切換連接到各自的第一開關(guān)端子、要么兩者都切換連接到各自的第二 開關(guān)端子，并且使得所述開關(guān)不能切換到其中一個切換連接到其第一開關(guān) 端子而另 一個切換連接到其第二開關(guān)端子。
23. —種用于激光光源光學(xué)傳輸系統(tǒng)的預(yù)失真電路，用于與攜帶在預(yù)定 頻率帶上延伸的多個副載波的輸入RF調(diào)制信號一起使用，包括輸入端口 ；分配器，其具有連接到所述輸入端口的輸入及第一、第二和第三輸出； 組合器，其具有第一、第二和第三輸入以及輸出； 第一信號通道，其將所述分配器的第一輸出連接到所述組合器的第一 輸入；第二信號通道，其將所述分配器的第二輸出連接到所述組合器的第二 輸入，所述第二信號通道提供對激光光源中失真的預(yù)補償；以及第三信號通道，其將所述分配器的第三輸出連接到所述組合器的第三 輸入，所述第三信號通道包括二階失真發(fā)生器和在所述二階失真發(fā)生器下 游的907180。相位斜率均衡器，所述90。/180。相位斜率均衡器提供頻率的第 一預(yù)定幅度函數(shù)和充分的90。相移，以及頻率平方的第二預(yù)定函數(shù)和充分的 180°相移。
24. 根據(jù)權(quán)利要求23所述的電路，其中，所述卯。/180。相位斜率均衡 器包括與180。處理模塊串行連接的90。相位斜率均衡器，所述90。相位斜率均衡器的幅度響應(yīng)近似于在預(yù)定的頻率帶內(nèi)以6dB/ 倍頻程速率遞增的目標(biāo)幅度響應(yīng)，并且其相位響應(yīng)近似于目標(biāo)固定90°相 移，以及所述180。處理模塊包括第二分配器，其具有輸入以及第一和第二輸出； 第二組合器，其具有第一和第二輸入和輸出；第一信號子通道，其將所述第二分配器的第一輸出連接到所述第二組 合器的第一輸入；和第二信號子通道，其將所述第二分配器的第二輸出連接到所述第二組合器的第二輸入，
全文摘要
本發(fā)明涉及一種對用直接調(diào)制激光的模擬視頻傳輸?shù)纳⒀a償電路和系統(tǒng)。一種改進(jìn)的預(yù)補償電路，包括在色散預(yù)補償通道上的極大改進(jìn)的微分器，在色散預(yù)補償通道上為減少f2-f1型合成二階(CSO)失真的預(yù)處理器，以及為補償激光預(yù)失真和色散補償之間不希望有的矢量互作用的寬頻帶移相器。
文檔編號H04B10/18GK101588210SQ200910130668
公開日2009年11月25日 申請日期2009年3月27日 優(yōu)先權(quán)日2008年5月20日
發(fā)明者林志強(qiáng), 陳立平, 偉 黃 申請人:調(diào)諧公司