專利名稱：一種基帶通信信號的信噪比估計方法
技術領域：
本發(fā)明涉及到一種基帶通信信號的信噪比估計方法，該方法通過提取基帶通信信號的同 相分量和正交分量，利用統(tǒng)計學里的相關理論計算同相分量和正交分量的二、四階統(tǒng)計量， 根據(jù)其各自統(tǒng)計量和信號功率因子、噪聲功率因子之間的關系估計基帶通信信號的信噪比。
背景技術：
隨著無線通信系統(tǒng)智能化、高效化、精確化的發(fā)展，通信信號的信噪比估計技術在很多 方面得到了廣泛的應用。通信信號的信噪比不僅可以衡量通信信道的傳輸質(zhì)量，而且可以為 Turbo碼中的迭代譯碼、時變信道自適應調(diào)制識別、自適應調(diào)制切換、自適應越區(qū)切換等技 術提供信道質(zhì)量信息，同時，它還是系統(tǒng)優(yōu)化、功率控制、碼分多址系統(tǒng)中的功率分配以及 系統(tǒng)最大數(shù)據(jù)率選擇的主要依據(jù)。信噪比估計的準確度直接影響通信系統(tǒng)的性能，因而信噪 比估計是無線通信中的一個重要研究課題。目前，對高斯白噪聲信道下的信噪比估計大多數(shù) 針對的是基帶通信信號，從目前情況看，大多數(shù)基帶通信信號的信噪比估計方法存在兩點問 題第一，運算量大，實時性差。由于現(xiàn)存的信噪比估計方法大多數(shù)是對匹配濾波后的基帶 通信信號直接處理，在估計其信噪比過程中可能引入復數(shù)運算，進而增加了估計方法的復雜
度；第二，估計范圍窄。目前，大多數(shù)信噪比估計方法的估計下限最多達到-10dB，對于更低
情況下的信噪比就顯得無能為力。本發(fā)明沒有直接利用基帶通信信號來估計其信噪比，而是 通過其同相分量和正交分量的高階統(tǒng)計量間接的估計基帶通信信號的信噪比，避免了復數(shù)運 算，具有低運算復雜度、高實時性的優(yōu)點。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種基帶通信信號的信噪比估計方法，通過提取基帶通信信號的 同相分量和正交分量，利用統(tǒng)計學里的相關理論計算同相分量和正交分量的二、四階統(tǒng)計量， 根據(jù)其各自統(tǒng)計量和信號功率因子、噪聲功率因子之間的關系估計基帶通信信號的信噪比。
為了達到上述的目的，本發(fā)明采用下述技術步驟
一種基帶通信信號的信噪比估計方法，其特征在于通過提取基帶通信信號的同相分量和 正交分量，利用同相分量和正交分量的各自統(tǒng)計量估計出基帶通信信號的信噪比。其步驟如 下
(1)考慮一個離散基帶帶限加性高斯白噪聲等效基帶信道模型，系統(tǒng)已經(jīng)取得了載波恢復和 定時同步，信號源產(chǎn)生調(diào)制信號""，滿足五["", ]巧^化—"2)，其中五[ ""2]為調(diào)制信號""在兩個不同時刻的相關程度，下標"1、 "2為調(diào)制信號""任意兩個不同時刻，""為調(diào)制信號""
的方差，^為沖擊函數(shù)；
(2) 對調(diào)制信號""進行^^次過采樣，產(chǎn)生信息序列6";
(3) 脈沖成形濾波器選擇滾降系數(shù)為"、抽頭系數(shù)為Z的均方根升余弦濾波器，信息序列6"經(jīng)
過脈沖成形后輸出序列^ : " ，其中^是均方根升余弦濾波器的沖擊響應，*為
任一采樣時刻，(Z —1)/2，'"，—1，0，1，"'，(Z —1)/2};
(4) 將接收到的高頻信號通過適當?shù)淖冾l技術轉(zhuǎn)化為基帶通信信號^: A=^/^^+^/^wt，
其中S為信號的功率因子，^為噪聲的功率因子，^為復加性高斯白噪聲采樣序列，均值為 零，方差為l;
(5) 匹配濾波器具有同發(fā)送濾波器相同的沖擊響應^，經(jīng)過匹配濾波后輸出的信號^:
z ' ，假設均方根升余弦濾波器的脈沖響應的實部和虛部對稱，艮P:
~=/^，其中"*"表示取復共軛，/為任一采樣時刻；
(6) 由步驟(l)可知，系統(tǒng)已取得定時同步，這樣可以忽略碼間干擾，按符號率抽樣后輸出相
應的信息序列""""=^=《=^a"g。+^W"，其中&為均方根升余弦濾波器沖擊響應的峰
= & A二 =》A一,
值，它的樣本值可以表示為 ' ，" "表示離散巻積，通過歸一化均方
根升余弦濾波器系數(shù)^-Xlhl"，定義基帶通信信號的信噪比為P-S/^;
(7) 提取抽樣輸出后基帶通信信號的同相分量^和正交分量"2，分別計算同相分量和正交分
量的二階、四階統(tǒng)計量￡[~2]、 ￡[^]、 ￡[《]、￡[《]，利用同相分量和正交分量各自的二、 四階統(tǒng)計量推導出基帶通信信號實部和虛部的信噪比，最后由實部和虛部的信噪比平均出整 個基帶通信信號的信噪比。
上述步驟(2)中采樣率^ss的選取，在實際使用中根據(jù)需要自行調(diào)整。
上述步驟(3)中脈沖成形濾波器的選取選取滾降系數(shù)為0.5、抽頭系數(shù)為127的均方根 升余弦濾波器。
本發(fā)明與現(xiàn)有的基帶通信信號信噪比估計方法相比，其特點在于本發(fā)明沒有直接利用基帶通信信號來估計其信噪比，而是利用其同相分量和正交分量的高階統(tǒng)計量間接地估計基帶
通信信號的信噪比，避免了復數(shù)運算，具有低運算復雜度、高實時性的優(yōu)點。
圖1為加性高斯白噪聲等效基帶通信信號模型結(jié)構(gòu)圖2為利用基帶通信信號同相分量和正交分量估計信號信噪比的程序框圖；
具體實施例方式
本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例結(jié)合附圖詳細說明如下-(1)考慮一個離散基帶帶限加性高斯白噪聲等效基帶信道模型，系統(tǒng)已經(jīng)取得了載波恢復和
定時同步，信號源產(chǎn)生調(diào)制信號""，滿足￡[ ]=￡7^"—"2)，其中￡[ ]為調(diào)制信號""
在兩個不同時刻的相關程度，下標"1、 "2為調(diào)制信號""任意兩個不同時刻，^為調(diào)制信號""
的方差，^為沖擊函數(shù)；
(2) 對調(diào)制信號""進行^ss次過采樣，產(chǎn)生信息序列6";
(3) 脈沖成形濾波器選擇滾降系數(shù)為"、抽頭系數(shù)為Z的均方根升余弦濾波器，信息序列6"經(jīng) 過脈沖成形后輸出序列^: " ,其中^是均方根升余弦濾波器的沖擊響應，^為
任一采樣時刻，"(-(Z-l)/2，…，-1,0,1，…,(Z-l)/2);
(4) 將接收到的高頻信號通過適當?shù)淖冾l技術轉(zhuǎn)化為基帶通信信號^: &=*^+#^，
其中S為信號的功率因子，W為噪聲的功率因子，^為復加性高斯白噪聲采樣序列，均值為 零，方差為l;
(5) 匹配濾波器具有同發(fā)送濾波器相同的沖擊響應^，經(jīng)過匹配濾波后輸出的信號&:
' ' ，假設均方根升余弦濾波器的脈沖響應的實部和虛部對稱，艮P:
~=/^，其中"*"表示取復共軛，Z為任一采樣時刻；
(6) 由步驟(l)可知，系統(tǒng)已取得定時同步，這樣可以忽略碼間干擾，按符號率抽樣后輸出相 應的信息序列""""=^="w =^^""g。+^W"，其中g。為均方根升余弦濾波器沖擊響應的峰
值，它的樣本值可以表示為 '，" "表示離散巻積，通過歸一化均方根升余弦濾波器系數(shù)&=2J^II =1，定義基帶通信信號的信噪比為^ = 5/^;
(7)提取抽樣輸出后基帶通信信號的同相分量^和正交分量"e，分別計算同相分量和正交分
量的二階、四階統(tǒng)計量￡[^]、 ￡[。4]、可《]、￡[^]，利用同相分量和正交分量各自的二、 四階統(tǒng)計量推導出基帶通信信號實部和虛部的信噪比，最后由實部和虛部的信噪比平均出整 個基帶通信信號的信噪比。
圖l為使用本發(fā)明方法的一個等效基帶通信信號模型示意圖，如圖1所示，在發(fā)射端，信號 源產(chǎn)生調(diào)制信號""，經(jīng)過^ss次過采樣，產(chǎn)生信息序列6"，經(jīng)過脈沖成形濾波器后輸出信息
序列^。在接收端，信號通過下變頻技術轉(zhuǎn)化到基帶通信信號^，經(jīng)過匹配濾波器匹配濾波
后輸出基帶通信信號^，抽樣后形成信息序列""。
圖2為利用基帶通信信號同相分量和正交分量估計信號信噪比示意圖。通過相應的信號處理 技術提取抽樣判決后信息序列""的同相分量。和正交分量"2，通過統(tǒng)計學中的相關理論計算
出。和&的二、四階統(tǒng)計量五[^2]、 ￡[r/]、 ￡[《]、￡[《]，根據(jù)可汗]、^"/]、五[《]、
和基帶通信信號功率因子、噪聲功率因子之間的關系估計出基帶通信信號同相分量的信噪比
1和正交分量的信噪比2，最后由信噪比1和信噪比2平均出基帶通信信號的信噪比。 綜上所述，本發(fā)明沒有直接利用基帶通信信號來估計其信噪比，而是通過其同相分量和正交 分量間接的估計基帶通信信號的信噪比，避免了復數(shù)運算，能達到降低運算復雜度的目的。
權(quán)利要求
1、一種基帶通信信號的信噪比估計方法，其特征在于通過提取基帶通信信號的同相分量和正交分量，利用同相分量和正交分量的各自統(tǒng)計量估計出基帶通信信號的信噪比。其步驟如下(1)考慮一個離散基帶帶限加性高斯白噪聲等效基帶信道模型，系統(tǒng)已經(jīng)取得了載波恢復和定時同步，信號源產(chǎn)生調(diào)制信號an，滿足<maths id="math0001" num="0001" ><math><![CDATA[ <mrow><mi>E</mi><mo>[</mo><msub> <mi>a</mi> <msub><mi>n</mi><mn>1</mn> </msub></msub><msub> <mi>a</mi> <msub><mi>n</mi><mn>2</mn> </msub></msub><mo>]</mo><mo>=</mo><msubsup> <mi>σ</mi> <mi>a</mi> <mn>2</mn></msubsup><mi>δ</mi><mrow> <mo>(</mo> <msub><mi>n</mi><mn>1</mn> </msub> <mo>-</mo> <msub><mi>n</mi><mn>2</mn> </msub> <mo>)</mo></mrow><mo>,</mo> </mrow>]]></math> id="icf0001" file="A2009100503210002C1.tif" wi="41" he="6" top= "63" left = "117" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/></maths>其中 id="icf0002" file="A2009100503210002C2.tif" wi="14" he="4" top= "63" left = "170" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/>為調(diào)制信號an在兩個不同時刻的相關程度，下標n1、n2為調(diào)制信號an任意兩個不同時刻，σa2為調(diào)制信號an的方差，δ為沖擊函數(shù)；(2)對調(diào)制信號an進行NSS次過采樣，產(chǎn)生信息序列bn；(3)脈沖成形濾波器選擇滾降系數(shù)為α、抽頭系數(shù)為L的均方根升余弦濾波器，信息序列bn經(jīng)過脈沖成形后輸出序列mk<maths id="math0002" num="0002" ><math><![CDATA[ <mrow><msub> <mi>m</mi> <mi>k</mi></msub><mo>=</mo><munder> <mi>Σ</mi> <mi>n</mi></munder><msub> <mi>a</mi> <mi>n</mi></msub><msub> <mi>h</mi> <mrow><mi>k</mi><mo>-</mo><mi>n</mi><msub> <mi>N</mi> <mi>ss</mi></msub> </mrow></msub><mo>,</mo> </mrow>]]></math> id="icf0003" file="A2009100503210002C3.tif" wi="29" he="9" top= "116" left = "97" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/></maths>其中hk是均方根升余弦濾波器的沖擊響應，k為任一采樣時刻，k∈{-(L-1)/2，…，-1，0，1，…，(L-1)/2}；(4)將接收到的高頻信號通過適當?shù)淖冾l技術轉(zhuǎn)化為基帶通信信號xk<maths id="math0003" num="0003" ><math><![CDATA[ <mrow><msub> <mi>x</mi> <mi>k</mi></msub><mo>=</mo><msqrt> <mi>S</mi></msqrt><msub> <mi>m</mi> <mi>k</mi></msub><mo>+</mo><msqrt> <mi>N</mi></msqrt><msub> <mi>w</mi> <mi>k</mi></msub><mo>,</mo> </mrow>]]></math> id="icf0004" file="A2009100503210002C4.tif" wi="34" he="6" top= "150" left = "36" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/></maths>其中S為信號的功率因子，N為噪聲的功率因子，wk為復加性高斯白噪聲采樣序列，均值為零，方差為1；(5)匹配濾波器具有同發(fā)送濾波器相同的沖擊響應hk，經(jīng)過匹配濾波后輸出的信號rk<maths id="math0004" num="0004" ><math><![CDATA[ <mrow><msub> <mi>r</mi> <mi>k</mi></msub><mo>=</mo><msqrt> <mi>S</mi></msqrt><munder> <mi>Σ</mi> <mi>l</mi></munder><msub> <mi>h</mi> <mi>l</mi></msub><msub> <mi>m</mi> <mrow><mi>k</mi><mo>-</mo><mi>l</mi> </mrow></msub><mo>+</mo><munder> <mi>Σ</mi> <mi>l</mi></munder><msub> <mi>h</mi> <mi>l</mi></msub><msub> <mi>w</mi> <mrow><mi>k</mi><mo>-</mo><mi>l</mi> </mrow></msub><mo>,</mo> </mrow>]]></math> id="icf0005" file="A2009100503210002C5.tif" wi="48" he="9" top= "182" left = "37" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/></maths>假設均方根升余弦濾波器的脈沖響應的實部和虛部對稱，即<maths id="math0005" num="0005" ><math><![CDATA[ <mrow><msub> <mi>h</mi> <mi>k</mi></msub><mo>=</mo><msubsup> <mi>h</mi> <mrow><mo>-</mo><mi>k</mi> </mrow> <mo>*</mo></msubsup><mo>,</mo> </mrow>]]></math> id="icf0006" file="A2009100503210002C6.tif" wi="14" he="5" top= "198" left = "45" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/></maths>其中“*”表示取復共軛，l為任一采樣時刻；(6)由步驟(1)可知，系統(tǒng)已取得定時同步，這樣可以忽略碼間干擾，按符號率抽樣后輸出相應的信息序列rn<maths id="math0006" num="0006" ><math><![CDATA[ <mrow><msub> <mi>r</mi> <mi>n</mi></msub><mo>=</mo><msub> <mi>r</mi> <mrow><mi>k</mi><mo>|</mo><mi>k</mi><mo>=</mo><mi>n</mi><msub> <mi>N</mi> <mi>ss</mi></msub> </mrow></msub><mo>=</mo><msqrt> <mi>S</mi></msqrt><msub> <mi>a</mi> <mi>n</mi></msub><msub> <mi>g</mi> <mn>0</mn></msub><mo>+</mo><msqrt> <mi>N</mi></msqrt><msub> <mi>w</mi> <mi>n</mi></msub><mo>,</mo> </mrow>]]></math> id="icf0007" file="A2009100503210002C7.tif" wi="52" he="7" top= "217" left = "79" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/></maths>其中g0為均方根升余弦濾波器沖擊響應的峰值，它的樣本值可以表示為<maths id="math0007" num="0007" ><math><![CDATA[ <mrow><msub> <mi>g</mi> <mi>k</mi></msub><mo>=</mo><msub> <mi>h</mi> <mi>k</mi></msub><mo>⊗</mo><msubsup> <mi>h</mi> <mrow><mo>-</mo><mi>k</mi> </mrow> <mo>*</mo></msubsup><mo>=</mo><munder> <mi>Σ</mi> <mi>l</mi></munder><msub> <mi>h</mi> <mi>l</mi></msub><msub> <mi>h</mi> <mrow><mi>k</mi><mo>-</mo><mi>l</mi> </mrow></msub><mo>,</mo> </mrow>]]></math> id="icf0008" file="A2009100503210002C8.tif" wi="42" he="9" top= "227" left = "115" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/></maths>“ id="icf0009" file="A2009100503210002C9.tif" wi="3" he="3" top= "231" left = "165" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/>”表示離散卷積，通過歸一化均方根升余弦濾波器系數(shù)<maths id="math0008" num="0008" ><math><![CDATA[ <mrow><msub> <mi>g</mi> <mi>k</mi></msub><mo>=</mo><mi>Σ</mi><msup> <mrow><mo>|</mo><mo>|</mo><msub> <mi>h</mi> <mi>k</mi></msub><mo>|</mo><mo>|</mo> </mrow> <mn>2</mn></msup><mo>=</mo><mn>1</mn><mo>,</mo> </mrow>]]></math> id="icf0010" file="A2009100503210002C10.tif" wi="29" he="7" top= "239" left = "121" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/></maths>定義基帶通信信號的信噪比為ρ＝S/N；(7)提取抽樣輸出后基帶通信信號的同相分量rI和正交分量rQ，分別計算同相分量和正交分量的二階、四階統(tǒng)計量E[rI2]、E[rI4]、E[rQ2]、E[rQ4]，利用同相分量和正交分量各自的二、四階統(tǒng)計量推導出基帶通信信號實部和虛部的信噪比，最后由實部和虛部的信噪比平均出整個基帶通信信號的信噪比。
2、 如權(quán)利要求1所述的基帶通信信號的信噪比估計方法，其特征在于所述步驟(2)中采樣率^^的選取，在實際使用中根據(jù)需要自行調(diào)整。
3、 如權(quán)利要求1所述的基帶通信信號的信噪比估計方法，其特征在于所述步驟(3)中脈沖 成形濾波器的選取選取滾降系數(shù)為0.5、抽頭系數(shù)為127的均方根升余弦濾波器。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種基帶通信信號的信噪比估計方法。該方法首先對匹配濾波后輸出的信號按符號率進行抽樣，提取抽樣后基帶通信信號的同相分量(信號實部)和正交分量(信號虛部)；其次，根據(jù)統(tǒng)計學中相關理論分別計算基帶通信信號同相分量和正交分量的二、四階統(tǒng)計量；第三，根據(jù)同相分量和正交分量各自的二、四階統(tǒng)計量計算相應的信號功率因子和噪聲功率因子，并推導出各自的信噪比；最后由同向分量和正交分量的信噪比推導出整個基帶通信信號的平均信噪比。本發(fā)明沒有直接利用基帶通信信號來估計其信噪比，而是通過其同相分量和正交分量間接地估計基帶通信信號的信噪比，避免了復數(shù)運算，能達到降低運算復雜度的目的。
文檔編號H04L25/02GK101552752SQ20091005032
公開日2009年10月7日 申請日期2009年4月30日 優(yōu)先權(quán)日2009年4月30日
發(fā)明者凱 劉, 左珍勇 申請人:上海大學