專利名稱：解調(diào)電路、解調(diào)方法、程序和接收設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及解調(diào)電路、解調(diào)方法、程序和接收設(shè)備，更具體而言涉及 用于高效地去除干擾分量的解調(diào)電路、解調(diào)方法、程序和接收設(shè)備。
背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用(OFDM)機(jī)制已被用作用于陸地數(shù)字廣播的調(diào)制機(jī) 制。根據(jù)OFDM機(jī)制，在發(fā)送頻帶中使用若干個正交子載波，數(shù)據(jù)被指派 給子載波的幅度和相位，并且通過PSK (相移鍵控)或QAM (正交幅度 調(diào)制)數(shù)字調(diào)制。
根據(jù)OFDM機(jī)制，由于整個發(fā)送頻帶被劃分為許多子載波，因此每個 子載波的頻帶較窄并且其發(fā)送速率較低。然而，總發(fā)送速率仍然與傳統(tǒng)調(diào) 制機(jī)制相同。
OFDM機(jī)制的特點還在于符號率較低，因為許多子載波是彼此并行發(fā) 送的。因此，多徑時長相對于一個符號的時長相對較短，從而導(dǎo)致所發(fā)送 的數(shù)據(jù)更不容易受到多徑干擾。
此外，由于數(shù)據(jù)被指派給多個子載波，因此發(fā)送電路可包括IFFT (逆 快速傅立葉變換)算術(shù)電路，以執(zhí)行用于數(shù)據(jù)調(diào)制的逆傅立葉變換，并且 接收電路可包括FFT (快速傅立葉變換)算術(shù)電路，以執(zhí)行用于數(shù)據(jù)解調(diào) 的傅立葉變換。
由于上述原因，OFDM機(jī)制經(jīng)常被應(yīng)用于強(qiáng)烈受到多徑干擾的不利影 響的陸地數(shù)字廣播?；贠FDM機(jī)制的用于陸地數(shù)字廣播的標(biāo)準(zhǔn)包括 DVB-T (陸地數(shù)字視頻廣播)、ISDB-T (陸地集成業(yè)務(wù)數(shù)字廣播)和 ISDB-TSB (用于聲音廣播的陸地集成業(yè)務(wù)數(shù)字廣播)。
在附圖中，圖l是示出OFDM符號的視圖。
根據(jù)OFDM機(jī)制，信號被以稱為OFDM符號(下文中也稱為"符號")的單位來發(fā)送。
如圖1所示， 一個符號包括有效符號和保護(hù)間隔(下文中稱為
"GI")，有效符號表示在發(fā)送時在其中執(zhí)行IFFT的信號區(qū)，有效符號 的后半部分的一部分的波形被拷貝到保護(hù)間隔中。在時間軸上，GI被插入 到有效符號之前的位置中。所插入的GI使得可以增大對多徑的抵抗力。
上述多個符號被組合到一個OFDM傳輸幀中。例如，根據(jù)ISDB-T標(biāo) 準(zhǔn)，204個符號構(gòu)成一個OFDM傳輸幀。導(dǎo)頻信號被插入的位置是針對 OFDM傳輸幀的單元確定的。
根據(jù)采用QAM處理來調(diào)制每個子載波的OFDM機(jī)制，由于所發(fā)送的 數(shù)據(jù)受到多徑的不利影響，因此所接收的信號的每個子載波的幅度和相位 與所發(fā)送的信號的每個子載波的幅度和相位是不同的。因此，接收方需要 對所接收的信號進(jìn)行均衡，以使得其幅度和相位等于所發(fā)送的信號的幅度 和相位。
根據(jù)OFDM機(jī)制，發(fā)送方離散地插入具有給定幅度和相位的導(dǎo)頻信 號，并且接收方基于導(dǎo)頻信號的幅度和相位來確定傳輸路徑的頻率特性。 基于所確定的頻率特性對所接收的信號進(jìn)行均衡。
用于計算傳輸路徑特性的導(dǎo)頻信號被稱為分散導(dǎo)頻信號(SP信號)。 附圖中的圖2示出了被DVB-T標(biāo)準(zhǔn)和ISDB-T標(biāo)準(zhǔn)所采用的SP信號的布
局樣式。
附圖中的圖3示出了根據(jù)相關(guān)技術(shù)的OFDM接收器的配置示例。 天線(未示出)所接收的廣播電波被調(diào)諧器轉(zhuǎn)換為IF信號，IF信號 被A/D (模擬/數(shù)字)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。數(shù)字信號被正交解調(diào)器正交 解調(diào)為基帶OFDM信號，基帶OFDM信號被輸入到圖3中所示的GI去除 器l。
輸入到GI去除器1的基帶OFDM信號是要進(jìn)行FFT處理的所謂的時 域信號。要進(jìn)行FFT處理的時域信號被稱為OFDM時域信號。當(dāng)OFDM 時域信號被正交解調(diào)時，其變?yōu)榘▽嵼S信號(I通道信號)和虛軸信號 (Q通道信號)的復(fù)信號。
GI去除器1根據(jù)從符號同步器11提供來的定時信號，從OFDM時域信號所發(fā)送的每個符號去除由發(fā)送方添加的GI。通過去除GI， GI去除器 1產(chǎn)生了表示有效符號的OFDM時域信號，并將所產(chǎn)生的OFDM時域信號 輸出到FFT處理器2。
FFT處理器2對從GI去除器1提供來的OFDM時域信號執(zhí)行FFT處 理，從而提取出正交調(diào)制到每個子載波上的數(shù)據(jù)。FFT處理器2在圖1中 所示的位置A和位置B之間的某處開始FFT處理，位置A用作相鄰符號 之間的邊界，位置B用作GI和有效符號之間的邊界。例如，要受到FFT 處理的FFT區(qū)的起始位置由從符號同步器11提供來的定時信號指示。
FFT處理器2輸出表示所提取的數(shù)據(jù)的OFDM信號。該OFDM信號 是在執(zhí)行了 FFT處理之后產(chǎn)生的頻域信號。在執(zhí)行了 FFT處理之后產(chǎn)生的 OFDM信號被稱為OFDM頻域信號。從FFT處理器2輸出的OFDM頻域 信號被提供給SP提取器3和復(fù)除法器8。由于從FFT處理器2輸出的 OFDM頻域信號是傳輸路徑失真的信號，因此需要針對失真對其進(jìn)行補(bǔ) 償。用于補(bǔ)償由傳輸路徑引起的失真的傳輸路徑的頻率特性由從SP提取 器3到插值器7的電路配置加以估計。
SP提取器3從OFDM頻域信號中提取出插入在由如圖2所示的子載 波編號和符號編號所標(biāo)識的各個位置中的SP信號。在圖2中，垂直軸表 示符號方向(時間方向)，水平軸表示子載波方向(頻率方向)。SP提取 器3將所提取的SP信號輸出到復(fù)除法器4。
復(fù)除法器4將從SP提取器3提供來的SP信號除以由傳輸SP再現(xiàn)器5 所再現(xiàn)的SP信號，從而計算在SP信號被插入的位置處的傳輸路徑特性。 復(fù)除法器4將表示計算出的傳輸路徑特性的信號輸出到時間方向傳輸路徑 特性估計器6。
傳輸SP再現(xiàn)器5再現(xiàn)SP信號，并將所再現(xiàn)的SP信號輸出到復(fù)除法 器4。
時間方向傳輸路徑特性估計器6基于在SP信號被插入的位置處的傳 輸路徑特性(由從復(fù)除法器4提供來的信號表示)，來估計其中插入有SP 信號的子載波中、在時間方向上布置的各個符號的位置處的傳輸路徑特 性。由于如圖2所示SP信號是每12個子載波插入一次的，因此時間方向傳輸路徑特性估計器6針對每3個子載波估計每個符號的位置處的傳輸路
徑特性。時間方向傳輸路徑特性估計器6將表示針對每3個子載波的傳輸 路徑特性的估計值的信號輸出到插值器7。
插值器7在頻率方向上插值由從時間方向傳輸路徑特性估計器6提供 來的信號所表示的傳輸路徑特性的估計值，從而估計未插入SP信號的子 載波的傳輸路徑特性。以這種方式，確定了所有子載波的傳輸路徑特性。 插值器7輸出表示所有子載波的傳輸路徑特性的估計值的信號。從插值器 7輸出的信號被提供給復(fù)除法器8和IFFT處理器10。
復(fù)除法器8將從FFT處理器2提供來的OFDM頻域信號除以從插值 器7提供來的信號，從而補(bǔ)償OFDM頻域信號中包括的傳輸路徑失真。復(fù) 除法器8將通過補(bǔ)償傳輸路徑失真而產(chǎn)生的經(jīng)均衡信號輸出到糾錯器9。
糾錯器9對在發(fā)送方被交織的信號進(jìn)行去交織，并且還根據(jù)去交感 (depuncture)、維特比(Viterbi)解碼、擴(kuò)展信號去除、RS解碼等等對 信號進(jìn)行處理。糾錯器9將經(jīng)處理的數(shù)據(jù)作為解碼后的數(shù)據(jù)輸出到后級的 電路。
IFFT處理器IO對表示由SP提取器3、復(fù)除法器4、時間方向傳輸路 徑特性估計器6和插值器7從OFDM頻域信號估計出的傳輸路徑特性的信 號執(zhí)行IFFT處理，從而確定傳輸路徑的脈沖沖擊響應(yīng)。IFFT處理器10隨 后將表示所確定的沖擊響應(yīng)的信號輸出到符號同步器11。
符號同步器11根據(jù)由從IFFT處理器10提供來的信號所表示的傳輸 路徑的沖擊響應(yīng)來檢測符號之間的邊界。符號同步器11生成指示所檢測 的邊界位置(作為GI起始位置)并且還指示隨后與所檢測的邊界位置間 隔GI長度的位置(作為FFT區(qū)起始位置)的定時信號，并將所生成的定 時信號輸出到GI去除器1和FFT處理器2。
時間方向傳輸路徑特性估計器6可以采用各種方法來估計時間方向上 的傳輸路徑特性，例如插值性方法、預(yù)測性方法等等。
附圖中的圖4是以示例方式示出用于估計時間方向上的傳輸路徑特性 的插值性方法的視圖。
在圖4中，每個符號取決于其位置被指示為Si，h，其中i表示符號編號，并且h表示載波編號。例如，符號S,2》意指圖4中的符號S，其被插
入在由符號編號12和載波編號0所標(biāo)識的位置中。
關(guān)注圖4中由虛線所包圍的符號編號12。復(fù)除法器4根據(jù)SP提取器 3所提取的SP信號和傳輸SP再現(xiàn)器5所再現(xiàn)的SP信號來估計在符號 S12,Q、 S12，12、 S12，24的各個位置處的傳輸路徑特性。時間方向傳輸路徑特性 估計器6通過線性插值來基于在符號S12,Q、 S12，12、 812，24的各自位置處的傳 輸路徑特性的估計值，估計每3個子載波(即，由子載波編號3、 6、 9... 所指示的子載波)的傳輸路徑特性。由子載波編號3、 6、 9...所指示的子 載波是在時間方向上看每4個符號插入SP信號的子載波。
例如，符號S12，3的位置處的傳輸路徑特性是基于符號Sw的位置處的 傳輸路徑特性(根據(jù)早3個符號接收的SP信號估計)和符號Su,3的位置 處的傳輸路徑特性(根據(jù)晚1個符號接收的SP信號估計)估計的。
符號Si2，6的位置處的傳輸路徑特性是基于符號S^,6的位置處的傳輸路
徑特性(根據(jù)早2個符號接收的SP信號估計)和符號Sw,6的位置處的傳 輸路徑特性(根據(jù)晚2個符號接收的SP信號估計)估計的。
符號S,2,9的位置處的傳輸路徑特性是基于符號Su，9的位置處的傳輸路 徑特性(根據(jù)早1個符號接收的SP信號估計)和符號S,5,9的位置處的傳
輸路徑特性(根據(jù)晚3個符號接收的SP信號估計)估計的。
如上所述，插值性估計方法是一種用于基于由已經(jīng)接收的SP信號估 計出的傳輸路徑特性來估計在已經(jīng)接收的SP信號之間的位置處的傳輸路 徑特性的方法。
因此，根據(jù)線性插值，由時間方向傳輸路徑特性估計器6估計出的估 計值距接收的符號具有等同于3個符號的延遲。盡管未在圖3中示出，但 是在FFT處理器2和復(fù)除法器8之間需要存儲器，以將要輸入到復(fù)除法器 8的OFDM頻域信號延遲3個符號。
在圖4所示的示例中，當(dāng)前接收的符號(即，由從FFT處理器2輸出 的OFDM頻域信號所表示的符號)由符號編號15指示。在當(dāng)前定時可計 算出的與當(dāng)前定時靠近的定時處的傳輸路徑特性是在符號編號12的位置 處的傳輸路徑特性。因此，為了補(bǔ)償傳輸路徑失真，有必要將來自FFT處理器2的OFDM頻域信號延遲3個符號。
附圖中的圖5是以示例方式示出用于估計時間方向上的傳輸路徑特性 的預(yù)測性方法的視圖。
預(yù)測性估計方法是一種用于利用已經(jīng)接收的SP信號估計在后續(xù)位置 處的傳輸路徑特性的方法。
如果如圖5所示當(dāng)前接收的符號由符號編號15指示，則對在由符號 編號16 (晚l個符號接收)指示的符號位置處的傳輸路徑特性進(jìn)行估計。
例如，符號S1M的位置處的傳輸路徑特性是基于(根據(jù)已經(jīng)接收的 SP信號估計出的)符號S12,Q、 Ss,o、 S4，o…的位置中的任何一個處的傳輸路 徑特性估計的。
符號S16,3的位置處的傳輸路徑特性是基于(根據(jù)已經(jīng)接收的SP信號
估計出的)符號S13,3、 S9,3、 S5，3…的位置中的任何一個處的傳輸路徑特性
估計的。
符號S16，6的位置處的傳輸路徑特性是基于(根據(jù)已經(jīng)接收的SP信號 估計出的)符號Sl4,6、 Sk),6、 56，6...的位置中的任何一個處的傳輸路徑特性 估計的。
如果以上預(yù)測性估計方法被用作用于估計時間方向上的傳輸路徑特性 的方法，則為了供復(fù)除法器8補(bǔ)償傳輸路徑失真，有必要將提供給復(fù)除法 器8的傳輸路徑特性的估計值延遲1個符號。
附圖中的圖6是時間方向傳輸路徑特性估計器6的配置示例的框圖， 該估計器6根據(jù)預(yù)測性估計方法來估計時間方向上的傳輸路徑特性。
圖6中所示的配置示例被布置為處理其中插入有SP信號的一個子載 波的信號。假定圖6中所示的配置示例處理由子載波編號0所指示的子載 波的信號。
如圖6所示，時間方向傳輸路徑特性估計器6包括可變系數(shù)FIR濾波 器21、系數(shù)更新器22、減法器23、延遲電路24和插值器25。從復(fù)除法 器4輸出的信號(該信號表示在時間方向上看由針對每4個符號插入的SP 信號確定的傳輸路徑特性的估計值)被輸入到可變系數(shù)FIR濾波器21和 減法器23。例如，表示圖5中所示的符號Sm、 S4，o、 S8，o、 Su，。的各個位置處的傳輸路徑特性的估計值的信號被相繼輸入到可變系數(shù)FIR濾波器21 和減法器23。
可變系數(shù)FIR濾波器21利用由系數(shù)更新器22更新的系數(shù)對輸入信號 進(jìn)行濾波?？勺兿禂?shù)FIR濾波器21根據(jù)由已經(jīng)接收的SP信號確定的傳輸 路徑特性的估計值來估計在緊接著已經(jīng)接收的SP信號接收到的下一 SP信 號被插入的位置處的傳輸路徑特性。例如，如果表示圖5中所示的符號 S12,o的位置處的傳輸路徑特性的估計值的信號被輸入，則通過可變系數(shù) FIR濾波器21的濾波，估計出了在符號S,6"的位置處的傳輸路徑特性。
可變系數(shù)FIR濾波器21輸出表示傳輸路徑特性的估計值的信號。從 可變系數(shù)FIR濾波器21輸出的信號被提供給減法器23、延遲電路24和插 值器25。
系數(shù)更新器22基于從減法器23提供來的信號來更新可變系數(shù)FIR濾 波器21的抽頭系數(shù)?？勺兿禂?shù)FIR濾波器21的抽頭系數(shù)是根據(jù)由在某一 定時實際接收的SP信號確定的傳輸路徑特性和傳輸路徑特性的估計值之 間的差異來更新的。抽頭系數(shù)可以根據(jù)諸如LMS (最小均方)算法之類的 已知算法來更新。
減法器23計算從復(fù)除法器4提供來的信號和從可變系數(shù)FIR濾波器 21提供來的信號之間的差異，并將表示計算出的差異的信號輸出到系數(shù)更 新器22。
延遲電路24將從可變系數(shù)FIR濾波器21提供來的信號延遲4個符 號，并將延遲后的信號輸出到插值器25。插值器25被提供以兩個信號， 一個信號是表示在某一時刻接收到的SP信號被插入的位置處的傳輸路徑 特性的估計值的信號，另一個信號是表示在緊接著該SP信號接收到的下 一 SP信號被插入的位置處的傳輸路徑特性的估計值的信號。
插值器25通過插值來基于在SP信號被插入的位置處的傳輸路徑特性 的估計值，估計在先前和稍后時刻接收的兩個SP信號之間的各個時刻的 傳輸路徑特性。
附圖中的圖7是示出傳輸路徑特性被估計的方式的視圖。
圖7的水平軸表示時間。分別在時刻tQ、 h、 t2接收的SP信號沿垂直軸的不同位置表明這些SP信號經(jīng)歷了傳輸路徑特性的變化。
假定當(dāng)前時刻由時刻t3指示，并且根據(jù)在時刻t3接收的SP信號被插 入的位置處的傳輸路徑特性來估計在時刻t7接收的SP信號被插入的位置 處的傳輸路徑特性。表示這兩種傳輸路徑特性的信號被輸入到插值器25。 插值器25例如通過線性插值，基于在時刻ts接收的SP信號被插入的位置 處的傳輸路徑特性和在時刻t7接收的SP信號被插入的位置處的傳輸路徑 特性、來估計在各個時刻t4、 t5、 t6的傳輸路徑特性。
如果在時刻t3接收的SP信號是在符號S,2,o的位置處插入的SP信號， 則要估計傳輸路徑特性的時刻17的SP信號是在符號S,6"的位置處插入的 SP信號。通過線性插值估計出的各個時刻t4、 t5、 t6的傳輸路徑特性是在 符號Si3,C)、 S14，Q、 Sw,()的各個位置處的傳輸路徑特性。
OFDM機(jī)制能夠在多徑環(huán)境中執(zhí)行解調(diào)處理，而不會引起符號之間的 干擾和與另一載波的符號的干擾，在多徑環(huán)境中，延遲范圍小于GI并且 傳輸路徑特性不依賴于時間的變化。OFDM機(jī)制還能夠在以下環(huán)境中執(zhí)行 解調(diào)處理而不會引起符號之間的干擾和與另一載波的符號的干擾，在該環(huán) 境中，傳輸路徑特性經(jīng)歷的變化如此之小，以至于在FFT區(qū)域中無法呈現(xiàn) 出依賴于時間的變化。符號之間的干擾將被稱為ISI (符號間干擾)，并 且與另一載波的符號的干擾將被稱為ICI (載波間干擾)。
然而，在發(fā)生長延遲多徑的環(huán)境中，例如在SFN (單頻率網(wǎng)絡(luò))中， 可能生成其中延遲范圍大于GI的多徑。在這種環(huán)境中，ISI和ICI極大地 降低了接收性能。
此外，傳輸路徑特性在移動接收環(huán)境(其中接收器自身四處移動)中 必然變化。在移動接收環(huán)境中，載波的正交性丟失，這趨向于引起ICI。
日本專利早期公開No. 2003-218826 (下文中稱為專利文獻(xiàn)1)公開了 一種用于防止在這種環(huán)境中接收性能下降的技術(shù)。
根據(jù)所公開的技術(shù)，OFDM時域信號被乘以一窗口函數(shù)，然后進(jìn)行 FFT處理，利用表示干擾分量的副本從經(jīng)FFT處理的信號中去除干擾分 量，并且通過最大似然性序列估計處理由去除了干擾分量的信號估計傳輸 符號序列。干擾分量是根據(jù)傳輸符號序列的估計值和傳輸路徑的沖擊響應(yīng)的估計值來計算的。用于計算干擾分量的沖擊響應(yīng)的估計值是由FIR濾波
器計算的，F(xiàn)IR濾波器處理延遲范圍小于GI的信號和延遲范圍大于GI的 信號。FIR濾波器包括用于處理各個信號的延遲線、存儲器等等。

發(fā)明內(nèi)容
如專利文獻(xiàn)1中所公開的，如果沖擊響應(yīng)利用針對預(yù)期延遲的延遲線 來估計，則整個電路需要規(guī)模很大，因為其需要用于將信號延遲預(yù)期延遲 的延遲線和具有與抽頭數(shù)目一樣多(取決于預(yù)期延遲)的乘法器的FIR濾 波器。
希望本發(fā)明提供一種用于高效地從解調(diào)信號中去除干擾分量的解調(diào)電 路、解調(diào)方法、程序和接收設(shè)備。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例， 一種解調(diào)電路包括FFT處理裝置，用于 對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理；載波間干擾分量去除裝置，用于從在 通過FFT處理裝置對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時而產(chǎn)生的OFDM頻 域信號中去除載波間干擾分量；提取裝置，用于從通過載波間干擾分量去 除裝置去除了載波間干擾分量的OFDM頻域信號中提取出表示傳輸路徑的 傳輸路徑特性的導(dǎo)頻信號；傳輸路徑特性估計裝置，用于基于由提取裝置 提取出的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性來估計由稍后接收的導(dǎo)頻信號表示 的傳輸路徑特性；插值裝置，用于基于由傳輸路徑特性估計裝置估計出的 傳輸路徑特性來在頻率方向上插值傳輸路徑特性，從而估計所有子載波的 傳輸路徑特性；符號序列估計裝置，用于基于由插值裝置估計出的所有子 載波的傳輸路徑特性來估計符號序列，該符號序列由在通過FFT處理裝置 對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時而產(chǎn)生的OFDM頻域信號表示；以及 干擾副本生成裝置，用于基于由符號序列估計裝置估計出的符號序列和由 插值裝置估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來生成干擾副本，該干擾副 本表示要通過載波間干擾分量去除裝置從OFDM頻域信號中去除的載波間
干擾分量。
解調(diào)電路還可包括相乘裝置，用于將要由FFT處理裝置對其執(zhí)行FFT 處理的OFDM時域信號乘以窗口函數(shù)；處理裝置，用于利用在FFT處理之后針對所有子載波估計出的傳輸路徑特性的全部或一部分來確定傳輸路 徑的沖擊響應(yīng)；以及窗口函數(shù)確定裝置，用于根據(jù)由處理裝置所確定的傳 輸路徑的沖擊響應(yīng)估計出的延遲范圍，來在相位方向和DC方向中的至少 任一方向上移動要由相乘裝置使用的窗口函數(shù)。
解調(diào)電路還可包括抽取裝置，用于抽取由提取裝置提取出的導(dǎo)頻信號 中的一些導(dǎo)頻信號。傳輸路徑特性估計裝置可以基于由提取裝置提取出的 導(dǎo)頻信號中的、未被抽取裝置抽取的那些導(dǎo)頻信號所表示的傳輸路徑特 性，來估計由稍后接收的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性。
根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例， 一種解調(diào)方法或程序包括以下步驟對
OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理；從在對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時 而產(chǎn)生的OFDM頻域信號中去除載波間干擾分量；從去除了載波間干擾分 量的OFDM頻域信號中提取出表示傳輸路徑的傳輸路徑特性的導(dǎo)頻信號； 基于由所提取的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性來估計由稍后接收的導(dǎo)頻信 號表示的傳輸路徑特性；基于所估計出的傳輸路徑特性來在頻率方向上插 值傳輸路徑特性，從而估計所有子載波的傳輸路徑特性；基于所估計出的 所有子載波的傳輸路徑特性來估計符號序列，該符號序列由在對OFDM時 域信號執(zhí)行FFT處理時而產(chǎn)生的OFDM頻域信號表示；以及基于所估計 出的符號序列和所估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來生成干擾副本， 該干擾副本表示要從OFDM頻域信號中去除的載波間干擾分量。
根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例， 一種接收設(shè)備包括FFT處理裝置，用 于對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理；載波間干擾分量去除裝置，用于從 在通過FFT處理裝置對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時而產(chǎn)生的OFDM 頻域信號中去除載波間干擾分量；提取裝置，用于從通過載波間干擾分量 去除裝置去除了載波間干擾分量的OFDM頻域信號中提取出表示傳輸路徑 的傳輸路徑特性的導(dǎo)頻信號；傳輸路徑特性估計裝置，用于基于由提取裝 置提取出的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性來估計由稍后接收的導(dǎo)頻信號表 示的傳輸路徑特性；插值裝置，用于基于由傳輸路徑特性估計裝置估計出 的傳輸路徑特性來在頻率方向上插值傳輸路徑特性，從而估計所有子載波 的傳輸路徑特性；符號序列估計裝置，用于基于由插值裝置估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來估計符號序列，該符號序列由在通過FFT處理裝
置對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時而產(chǎn)生的OFDM頻域信號表示；以 及干擾副本生成裝置，用于基于由符號序列估計裝置估計出的符號序列和 由插值裝置估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來生成干擾副本，該干擾 副本表示要通過載波間干擾分量去除裝置從OFDM頻域信號中去除的載波 間干擾分量。
根據(jù)本發(fā)明的實施例，對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理，并且從在 對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時而產(chǎn)生的OFDM頻域信號中去除載波 間干擾分量。從去除了載波間干擾分量的OFDM頻域信號中提取出表示傳 輸路徑的傳輸路徑特性的導(dǎo)頻信號?；谟伤崛〉膶?dǎo)頻信號表示的傳輸 路徑特性來估計由稍后接收的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性?；谒烙?出的傳輸路徑特性來在頻率方向上插值傳輸路徑特性，從而估計所有子載 波的傳輸路徑特性。基于所估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來估計符 號序列，該符號序列由在對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時而產(chǎn)生的 OFDM頻域信號表示?；谒烙嫵龅姆栃蛄泻退烙嫵龅乃凶虞d波 的傳輸路徑特性來生成干擾副本，該干擾副本表示要從OFDM頻域信號中 去除的載波間干擾分量。
根據(jù)本發(fā)明，干擾分量可以被高效去除。
本發(fā)明的以上和其他特征和優(yōu)點將從下面結(jié)合附圖的描述中變清楚， 附圖以示例方式圖示了本發(fā)明的優(yōu)選實施例。


圖1是示出OFDM符號的視圖2是示出SP信號的布局樣式的視圖3是根據(jù)相關(guān)技術(shù)的OFDM接收器的配置示例的框圖4是以示例方式示出用于估計時間方向上的傳輸路徑特性的插值性
方法的視圖5是以示例方式示出用于估計時間方向上的傳輸路徑特性的預(yù)測性 方法的視圖；圖6是圖3中所示的時間方向傳輸路徑特性估計器的配置示例的框
圖7是示出傳輸路徑特性被估計的方式的視圖8是根據(jù)本發(fā)明實施例的OFDM接收器的配置示例的框圖9是以示例方式示出窗口函數(shù)的視圖10是圖9所示的區(qū)域T2中一部分的放大視圖11是圖8中所示的時間方向傳輸路徑特性估計器的配置示例的框
圖12是示出傳輸路徑特性被估計的方式的視圖13是由OFDM接收器執(zhí)行的接收處理的流程圖14是使用傳輸路徑特性的估計值的處理序列的流程圖15是根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的OFDM接收器的配置示例的框
圖16是以示例方式示出窗口函數(shù)的移動的視圖； 圖17是圖16所示的區(qū)域丁2中一部分的放大視圖； 圖18A和18B是示出殘余ISI功率電平的視圖；以及 圖19是示出計算機(jī)硬件系統(tǒng)的配置示例的框圖。
具體實施例方式
圖8以框圖形式示出了根據(jù)本發(fā)明實施例作為接收設(shè)備的OFDM接收 器31的配置示例。
圖8中所示的OFDM接收器31與圖3中所示的相同的那些部分被用 相同的標(biāo)號表示，并且在下面將不會詳細(xì)描述。圖8中所示的OFDM接收 器31與圖3中所示的OFDM接收器的不同之處在于，其另外包括窗口函 數(shù)乘法器41、傳輸序列估計器42、干擾副本生成器43和減法器44。
由天線(未示出)接收的廣播電波被調(diào)諧器、A/D轉(zhuǎn)換器和正交解調(diào) 器處理為OFDM時域信號，該OFDM時域信號被輸入到圖8中所示的GI 去除器l。
在符號i和時刻t處的傳輸信號Si(t)由下式(1)表達(dá)<formula>formula see original document page 19</formula>... (1)
其中X表示調(diào)制到每個載波上的傳輸符號，K表示載波編號，&表示
載波間隔，T,表示有效符號長度，Tg表示GI長度。
GI去除器1根據(jù)從符號同步器11提供來的定時信號從OFDM時域信 號中去除GI，并將表示有效符號的OFDM時域信號輸出到窗口函數(shù)乘法 器41。
窗口函數(shù)乘法器41將OFDM時域信號乘以一窗口函數(shù)，該窗口函數(shù) 用于將受到ICI的載波限制到若干個相鄰載波。根據(jù)OFDM機(jī)制，已知的 是當(dāng)OFDM時域信號在被乘以窗口函數(shù)之后被FFT處理時，取決于窗口 函數(shù)的形狀可以將受到ICI的載波限制到若干相鄰載波，并且還可以抑制 來自那些載波之外的載波的干擾。
圖9是以示例方式示出窗口函數(shù)的視圖。
在圖9的上部中示出的直接波和反射波是被OFDM接收器31接收的 OFDM時域信號。換句話說，圖9圖示了兩種實施例中的示例。關(guān)注在圖 9的上部中心處所示的符號。帶陰影線的GIi是由直接波傳輸?shù)恼懻摰?符號的GI，而帶陰影線的Gl2是由反射波傳輸?shù)恼懻摰姆柕腉I。
在圖9中，表示反射波的帶區(qū)被示為比表示直接波的帶區(qū)窄，因為反 射波具有比直接波小的幅度。圖9的水平軸指示時間方向。在該示例中， 反射波被延遲了對應(yīng)于超過GI的區(qū)域T,的時間。
OFDM時域信號被輸入到GI去除器1， GI去除器1從OFDM時域信 號中去除GI。
去除了 GI的OFDM時域信號被示出在圖9的中部。去除了 GI的 OFDM時域信號要受到FFT處理。在該示例中，去除了由直接波傳輸?shù)恼?討論的符號的GIp去除了 GI的OFDM時域信號包括作為反射波的分量 的在正討論的符號之前的符號的分量(超前時間對應(yīng)于區(qū)域T2)。
圖9在其下部中示出了窗口函數(shù)的波形。在時間方向上的長度與有效 符號相同并且可具有從0到1的范圍內(nèi)的值的函數(shù)被提供作為窗口函數(shù)乘 法器41中的窗口函數(shù)。圖9中所示的窗口函數(shù)在有效符號的相對兩端 (即，在FFT區(qū)域的相對兩端)具有最小值。當(dāng)去除了 GI的OFDM時域信
號被乘以窗口函數(shù)時，ISI被從OFDM時域信號中去除。
圖IO是圖9所示的區(qū)域T2中所包括的窗口函數(shù)的一部分和去除了 GI 的OFDM時域信號的一部分的放大視圖。
在圖10中，在去除了 GI的OFDM時域信號中所包括的超前正討論的 符號的符號的分量被示為黑體。當(dāng)示為黑體的帶區(qū)和窗口函數(shù)彼此重疊 時，即使當(dāng)去除了 GI的OFDM時域信號被乘以窗口函數(shù)時也沒有被去除 的殘余ISI功率電平由與窗口函數(shù)重疊的帶區(qū)的那一部分的區(qū)域指示。
當(dāng)在FFT處理之前這樣去除了 GI的OFDM時域信號被乘以窗口函數(shù) 時，ICI被限制到那些來自若干相鄰載波的那些，并且ISI得到抑制。窗口 函數(shù)乘法器41將通過乘以窗口函數(shù)產(chǎn)生的OFDM時域信號輸出到FFT處 理器2。
FFT處理器2對從窗口函數(shù)乘法器41提供來的OFDM時域信號執(zhí)行 FFT處理，并且輸出OFDM頻域信號。從FFT處理器2輸出的OFDM頻 域信號被提供給傳輸序列估計器42和減法器44。
如果經(jīng)歷ICI的載波僅限于相鄰載波(通過將OFDM時域信號乘以窗 口函數(shù)來實現(xiàn))，則由FFT處理產(chǎn)生的OFDM頻域信號Y,，h由下式(2) 表達(dá)
<formula>formula see original document page 20</formula>
…(2)
其中i表示符號編號，h表示子載波編號，^d表示ICI分量，并且r;^ 表示ISI分量。因為OFDM時域信號被乘以窗口函數(shù)，所以era、 ) 151的值 足夠小。
在式(2)中，Hi，h表示在由符號編號i和子載波編號h標(biāo)識的位置處 傳輸路徑的頻率特性。頻率特性H,，h由后級的電路估計。在式(2)中，W 表示窗口函數(shù)的頻率特性。為了簡短，頻率特性W被標(biāo)準(zhǔn)化為Wc=l。
在式(2)中，Hi,h.rXi，w表示根據(jù)載波編號序列在正討論的子載波之 前的相鄰子載波的干擾分量，并且Hj，h+rXi,hw表示根據(jù)載波編號序列落后于正討論的子載波的相鄰子載波的干擾分量。由Hi,h-「Xi,w、 Hi,h+rXi,hw表 示的分量是要去除的分量。
傳輸序列估計器42利用從FFT處理器2提供來的OFDM頻域信號和 由從插值器7提供來的信號表示的所有子載波的傳輸路徑特性的估計值來 估計傳輸符號序列。 一種用于估計傳輸符號序列的已知方法是MLSE (最 大似然性序列估計)方法。傳輸序列估計器42將所估計的傳輸符號序列 輸出到干擾副本生成器43。
干擾副本生成器43利用從傳輸序列估計器42提供來的傳輸符號序列 和由從插值器7提供來的信號表示的所有子載波的傳輸路徑特性的估計 值、根據(jù)下式(3)來生成干擾副本Ri,h:
Ri,h = Ai,h—r^,h—rW—，+Ai,w^,h+ri^... (3)
在式(3)所包括的值中，加"a"的值是估計值。Hi，h.,的估計值和 Hi,h+1的估計值由插值器7確定，并且Xj,h-,的估計值和X,，h+,的估計值由傳 輸序列估計器42確定。屬于己知值的W.。 Ww表示窗口函數(shù)的頻率特 性。
干擾副本生成器43將這樣生成的表示干擾副本的信號輸出到減法器44。
減法器44從提供自FFT處理器2的OFDM頻域信號中減去表示干擾 副本的信號，從而生成去除了干擾的OFDM頻域信號。去除了干擾的 OFDM頻域信號由下式(4)表達(dá)
^h = Yi，h—Ri,h:Hi,h'Xi,h+^h ... (4)
其中"表示對應(yīng)于fra、 ？/151的值的誤差。
以這種方式，生成了去除或抑制了干擾的OFDM頻域信號。減法器 44將所生成的OFDM頻域信號輸出到SP提取器3和復(fù)除法器8。
SP提取器3從提供自減法器44的OFDM頻域信號中提取出SP信 號，并將SP信號輸出到復(fù)除法器4。
復(fù)除法器4將從SP提取器3提供來的SP信號除以由傳輸SP再現(xiàn)器5 再現(xiàn)的SP信號，從而計算在SP信號被插入的位置處的傳輸路徑特性。復(fù) 除法器4將表示計算出的傳輸路徑特性的信號輸出到時間方向傳輸路徑特性估計器6。
傳輸SP再現(xiàn)器5再現(xiàn)SP信號并將所再現(xiàn)的SP信號輸出到復(fù)除法器4。
時間方向傳輸路徑特性估計器6根據(jù)上述的插值性估計方法和預(yù)測性 估計方法來估計時間方向上的傳輸路徑特性。具體而言，時間方向傳輸路 徑特性估計器6基于由從復(fù)除法器4提供來的信號表示的傳輸路徑特性來 估計SP信號被插入的子載波的傳輸路徑特性。時間方向傳輸路徑特性估 計器6將表示針對每3個子載波的傳輸路徑特性的估計值的信號輸出到插 值器7。
由于預(yù)測性估計方法是一種用于利用由已經(jīng)接收的SP信號估計出的 傳輸路徑特性來估計后續(xù)位置處的傳輸路徑特性的方法，因此用作估計基 礎(chǔ)的傳輸路徑特性的精度應(yīng)當(dāng)優(yōu)選地很高。
估計傳輸路徑特性的精度因為以下原因而提高OFDM時域信號被乘 以窗口函數(shù)，并且傳輸路徑特性是根據(jù)通過利用干擾副本從OFDM頻域信 號中去除千擾而產(chǎn)生的OFDM頻域信號而估計的。估計傳輸路徑特性的精 度提高導(dǎo)致傳輸序列估計器42估計傳輸符號序列的精度提高，這進(jìn)一步 導(dǎo)致估計傳輸路徑特性的精度提高。
插值器7基于由從時間方向傳輸路徑特性估計器6提供來的信號表示 的傳輸路徑特性的估計值來確定未插入有SP信號的子載波的傳輸路徑特 性，并輸出表示針對所有子載波確定的傳輸路徑特性的估計值的信號。從 插值器7輸出的信號被提供給復(fù)除法器8、 IFFT處理器IO、傳輸序列估計 器42和干擾副本生成器43。
復(fù)除法器8將從減法器44提供來的OFDM頻域信號除以從插值器7 提供來的信號，從而補(bǔ)償傳輸路徑失真，并且將經(jīng)均衡的信號輸出到糾錯 器9。經(jīng)均衡的信號由下式(5)表達(dá)
<formula>formula see original document page 22</formula>
糾錯器9對經(jīng)均衡信號執(zhí)行預(yù)定處理，例如去交織處理等等，并將解 碼后的數(shù)據(jù)輸出到后級的電路。IFFT處理器10對從插值器7提供來的表示傳輸路徑特性的信號執(zhí)行 IFFT處理，從而利用在FFT處理之后針對所有子載波估計出的傳輸路徑 特性中的全部或一部分來確定傳輸路徑的沖擊響應(yīng)。TFFT處理器10隨后 將表示所確定的傳輸路徑的沖擊響應(yīng)的信號輸出到符號同步器11。
符號同步器11根據(jù)由從IFFT處理器10提供來的信號表示的傳輸路 徑的沖擊響應(yīng)來檢測符號之間的邊界，并將定時信號輸出到GI去除器1 和FFT處理器2。
圖11是圖8中所示的時間方向傳輸路徑特性估計器6的配置示例的框 圖，該估計器6根據(jù)預(yù)測性估計方法來估計時間方向上的傳輸路徑特性。
圖11中所示的時間方向傳輸路徑特性估計器6與圖6所示的相同的那 些部分用相同的標(biāo)號指示，并且在下面將不會詳細(xì)描述。圖11中所示的 時間方向傳輸路徑特性估計器6與圖6中所示的時間方向傳輸路徑特性估 計器6的不同之處在于其另外包括抽取器51。
從復(fù)除法器4輸出的表示傳輸路徑特性的估計值的信號被輸入到抽取 器51。例如，表示圖5中所示的符號S。，Q、 S4，Q、 S8,Q、 S,2,。的各個位置處的 傳輸路徑特性的估計值的信號被相繼輸入到抽取器51 。
抽取器51按預(yù)定速率抽取根據(jù)己經(jīng)接收的SP信號確定的傳輸路徑特 性的估計值，并且輸出表示未被抽取的估計值的信號。由抽取器51執(zhí)行 的抽取與對SP信號的抽取基本相同。
例如，如果執(zhí)行雙重抽取，則由從抽取器51輸出的信號表示的傳輸 路徑特性的估計值按8符號間隔相間。從抽取器51輸出的信號被輸入到 可變系數(shù)FIR濾波器21和減法器23。
可變系數(shù)FIR濾波器21利用由系數(shù)更新器22更新的系數(shù)來對輸入信 號濾波，并且輸出表示傳輸路徑特性的估計值的信號。從可變系數(shù)FIR濾 波器21輸出的信號被提供給減法器23、延遲電路24和插值器25。
系數(shù)更新器22基于從減法器23提供來的信號來更新可變系數(shù)FIR濾 波器21的抽頭系數(shù)。
減法器23計算從復(fù)除法器4提供來的信號和從可變系數(shù)FIR濾波器 21提供來的信號之間的差異，并將表示計算出的差異的信號輸出到系數(shù)更新器22。
延遲電路24將從可變系數(shù)FIR濾波器21提供來的信號延遲抽取器51 的抽取率和4個符號的乘積，并將經(jīng)延遲的信號輸出到插值器25。
插值器25通過插值來基于在SP信號被插入的位置處的傳輸路徑特性 的估計值估計在先前和稍后時刻接收的兩個SP信號之間的各個時刻的傳 輸路徑特性。
如上所述，如果執(zhí)行雙重抽取，則輸入傳輸路徑特性按8符號間隔相 間。因此，可估計的時間變化的最大值是在傳輸路徑特性的估計值按4符 號間隔相間時的時間變化的最大值的一半。然而，由于傳輸路徑特性是利 用疏遠(yuǎn)的數(shù)據(jù)(distant data)估計的，因此可以減小需要被保持為可變系 數(shù)FIR濾波器21的帶區(qū)的帶區(qū)。
例如，如果SP信號的位置如圖2所示，則在時間方向上針對每4個 符號插入SP信號。因此，如果傳輸路徑特性由可變系數(shù)FIR濾波器21利 用所有SP信號來估計，則可以估計高達(dá)l/(8*Ts) Hz的時間變化(可由抽 取率改變)，其中Ts表示一個符號長度。
此外，不僅可以減小可變系數(shù)FIR濾波器21的帶區(qū)，還可以提高其 噪聲去除能力。
圖12是示出估計傳輸路徑特性的方式的視圖。
圖12的水平軸表示時間。分別在時刻t。、 ti、 t2…接收的SP信號沿垂 直軸的不同位置表明這些SP信號經(jīng)歷了傳輸路徑特性的變化。
在圖12所示的示例中，在由在時刻to、 ^、 t2、 13接收的SP信號確定 的傳輸路徑特性的估計值中，由在時刻V t2接收的SP信號確定的估計值 被抽取器51抽取。
假定當(dāng)前時刻由時刻t3指示，并且可變系數(shù)FIR濾波器21根據(jù)在時 刻13接收的SP信號被插入的位置處的傳輸路徑特性來估計在時刻tu接收 的SP信號(它是下一個之后接收的SP信號)被插入的位置處的傳輸路徑 特性。插值器25通過線性插值，基于在時刻t3接收的SP信號被插入的位 置處的傳輸路徑特性和在時刻tn接收的SP信號被插入的位置處的傳輸路 徑特性、來估計各個時刻U至t1Q的傳輸路徑特性。以上用于在抽取之后估計時間方向上的傳輸路徑特性的配置被用在目 標(biāo)傳輸路徑的頻率特性的依賴于時間的變化足夠慢的情況下。該配置不僅 可應(yīng)用于基于預(yù)測性估計方法的電路，還可以應(yīng)用于基于插值性估計方法 的電路。
下面將描述這樣構(gòu)造的OFDM接收器31的處理序列。
首先，下面將參考圖13中所示的流程圖來描述由OFDM接收器31執(zhí) 行的接收處理。圖13中所示的每個步驟可以與圖13中所示序列或者圖14 中所示序列的另一步驟同時執(zhí)行、或者早于該另一步驟執(zhí)行、或者晚于該 另一步驟執(zhí)行。類似地，圖14中所示的每個步驟可以與圖14中所示序列 或者圖13中所示序列的另一步驟同時執(zhí)行、或者早于該另一步驟執(zhí)行、 或者晚于該另一步驟執(zhí)行。
在步驟S1中，GI去除器l從OFDM時域信號中去除GI，并將表示有 效符號的OFDM時域信號輸出到窗口函數(shù)乘法器41。
在步驟S2中，窗口函數(shù)乘法器41將從GI去除器1提供來的OFDM 時域信號乘以窗口函數(shù)，并且將所產(chǎn)生的OFDM時域信號作為要進(jìn)行FFT 處理的信號輸出到FFT處理器2。
在步驟S3中，F(xiàn)FT處理器2對從窗口函數(shù)乘法器41提供來的OFDM 時域信號執(zhí)行FFT處理，并且輸出OFDM頻域信號。
在步驟S4中，減法器44從提供自FFT處理器2的OFDM頻域信號 中減去表示干擾副本的信號，從而從OFDM頻域信號中去除干擾分量。減 法器44被提供以來自干擾副本生成器43的表示干擾副本的信號。減法器 44輸出去除了干擾分量的OFDM頻域信號。
在步驟S5中，SP提取器3從提供自減法器44的OFDM頻域信號中 提取出SP信號，并將所提取的SP信號輸出到復(fù)除法器4。
在步驟S6中，傳輸SP再現(xiàn)器5再現(xiàn)SP信號并且將所再現(xiàn)的SP信號 輸出到復(fù)除法器4。
在步驟S7中，復(fù)除法器4將從SP提取器3提供來的SP信號除以由 傳輸SP再現(xiàn)器5再現(xiàn)的SP信號，從而計算在SP信號被插入的位置處的 傳輸路徑特性。復(fù)除法器4將表示計算出的傳輸路徑特性的信號輸出到時間方向傳輸路徑特性估計器6。
在步驟S8中，時間方向傳輸路徑特性估計器6基于由從復(fù)除法器4 提供來的信號表示的傳輸路徑特性來針對每3個子載波估計傳輸路徑特 性，并且將表示傳輸路徑特性的估計值的信號輸出到插值器7。
在步驟S9中，插值器7在頻率方向上插值由從時間方向傳輸路徑特 性估計器6提供來的信號表示的傳輸路徑特性的估計值，從而估計未插入 有SP信號的子載波的傳輸路徑特性。插值器7輸出表示所有子載波的傳 輸路徑特性的估計值的信號。
在步驟S10中，復(fù)除法器8將從減法器44提供來的OFDM頻域信號 除以從插值器7提供來的信號，從而補(bǔ)償OFDM頻域信號中所包括的傳輸 路徑失真。復(fù)除法器8將通過補(bǔ)償傳輸路徑失真而產(chǎn)生的經(jīng)均衡信號輸出 到糾錯器9。
在步驟S11中，糾錯器9對經(jīng)均衡信號執(zhí)行預(yù)定處理，例如去交織處 理等等。其后，接收處理結(jié)束。在OFDM接收器31正接收信號的同時， 圖13中所示的處理序列被重復(fù)。
下面將參考圖14中所示的流程圖描述使用在步驟S9中產(chǎn)生的所有子 載波的傳輸路徑特性的估計值的處理序列。
在步驟S21中，IFFT處理器10對表示由插值器7針對所有子載波估 計出的傳輸路徑特性的信號執(zhí)行IFFT處理，從而確定傳輸路徑的沖擊響 應(yīng)。IFFT處理器10隨后將表示所確定的傳輸路徑的沖擊響應(yīng)的信號輸出 到符號同步器ll。
在步驟S22中，符號同步器11根據(jù)傳輸路徑的沖擊響應(yīng)來檢測符號 之間的邊界，并且將定時信號輸出到GI去除器1和FFT處理器2。從符號 同步器11輸出的定時信號被用在圖13所示的步驟Sl中用于去除GI的處 理中，并且還用在圖13所示的步驟S3中的FFT處理中。
在步驟S23中，傳輸序列估計器42利用從FFT處理器2提供來的 OFDM頻域信號和所有子載波的傳輸路徑特性的估計值來估計傳輸符號序 列，并且將估計出的傳輸符號序列輸出到干擾副本生成器43。
在步驟S24中，干擾副本生成器43利用從傳輸序列估計器42提供來
26的傳輸符號序列和所有子載波的傳輸路徑特性的估計值來生成干擾副本， 并且輸出表示所生成的干擾副本的信號。從干擾副本生成器43輸出的信
號被用在圖13所示的步驟S4中用于從OFDM頻域信號中去除干擾分量的 處理中。
以上處理序列使得可以高效地去除干擾分量，而無需增大OFDM接收 器31的電路規(guī)模。利用去除了干擾分量的OFDM頻域信號，可以高精度 地估計傳輸路徑特性，并且利用高度精確的傳輸路徑特性的估計值來還可 以高精度地估計傳輸符號序列。高精度地估計的傳輸符號序列也可用于高 效地去除干擾分量。
OFDM接收器31還能夠去除或抑制在諸如SFN之類的環(huán)境中產(chǎn)生的 多徑干擾(除了 GI以外)，并且還能夠去除或抑制在移動接收環(huán)境中由 經(jīng)歷了依賴于時間的變化的傳輸路徑產(chǎn)生的干擾，因而改善了接收特性。
圖15以框圖形式示出了根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的OFDM接收器31 的配置示例。
圖15中所示的OFDM接收器31與圖8相同的那些部分用相同的標(biāo)號 指示，并且在下面將不會詳細(xì)描述。圖15中所示的OFDM接收器31與圖 8中所示的OFDM接收器31的不同之處在于其另外包括窗口相位/DC確定 器61。
窗口相位/DC確定器61根據(jù)由從IFFT處理器IO提供來的信號表示的 傳輸路徑的沖擊響應(yīng)來估計延遲范圍。窗口相位/DC確定器61還根據(jù)延遲 范圍在相位方向和DC方向上自適應(yīng)地移動由窗口函數(shù)乘法器41使用的窗 口函數(shù)。窗口函數(shù)乘法器41利用在相位方向和DC方向上偏移的窗口函數(shù) 來從OFDM時域信號中去除干擾分量。
圖16以示例方式示出了窗口函數(shù)的移動。
在圖16的上部中示出的接收信號與參考圖9所描述的接收信號相 同。當(dāng)接收到這種信號時，窗口相位/DC確定器61根據(jù)由IFFT處理器10 確定的傳輸路徑的沖擊響應(yīng)，來估計對于與區(qū)域Ti相對應(yīng)的時間發(fā)生了延 遲范圍。
窗口相位/DC確定器61被賦予與參考圖9所描述的窗口函數(shù)相同的窗口函數(shù)。窗口相位/DC確定器61根據(jù)延遲范圍在相位方向(水平方向)和 DC方向(垂直方向)上移動窗口函數(shù)。
例如，針對相位，窗口相位/DC確定器61從延遲范圍中減去GI長 度，并且將窗口函數(shù)偏移一等于剩余時間的一半的時間。
圖16在其下部中示出了在相位方向上偏移的窗口函數(shù)的波形。根據(jù) 偏移后的窗口函數(shù)，窗口函數(shù)取值0的位置Pi被向右偏移一等于區(qū)域T2 的一半的時間，區(qū)域T2表示通過從表示延遲范圍的區(qū)域T^中減去GI長度 而產(chǎn)生的剩余時間。
針對DC分量，窗口相位/DC確定器61確定值a (利用該值a由下面 示出的式(6)表達(dá)的值DC。pt最小)，將窗口函數(shù)的幅度值減去所確定的 值a，從而向下整體偏移窗口函數(shù)。
其中w[k]表示在相位上偏移的窗口函數(shù)。
圖17是圖16所示的區(qū)域T2中所包括的窗口函數(shù)的一部分和去除了 GI的OFDM時域信號的一部分的放大視圖。
圖17中所示的虛線曲線表示其位置在相位方向上偏移的窗口函 數(shù)，而實線曲線W2表示其位置在DC方向以及相位方向上偏移的窗口函 數(shù)。
如上所述，當(dāng)示為黑體的帶區(qū)和窗口函數(shù)彼此重疊時，即使當(dāng)OFDM 時域信號被乘以窗口函數(shù)時也沒有被去除的殘余ISI功率電平由與窗口函 數(shù)重疊的帶區(qū)的那一部分的區(qū)域指示。
因此，在OFDM時域信號被乘以位置在相位方向上偏移的窗口函數(shù) W,時的殘余ISI功率電平由圖18A中加陰影的那一部分的區(qū)域指示。另 外，在OFDM時域信號被乘以位置在DC方向以及相位方向上偏移的窗口 函數(shù)\￥2時的殘余ISI功率電平由圖18B中加陰影的那一部分的區(qū)域指
圖18B中加陰影的那一部分的面積小于圖18A中加陰影的那一部分的 面積。因此，當(dāng)窗口函數(shù)的位置也在DC方向上偏移時，相比于窗口函數(shù)的位置僅在相位方向上偏移的情況，可以使得殘余ISI功率電平更小。
因而，通過根據(jù)延遲范圍偏移窗口函數(shù)，可以提高減小ISI的能力。
窗口函數(shù)可以在相位方向和DC方向中的至少任一方向上移動。
以上處理序列可以由硬件或軟件實現(xiàn)。如果處理序列由軟件實現(xiàn)，則
表示處理序列的軟件程序被從程序記錄介質(zhì)安裝到組裝為專用硬件的計算
機(jī)中或者可通過安裝各種程序來執(zhí)行各種功能的通用計算機(jī)中。
圖19以框圖形式示出了用于根據(jù)程序執(zhí)行以上處理序列的計算機(jī)硬
件系統(tǒng)的配置示例。
如圖19所示，計算機(jī)硬件系統(tǒng)包括CPU (中央處理單元)71、 ROM (只讀存儲器)72和RAM (隨機(jī)訪問存儲器)73，這些部件通過總線74 彼此連接。
輸入/輸出接口 75連接到總線74。輸入/輸出接口 75連接有包括鍵 盤、鼠標(biāo)、麥克風(fēng)等的輸入設(shè)備76，包括顯示器、揚(yáng)聲器等的輸出設(shè)備 77，包括硬盤、非易失性存儲器等的存儲裝置78，包括網(wǎng)絡(luò)接口等的通信 設(shè)備79，以及用于驅(qū)動可移動介質(zhì)81 (例如光盤、半導(dǎo)體存儲器等)的 驅(qū)動器80。
計算機(jī)硬件系統(tǒng)按如下方式操作CPU 71例如通過輸入/輸出接口 75 和總線74將存儲在存儲裝置78中的程序加載到RAM 73中，然后運(yùn)行所 加載的程序以執(zhí)行以上處理序列。
由CPU 71運(yùn)行的程序可以記錄在可移動介質(zhì)81中，或者可以通過有 線或無線傳輸介質(zhì)(例如局域網(wǎng)、因特網(wǎng)、數(shù)字廣播等)下載并安裝在存 儲裝置78中。
由CPU 71運(yùn)行的程序可以是用于按上述順序執(zhí)行處理序列的程序， 或者是用于同時或按所需定時(例如在被調(diào)用時)執(zhí)行處理序列的程序。
盡管已示出并詳細(xì)描述了本發(fā)明的某些優(yōu)選實施例，但是應(yīng)當(dāng)理解， 可以對其進(jìn)行各種改變和修改，而不脫離權(quán)利要求的范圍。
本申請包含與2008年3月14日向日本專利局提交的日本在先專利申 請JP 2008-065545中所公開的內(nèi)容有關(guān)的主題，該申請的全部內(nèi)容通過引 用結(jié)合于此。
權(quán)利要求
1. 一種解調(diào)電路，包括FFT處理裝置，用于對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理，其中FFT表示快速傅立葉變換，OFDM表示正交頻分復(fù)用；載波間干擾分量去除裝置，用于從在通過所述FFT處理裝置對所述OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時產(chǎn)生的OFDM頻域信號中去除載波間干擾分量；提取裝置，用于從通過所述載波間干擾分量去除裝置去除了所述載波間干擾分量的所述OFDM頻域信號中提取出表示傳輸路徑的傳輸路徑特性的導(dǎo)頻信號；傳輸路徑特性估計裝置，用于基于由所述提取裝置提取出的所述導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性來估計由稍后接收的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性；插值裝置，用于基于由所述傳輸路徑特性估計裝置估計出的傳輸路徑特性來在頻率方向上插值傳輸路徑特性，從而估計所有子載波的傳輸路徑特性；符號序列估計裝置，用于基于由所述插值裝置估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來估計符號序列，所述符號序列由在通過所述FFT處理裝置對所述OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時產(chǎn)生的所述OFDM頻域信號表示；以及干擾副本生成裝置，用于基于由所述符號序列估計裝置估計出的符號序列和由所述插值裝置估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來生成干擾副本，所述干擾副本表示要通過所述載波間干擾分量去除裝置從所述OFDM頻域信號中去除的所述載波間干擾分量。
2. 如權(quán)利要求1所述的解調(diào)電路，還包括相乘裝置，用于將所述FFT處理裝置要執(zhí)行FFT處理的OFDM時域 信號乘以窗口函數(shù)；處理裝置，用于利用在FFT處理之后針對所有子載波估計出的傳輸路徑特性的全部或一部分來確定所述傳輸路徑的沖擊響應(yīng)；以及窗口函數(shù)確定裝置，用于取決于根據(jù)由所述處理裝置所確定的所述傳輸路徑的沖擊響應(yīng)而估計出的延遲范圍，來在相位方向和DC方向中的至 少任一方向上移動要由所述相乘裝置使用的窗口函數(shù)。
3. 如權(quán)利要求l所述的解調(diào)電路，還包括抽取裝置，用于抽取由所述提取裝置提取出的所述導(dǎo)頻信號中的一些導(dǎo)頻信號；其中所述傳輸路徑特性估計裝置基于由所述提取裝置提取出的所述導(dǎo) 頻信號中的、未被所述抽取裝置抽取的那些導(dǎo)頻信號所表示的傳輸路徑特 性，來估計由稍后接收的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性。
4. 一種解調(diào)方法，包括以下步驟對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理，其中FFT表示快速傅立葉變換， OFDM表示正交頻分復(fù)用；從在對所述OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時產(chǎn)生的OFDM頻域信號 中去除載波間干擾分量；從去除了所述載波間干擾分量的所述OFDM頻域信號中提取出表示傳 輸路徑的傳輸路徑特性的導(dǎo)頻信號；基于由所提取的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性來估計由稍后接收的導(dǎo) 頻信號表示的傳輸路徑特性；基于所估計出的傳輸路徑特性來在頻率方向上插值傳輸路徑特性，從 而估計所有子載波的傳輸路徑特性；基于所估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來估計符號序列，所述符 號序列由在對所述OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時產(chǎn)生的所述OFDM頻域信號表示；以及基于所估計出的符號序列和所估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來 生成干擾副本，所述干擾副本表示要從所述OFDM頻域信號中去除的所述 載波間干擾分量。
5. —種用于使得計算機(jī)能夠執(zhí)行包括以下步驟的處理的程序?qū)FDM時域信號執(zhí)行FFT處理，其中FFT表示快速傅立葉變換，OFDM表示正交頻分復(fù)用；從在對所述OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時產(chǎn)生的OFDM頻域信號 中去除載波間干擾分量；從去除了所述載波間干擾分量的所述OFDM頻域信號中提取出表示傳 輸路徑的傳輸路徑特性的導(dǎo)頻信號；基于由所提取的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性來估計由稍后接收的導(dǎo) 頻信號表示的傳輸路徑特性；基于所估計出的傳輸路徑特性來在頻率方向上插值傳輸路徑特性，從 而估計所有子載波的傳輸路徑特性；基于所估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來估計符號序列，所述符 號序列由在對所述OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時產(chǎn)生的所述OFDM頻 域信號表示；以及基于所估計出的符號序列和所估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來 生成干擾副本，所述干擾副本表示要從所述OFDM頻域信號中去除的所述 載波間干擾分量。
6.—種接收設(shè)備，包括FFT處理裝置，用于對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理，其中FFT表 示快速傅立葉變換，OFDM表示正交頻分復(fù)用；載波間千擾分量去除裝置，用于從在通過所述FFT處理裝置對所述 OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時產(chǎn)生的OFDM頻域信號中去除載波間干 擾分量；提取裝置，用于從通過所述載波間干擾分量去除裝置去除了所述載波 間干擾分量的所述OFDM頻域信號中提取出表示傳輸路徑的傳輸路徑特性 的導(dǎo)頻信號；傳輸路徑特性估計裝置，用于基于由所述提取裝置提取出的所述導(dǎo)頻 信號表示的傳輸路徑特性來估計由稍后接收的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特 性；插值裝置，用于基于由所述傳輸路徑特性估計裝置估計出的傳輸路徑 特性來在頻率方向上插值傳輸路徑特性，從而估計所有子載波的傳輸路徑特性；符號序列估計裝置，用于基于由所述插值裝置估計出的所有子載波的 傳輸路徑特性來估計符號序列，所述符號序列由在通過所述FFT處理裝置 對所述OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時產(chǎn)生的所述OFDM頻域信號表 示；以及干擾副本生成裝置，用于基于由所述符號序列估計裝置估計出的符號 序列和由所述插值裝置估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來生成干擾副 本，所述干擾副本表示要通過所述載波間干擾分量去除裝置從所述OFDM 頻域信號中去除的所述載波間干擾分量。
7.—種解調(diào)電路，包括FFT處理部件，被配置為對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理，其中 FFT表示快速傅立葉變換，OFDM表示正交頻分復(fù)用；載波間干擾分量去除部件，被配置為從在通過所述FFT處理部件對所 述OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時產(chǎn)生的OFDM頻域信號中去除載波間 干擾分量；提取部件，被配置為從通過所述載波間干擾分量去除部件去除了所述 載波間干擾分量的所述OFDM頻域信號中提取出表示傳輸路徑的傳輸路徑 特性的導(dǎo)頻信號；傳輸路徑特性估計部件，被配置為基于由所述提取部件提取出的所述 導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性來估計由稍后接收的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路 徑特性；插值部件，被配置為基于由所述傳輸路徑特性估計部件估計出的傳輸 路徑特性來在頻率方向上插值傳輸路徑特性，從而估計所有子載波的傳輸 路徑特性；符號序列估計部件，被配置為基于由所述插值部件估計出的所有子載 波的傳輸路徑特性來估計符號序列，所述符號序列由在通過所述FFT處理 部件對所述OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時產(chǎn)生的所述OFDM頻域信號 表示；以及干擾副本生成部件，被配置為基于由所述符號序列估計部件估計出的符號序列和由所述插值部件估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來生成干擾副本，所述干擾副本表示要通過所述載波間干擾分量去除部件從所述OFDM頻域信號中去除的所述載波間干擾分量。
8.—種接收設(shè)備，包括FFT處理部件，被配置為對OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理，其中FFT表示快速傅立葉變換，OFDM表示正交頻分復(fù)用；載波間干擾分量去除部件，被配置為從在通過所述FFT處理部件對所述OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時產(chǎn)生的OFDM頻域信號中去除載波間干擾分量；提取部件，被配置為從通過所述載波間干擾分量去除部件去除了所述載波間干擾分量的所述OFDM頻域信號中提取出表示傳輸路徑的傳輸路徑特性的導(dǎo)頻信號；傳輸路徑特性估計部件，被配置為基于由所述提取部件提取出的所述導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性來估計由稍后接收的導(dǎo)頻信號表示的傳輸路徑特性；插值部件，被配置為基于由所述傳輸路徑特性估計部件估計出的傳輸路徑特性來在頻率方向上插值傳輸路徑特性，從而估計所有子載波的傳輸路徑特性；符號序列估計部件，被配置為基于由所述插值部件估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來估計符號序列，所述符號序列由在通過所述FFT處理部件對所述OFDM時域信號執(zhí)行FFT處理時而產(chǎn)生的所述OFDM頻域信號表示；以及干擾副本生成部件，被配置為基于由所述符號序列估計部件估計出的符號序列和由所述插值部件估計出的所有子載波的傳輸路徑特性來生成干擾副本，所述干擾副本表示要通過所述載波間干擾分量去除部件從所述OFDM頻域信號中去除的所述載波間干擾分量。
全文摘要
本發(fā)明公開了解調(diào)電路、解調(diào)方法、程序和接收設(shè)備。該解調(diào)電路包括FFT處理部件、載波間干擾分量去除部件、提取部件、傳輸路徑特性估計部件、插值部件、符號序列估計部件和干擾副本生成部件。
文檔編號H04L27/26GK101534283SQ20091012716
公開日2009年9月16日 申請日期2009年3月16日 優(yōu)先權(quán)日2008年3月14日
發(fā)明者吉持直樹, 堀　　哲, 堀口孝, 宮內(nèi)俊之, 川內(nèi)豪紀(jì), 橫川峰志, 飯?zhí)锟挡?申請人:索尼株式會社