專利名稱：一種正交頻分復用信號定時同步方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及移動通信，尤其涉及在CMMB (中國移動多媒體廣播)系統(tǒng) 中正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)信號 的定時同步方法和裝置。
背景技術：
OFDM是一種多載波傳輸技術。OFDM在無線傳輸領域的應用越來越廣 泛，它是軍用寬帶數(shù)據(jù)鏈、WLAN、 4G、 CMMB等寬帶通信系統(tǒng)極具潛力的 傳輸技術。OFDM具有4艮好的抗窄帶、多徑干擾能力，并可通過獨立調(diào)整子 載波的調(diào)制方式和參數(shù)來改變傳輸率及接收信噪比(SNR)門限。因此，OFDM 能極大地提高通信設備的數(shù)據(jù)傳輸效率和抗干擾性能，滿足大量話音、數(shù)據(jù)、 圖像等信息傳遞的需求。
在OFDM系統(tǒng)中，接收端需要取出每個OFDM符號中的有用數(shù)據(jù)進行 FFT變換，如何準確的把有用數(shù)據(jù)取出來，這就涉及到符號同步即符號定時 問題。對于以OFDM為承載/調(diào)制方式的傳輸，由于大多數(shù)OFDM信號有循 環(huán)的前導字符，對于幀內(nèi)的整數(shù)倍偏移是可以容忍的，所以往往使用的定時 同步方法，是對前導進行筒單的相關。
Schmidl提出一種使用兩個特殊訓練序列進行符號定時同步和頻率同步 的方法。這種方法使用前后兩個序列進行互相關，得到一段平臺(相關的結(jié) 果，這段平臺的值最大)，由于OFDM的循環(huán)保護前綴的存在，這段平臺里 的任何地方都可以作為幀同步的起始點。這種定時方法不夠精確，如果在時 域加窗，則越精確的幀同步位置，對于恢復信號越有效。
OFDM系統(tǒng)中，當定時同步不理想，存在定時偏差Ar時，接收信號
4<formula>formula see original document page 5</formula>
上式中，A;為接收信號，^為接收濾波器的傳輸特性，a為其滾降系數(shù)。 采樣點偏移時，接收信號中除正確采樣點外的所有基本波形疊加會產(chǎn)生碼間 干擾。
Schmidl的算法實現(xiàn)了符號定時和載波頻偏估計的高效性，在理想信道和 一般的信道條件下使用時可以滿足要求，但是在信道環(huán)境很差的情況下，如 果誤差偏移超過循環(huán)前綴大小，那么就對信號恢復的影響非常大，往往會影 響對整個信號序列的判斷，降^^妻收質(zhì)量。在多徑時延大和信噪比低的情況 下，存在相關平臺下降點的不確定性。所以對于OFDM信號，需要提出一種 定時同步方法，能使系統(tǒng)對抗更惡劣的信道條件。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的技術問題是提供一種正交頻分復用信號的定時同步方法 和裝置，提高信道條件惡劣時的信號接收質(zhì)量，提高系統(tǒng)性能。
為了解決上述問題，本發(fā)明提供了一種正交頻分復用信號定時同步方法， 獲取導頻符號前半部分和后半部分的互相關值，以及該導頻符號的相鄰導頻 符號前半部分和后半部分的互相關值，4艮據(jù)這兩個互相關值之和確定正交頻 分復用信號的定時位置。
進一步地，上述方法還可具有以下特點，所述根據(jù)這兩個互相關值之和 確定正交頻分復用信號的定時位置是指，使得這兩個互相關值之和最大的時 刻作為正交頻分復用信號的定時位置。
進一步地，上述方法還可具有以下特點，在偵:得所述兩個互相關值之和 大于2*戶_*^^^的時刻集合中查找所述定時位置，其中，i乙是所述兩個互 相關值中的最大互相關值，A^^為一閾值。
進一步地，上述方法還可具有以下特點，獲取導頻符號前半部分和后半部分的互相關值i^) = f;(rJ』一);L = Ar皿/2;
m=0
獲取其相鄰導頻符號的前半部分和后半部分的互相關值/>^ —AT^);
計算MWh尸(力+i^-w附)，獲取使得妍^)〉2*尸_*1"諸的d值集合；
在所述d值集合中，查找使得M(c/^戶(力+尸(d-W，)最大的d值作為所 述定時位置，所述W^為導頻符號的長度，所述dm，。+^為導頻符號的值， 所述*為取共軛。
進一步地，上述方法還可具有以下特點，所述方法還包含，使用所述定 時位置作為初始定時位置，對接收信號進行兩次采樣，其中一次的采樣信號 根據(jù)該初始定時位置進行內(nèi)插，將內(nèi)插后的接收信號和未進行內(nèi)插的接收信 號進行比較，根據(jù)誤差值調(diào)整定時位置，使用調(diào)整后的定時位置代替初始定
時位置；重復上述步驟，對定時位置進行調(diào)整。
進一步地，上述方法還可具有以下特點，發(fā)送端處的所述導頻符號由短 前導和長前導組成，短前導由重復的數(shù)個特殊訓練序列組成，長前導為兩個 重復的半幀，半幀的最后為特殊訓練序列，所述特f未訓練序列為實部是周期
為2"-l的偽隨機序列，虛部為l/^^^::T的常數(shù)，n是正整數(shù)。
本發(fā)明還提供一種正交頻分復用信號定時同步裝置，所述裝置包含
相關值計算單元，用于獲取導頻符號前半部分和后半部分的互相關值， 以及該導頻符號的相鄰導頻符號前半部分和后半部分的互相關值；
定時位置確定單元，用于根據(jù)這兩個互相關值之和確定正交頻分復用信 號的定時位置。
進一步地，上述裝置還可具有以下特點，所述定時位置確定單元取使得 所述兩個互相關值之和最大的時刻作為正交頻分復用信號的定時位置。
進一步地，上述裝置還可具有以下特點，所述定時位置確定單元在使得
所述兩個互相關值之和大于2*/^*;6,^^的時刻集合中查找所述定時位置， 其中，尸^是所述兩個互相關值中的最大互相關值，A^^為一閾值。
進一步地，上述裝置還可具有以下特點，所述相關值計算單元根據(jù)下式計算導頻符號前半部分和后半部分的互相關值P(^ ^iyj+力+d);i^iV^/2;其
相鄰導頻符號的前半部分和后半部分的互相關值為P(J-w^);
所述定時位置確定單元具體根據(jù)如下方法得到定時位置，計算 ^(60 = /^)+/^-A^)，獲取使得舸(力>2*/^*^_諸的(1值集合；在所述d 值集合中，查找l吏得M(力-P(力+戶(d-iN^r)最大的d值作為所述定時位置， 所述w^為導頻符號的長度，所述。」,。+^為導頻符號的值，所述*為取共軛。
進一步地，上述裝置還可具有以下特點，所述裝置還包含跟蹤單元，用 于使用所述定時位置確定單元確定的定時位置作為初始定時位置，對接收信 號進行兩次采樣，其中一次的采樣信號才艮據(jù)該初始定時位置進行內(nèi)插，將內(nèi) 插后的接收信號和未進行內(nèi)插的接收信號進行比較，根據(jù)其誤差值調(diào)整定時 位置，使用調(diào)整后的定時位置代替初始定時位置；重復上述步驟，對定時位 置進行調(diào)整。
本發(fā)明提出的OFDM信號定時同步的方法，相比現(xiàn)有技術，將互相關的 平臺通過計算，處理了尖峰，可以精確的給出幀同步的起始位置，從而更有 利于信號的處理和恢復。本發(fā)明利用了現(xiàn)有的協(xié)議幀結(jié)構(gòu)，對于已有接收機 算法進行較小改動，所以實現(xiàn)起來比較筒單，而且易于操作，花費的代價比 較小，使用該方法的OFDM接收機性能可以得到較大提升。


圖1是本發(fā)明OFDM發(fā)送/接收機信號處理流程圖2是本發(fā)明OFDM幀格式示意圖3是本發(fā)明定時同步方法流程圖4是本發(fā)明OFDM定時同步方法中峰值確定的示意圖5是本發(fā)明跟蹤裝置框圖6是本發(fā)明定時同步裝置框圖7是理想信道和多徑信道定時度量比較示意圖8是AWGN和多徑+AWGN信道定時誤差比較示意圖；圖9是AWGN和多徑+AWGN信道定時誤差概率分布比較比較示意圖。
具體實施例方式
本發(fā)明提供一種CMMB中OFDM信號定時同步的方法，首先利用峰值 確定粗定時同步位置，然后利用位定時跟蹤環(huán)路進行定時同步跟蹤。
其中，粗定時同步位置的確定主要包括在下行鏈路的基帶調(diào)制IFFT后， 加入導頻幀序列，在接收端的FFT之前，對導頻幀序列及其相鄰導頻幀序列 分別進行互相關，根據(jù)這兩個相關值之和確定正交頻分復用信號的定時位置， 即取使得二者之和最大的時刻作為正交頻分復用信號的定時位置(或起始時 刻)，即粗定時同步位置。
圖1所示為OFDM信號發(fā)送/接收流程。 發(fā)送流程包括
OFDM信號在發(fā)射端進行編碼，交織，QAM ( Quadrature Amplitude Modulation,正交幅度調(diào)制)映射，循環(huán)前綴插入，然后進行串/并處理準備 做IFFT變換，對于經(jīng)過IFFT變換后的并行信號，進行如公式(4)的加窗，再 處理成串行信號，接著進行濾波和數(shù)才莫轉(zhuǎn)換，將基帶信號調(diào)制到中頻上，再 二次調(diào)制到射頻上進行發(fā)射。
接收流程包括
射頻接收的信號，經(jīng)過解調(diào)，才莫/數(shù)變換，^"收濾波以后對信號進行同步 操作，然后完成FFT (傅立葉變換)變換，F(xiàn)FT變換的位置由均衡反饋的參 數(shù)進行調(diào)整，然后再通過位定時跟蹤環(huán)路進行自適應調(diào)整，調(diào)整后的數(shù)據(jù)進 行QAM反映射，最后判決。針對這樣的接收流程，需要在發(fā)送流程中IFFT 變換后加入設計好的導頻幀。
圖2給出了本發(fā)明所需要的OFDM的幀格式，前導幀(訓練幀，導頻幀) 格式一一前導幀由短前導和長前導組成短前導由重復的數(shù)個(例如為8個) 特殊訓練序列(UW)組成，用作信號到達檢測和定時同步門限判定，長前導 為兩個重復的半幀(半幀的最后也是UW序列)，用作定時同步，栽波頻偏估計以及信道估計，長前導的uw序列前面是特殊訓練序列(長度和uw不 同)，只要符合相關性好，有平穩(wěn)的序列響應的序列即可。
UW序列可以為實部是周期為2"-l的偽隨機序列，虛部為l/^/^的常 數(shù)(n是正整數(shù))，該序列有很好的相關性和寬帶、平穩(wěn)的頻率響應。當然 UW序列也可以是其他相關性好、由平穩(wěn)的頻率響應的序列，本發(fā)明對此不 作限定。
長前導序列uw前面的特殊訓練序列可以使用實部是周期為"-i的偽隨
機序列，虛部為i/V^T的常數(shù)(n是正整數(shù))只需要n值和UW序列不同即 可。
圖2中幀結(jié)構(gòu)的前導符號中a， b部分為相同的UW序列，是為了形成周 期的結(jié)構(gòu)以抗多徑，使估計時不受多徑時延的影響，所以相關值的平臺不可 避免。本發(fā)明使用相鄰導頻符號的互相關值相加的方式，避免了平臺的形成。
為了獲得精準的定時信息，本發(fā)明首先用門限和相關峰值結(jié)合的方法確 定符號起始點位置，再利用內(nèi)插的方法進行定時偏差補償，如圖3所示，具 體包括
步驟310，在濾波完成后，計算導頻符號前半部分和后半部分的互相關
值
f的=S(dm。+m");z = W附/2 (3 )
f^，^^為接收信號，*為取共軛，W附為一個OFDM符號的有效數(shù)據(jù)的 個數(shù)即FFT長度。
步驟320，計算該導頻符號的相鄰導頻信號的前半部分和后半部分的互 相關值P(i/-D;
步驟330，由于短前導相關峰值尸_與長前導相關度量平臺受信道影響相 同，取相關峰值作為門限(見圖4)，即計算M^)二i^)+P(d-W附)，查找 使得A^)〉2^^Lg的d值集合；;^^的值在信噪比和定時誤差之間折 衷， 一般取0.9, P^是i^),尸(d-iV附)中最大的互相關值。
步驟340 ,在步驟130中確定的d值集合中，查找使得 射(司=尸(司+尸0/-^\^7)最大的￡1值作為符號的起始位置即定時位置。
9判決函凄ta:argmax(尸(aO+P(d-iV"，)) (5)
上述步驟330的作用主要是簡化運算，方便查找峰值，也可以使用其它 方式得到使得M(d^PW) + P(c/-7V,)最大的d值作為定時位置，本發(fā)明對此 不作限定。
上述d值即為粗定時同步位置，接收端在后續(xù)的接收過程中，使用位定 時跟蹤方法進行跟蹤，對該粗定時同步位置進行修正。
位定時跟蹤的誤差跟蹤檢測方法，采用每個碼元采樣兩次，并且其中一 個采樣值用于符號判決的方法，誤差提取的方法為
<formula>formula see original document page 10</formula> (6)
公式(6)中y是匹配濾波器輸出值，T是符號周期，g(n)是環(huán)路濾波器 響應。
如圖5所述，跟蹤裝置包含內(nèi)插濾波器，匹配濾波器，時序錯誤檢測器、 環(huán)路濾波器和控制器。對接收信號進行兩次采樣，控制器使用前面確定的粗 定時同步位置d值產(chǎn)生一內(nèi)插分數(shù)間隔控制計算內(nèi)插值，內(nèi)插濾波器根據(jù) 對一接收信號進行內(nèi)插，時序錯誤檢測器將內(nèi)插后的信號和沒有進行內(nèi)插的 接收信號進行比較，得到一誤差(見公式6)，將該誤差經(jīng)環(huán)路濾波器濾波 后輸入控制器，由控制器根據(jù)該誤差調(diào)整時序，重新產(chǎn)生內(nèi)插分數(shù)間隔〃控 制計算內(nèi)插值，繼續(xù)該過程，從而不間斷的調(diào)整定時位置。
其中，控制器基于NCO累加器，相位步進由環(huán)路濾波后的時序錯誤調(diào)整。 每次相位累加器溢出時，產(chǎn)生內(nèi)插分數(shù)間隔/z控制計算內(nèi)插值，同時調(diào)整時 序。采用的內(nèi)插濾波器是4點3階的Farrow結(jié)構(gòu)濾波器，它具有較好的濾波 性能。這種結(jié)構(gòu)簡單的逐個采樣點跟蹤方法能得到很好的同步效果。
本發(fā)明還提供一種正交頻分復用信號定時同步裝置，如圖6所示，該裝 置包含相關值計算單元，用于獲取導頻符號前半部分和后半部分的互相關值
尸(一S:(d");"l/2，以及該導頻符號的相鄰導頻符號前半部分和后半
部分^Ck相關值尸(J-iV^);
定時位置確定單元，用于根據(jù)這兩個互相關值之和確定正交頻分復用信 號的定時位置，即取使得這兩個互相關值之和最大的時刻作為正交頻分復用 符號的定時位置。其中，定時位置確定單元在所述兩個互相關值之和大于
2*尸自*^^^的時刻集合中查找所述定時位置，其中，尸^是所述兩個互相關 值中的最大互相關值，A^^為一閾值，Aw^可為0.9。即定時位置確定單 元計算肘(司=/^) +戶("#附)，獲取使得M(司〉2"^哨w^的d值集合； 在所述d值集合中，查找佳z得M(J)-P(力+ P(^-iV，)最大的d值作為所述定 時位置，A^^為導頻符號的長度，。乙,。+一為導頻符號的值，*為取共軛。
本發(fā)明所迷正交頻分復用信號定時同步裝置還包含跟蹤單元，用于使用 定時位置確定單元確定的定時位置作為初始定時位置，對接收信號進行兩次 采樣，其中一次的采樣信號根據(jù)該初始定時位置進行內(nèi)插，將內(nèi)插后的接收 信號和未進行內(nèi)插的接收信號進行比較，根據(jù)其誤差值調(diào)整定時位置，使用 調(diào)整后的定時位置代替初始定時位置；重復上述步驟，對定時位置進行調(diào)整。 其一實施例如圖5所示，此處不再贅述。
圖7， 8， 9是本發(fā)明方法和現(xiàn)有技術定時同步仿真結(jié)果示意圖，仿真中 采用正EE802.16推薦的3徑信道模型SUI-3，最大多徑時延擴展為0.9 ns， 在保護間隔持續(xù)時間Wg范圍內(nèi)。具體參數(shù)詳見表1 ，使用MATLAB進行仿真。
表1OFDM系統(tǒng)仿真參數(shù)設置
參數(shù)數(shù)值
信道帶寬，B/MHz12.8
采樣率，f,10
采樣間隔，Ts/ns0. 1
映射方式16 QAM*
數(shù)據(jù)塊長Ntotai(Ttou！256 (25.6)
FFT點數(shù)，Nfft N解256
UW長度，Ng(Tg HS)32 ( 3. 2 )
幀長，N(T/ms)犯 Mtoui
11(10.24)凈比特率，R/MHz30多時延，t/ns[o0.4
徑0.9]
全向天線功率，[o_ 5
P/dB-10]
多普勒頻移
圖7分別給出了 Schmidl和本發(fā)明所述方法在理想信道以及多徑加噪聲 (AWGN， 10犯)條件下的相關度量曲線示意圖?？梢钥闯鯯chmidl方法由于 度量平臺的波動，在信道條件差時估算效果不理想，而本發(fā)明所給出的方法 則可以在惡劣的條件下得到精確的符號起始位置，而且計算出的信號相關值 可以用于頻率偏差的估計。
圖8為分別采用Schmidl和本發(fā)明所述方法，在單獨的AWGN噪聲信道 以及多徑和AWGN噪聲共同存在情況下，統(tǒng)計定時估計錯誤的均值和方差。 可以看出，在高信噪比情況下，兩種方法的定時估計錯誤的均值和方差收斂 到最小；信噪比低時，用Schmidl方法得出的錯誤估計點很多，方差大而且 均值也不穩(wěn)定，而用本發(fā)明所迷方法可以得到均值穩(wěn)定，方差小得多的結(jié)果。
圖9為兩種方法分別在單獨AWGN噪聲信道以及多徑和AWGN噪聲信 道下的定時誤差結(jié)果。圖中的統(tǒng)計結(jié)果均是在信噪比為15 dB的條件下，10000 次仿真后的結(jié)果。橫軸表示的是定時估計的偏移值。從圖中可以看到，本發(fā) 明提出算法的估計值要精確得多。
1權(quán)利要求
1、一種正交頻分復用信號定時同步方法，其特征在于，獲取導頻符號前半部分和后半部分的互相關值，以及該導頻符號的相鄰導頻符號前半部分和后半部分的互相關值，根據(jù)這兩個互相關值之和確定正交頻分復用信號的定時位置。
2、 如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，所述根據(jù)這兩個互相關值之 和確定正交頻分復用信號的定時位置是指，使得這兩個互相關值之和最大的 時刻作為正交頻分復用信號的定時位置。
3、 如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，在使得所述兩個互相關值之和大于2*尸_*^^^的時刻集合中查找所述定時位置，其中，戶^是所述兩個 互相關值中的最大互相關值，A^^為一閾值。
4、 如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，所述方法具體包含 獲取導頻符號前半部分和后半部分的互相關值獲取其相鄰導頻符號的前半部分和后半部分的互相關值P(d-AT皿)； 計算A/(c/):iV) +尸0/-W附)，獲取使得肘(司>2*尸_*/^滅的d值集合；在所述d值集合中，查找使得似(司=尸(力+尸(^-JV，)最大的d值作為所 述定時位置，所述JV^為導頻符號的長度，所述C^^為導頻符號的值， 所述*為取共軛。
5、 如權(quán)利要求1至4任一所述的方法，其特征在于，所述方法還包含， 使用所述定時位置作為初始定時位置，對接收信號進行兩次采樣，其中一次 的采樣信號根據(jù)該初始定時位置進行內(nèi)插，將內(nèi)插后的接收信號和未進行內(nèi) 插的接收信號進行比較，根據(jù)誤差值調(diào)整定時位置，使用調(diào)整后的定時位置 代替初始定時位置；重復上述步驟，對定時位置進行調(diào)整。
6、 如權(quán)利要求1至4任一所述的方法，其特征在于，發(fā)送端處的所述導 頻符號由短前導和長前導組成，短前導由重復的數(shù)個特殊訓練序列組成，長 前導為兩個重復的半幀，半幀的最后為特殊訓練序列，所述特殊訓練序列為實部是周期為2"-l的偽隨機序列，虛部為l/V^T的常數(shù)，n是正整數(shù)。
7、 一種正交頻分復用信號定時同步裝置，其特征在于，所述裝置包含 相關值計算單元，用于獲取導頻符號前半部分和后半部分的互相關值，定時位置確定單元，用于根據(jù)這兩個互相關值之和確定正交頻分復用信 號的定時位置。
8、 如權(quán)利要求7所述的裝置，其特征在于，所述定時位置確定單元取使 得所述兩個互相關值之和最大的時刻作為正交頻分復用信號的定時位置。
9、 如權(quán)利要求8所述的裝置，其特征在于，所述定時位置確定單元在使 得所述兩個互相關值之和大于2*尸_*"^^的時刻集合中查找所述定時位置，其中，尸_是所述兩個互相關值中的最大互相關值，P一^為一閾值。
10、 如權(quán)利要求9所述的裝置，其特征在于，所述相關值計算單元根據(jù) 下式計算導頻符號前半部分和后半部分的互相關值戶(司==/2;其相鄰導頻符號的前半部分和后半部分的互相關m=0值為尸(d-A^J;所述定時位置確定單元具體根據(jù)如下方法得到定時位置，計算 M(司^(rf)+i^-iV^),獲取使得M(rf)〉2W隨^^。w的d值集合；在所述d 值集合中，查找使得似(力=戶(司+尸0/-W附)最大的d值作為所述定時位置， 所迷A^為導頻符號的長度，所述。'+ ,^^為導頻符號的值，所述*為取共軛。
11、 如權(quán)利要求7至IO任一所述的裝置，其特征在于，所述裝置還包含 跟蹤單元，用于使用所述定時位置確定單元確定的定時位置作為初始定時位 置，對接收信號進行兩次采樣，其中一次的采樣信號根據(jù)該初始定時位置進 行內(nèi)插，將內(nèi)插后的接收信號和未進行內(nèi)插的接收信號進行比較，根據(jù)其誤 差值調(diào)整定時位置，使用調(diào)整后的定時位置代替初始定時位置；重復上述步 驟，對定時位置進行調(diào)整。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種正交頻分復用信號定時同步方法，獲取導頻符號前半部分和后半部分的互相關值，以及該導頻符號的相鄰導頻符號前半部分和后半部分的互相關值，根據(jù)這兩個互相關值之和確定正交頻分復用信號的定時位置。本發(fā)明還提供一種正交頻分復用信號定時同步裝置，包含相關值計算單元，用于獲取導頻符號前半部分和后半部分的互相關值，以及該導頻符號的相鄰導頻符號前半部分和后半部分的互相關值；定時位置確定單元，用于根據(jù)這兩個互相關值之和確定正交頻分復用信號的定時位置。本發(fā)明提出的OFDM信號定時同步的方法，將互相關的平臺通過計算，處理了尖峰，可以精確的給出幀同步的起始位置，從而更有利于信號的處理和恢復。
文檔編號H04L27/26GK101465833SQ20091000841
公開日2009年6月24日 申請日期2009年1月22日 優(yōu)先權(quán)日2009年1月22日
發(fā)明者晨 陳 申請人:中興通訊股份有限公司