專利名稱：：Cfo和i/q不均衡的校正系數(shù)的算出方法、使用該校正系數(shù)的校正方法、以及導(dǎo)頻信號(hào)的發(fā)...的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)的載波頻率偏移(CF0)及I/Q不均衡的校正方法。
背景技術(shù)：
：近年來，以向消費(fèi)者提供低成本的接收終端機(jī)為目的，直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)(DCR)受到矚目。所謂DCR，是指在轉(zhuǎn)換為基帶信號(hào)時(shí)不通過中頻、而直接轉(zhuǎn)換為基帶信號(hào)的接收機(jī)，與以往的超外差方式的接收機(jī)相比，具有接收機(jī)可以小型化、低成本化、省力化這樣的特征。然而，由于從RF頻帶信號(hào)直接轉(zhuǎn)換為基帶信號(hào)，因此會(huì)產(chǎn)生直流偏移及I/Q不均衡的新問題。所謂直流偏移，是由于本機(jī)振蕩器(L0)的信號(hào)、和從L0泄漏到RF部的信號(hào)的自混頻而引起的。另外，所謂I/Q不均衡，是由于I相分量和Q相分量從理想的狀態(tài)失真而引起的。在DCR中，為了將接收信號(hào)分解為I相分量和Q相分量，需要具有n/2相位差的RF頻帶載波信號(hào)。但是，由于高頻的信號(hào)下難以準(zhǔn)確提供具有n/2的相移量的L0，因此I相分量和Q相分量會(huì)從理想的狀態(tài)失真，產(chǎn)生頻率非選擇性I/Q不均衡。另外，在寬帶的通信系統(tǒng)中，由于設(shè)置在I分支和Q分支的濾波器等模擬器件的特性的差異，也會(huì)產(chǎn)生頻率選擇性I/Q不均衡。由于這些I/Q不均衡會(huì)產(chǎn)生圖像干擾，差錯(cuò)率特性顯著劣化(非專利文獻(xiàn)1)。另一方面，正交頻分復(fù)用(OFDM)方式是可以提高頻率的有效利用及對(duì)多通道的承受性的通信方式，采用作為DAB、DVB和IEEE802.11a等各種無線通信方式。然而，由于OFDM信號(hào)是頻譜重疊的多路復(fù)用信號(hào)，因此在存在載波頻率偏移(CF0)時(shí)，會(huì)產(chǎn)生被稱為載波間干擾(ICI)的載波間的正交性的破壞，差錯(cuò)率特性顯著劣化。另外，此處的所謂載波頻率偏移(CF0)，是指收發(fā)機(jī)中的L0的頻率和接收機(jī)的L0不一致的情況。為了將低價(jià)格的直接轉(zhuǎn)換OFDM接收機(jī)實(shí)用化，必須去除在RF頻帶產(chǎn)生的直流偏移，解決CF0校正及I/Q不均衡校正的問題。一般而言，直流偏移在前級(jí)可以由AC耦合去除。因此，CF0校正及I/Q不均衡校正的問題成為非常重要的問題。對(duì)OFDM通信方式的CF0推定或校正進(jìn)行了相當(dāng)深入的相關(guān)研究。這些研究介紹了僅考慮L0的振幅差和相位差的頻率非選擇性I/Q不均衡的校正、考慮到設(shè)置在I分支和Q分支的濾波器等模擬器件的特性的差異的頻率選擇性I/Q不均衡的校正、在頻率非選擇性I/Q不均衡下的CF0校正等。然而，對(duì)于考慮到頻率非選擇性及頻率選擇性不均衡的CF0校正進(jìn)行的嘗試，僅為非專利文獻(xiàn)2披露的程度。下面簡單說明非專利文獻(xiàn)2披露的方法。另外，在本說明書中，式中使用大(小)粗體字作為矩陣(列矢量)。另外，在文中，也有時(shí)如矢量X等那樣在字符前加上“矢量”的詞匯。另外，式中上標(biāo)的“變形的H”、“斜體的T”、星號(hào)、較長的十字(劍號(hào))分別被用作埃爾米特矩陣、轉(zhuǎn)置矩陣、共軛矩陣及偽逆矩陣。另外，下標(biāo)的“斜體字的I和Q”被用作同相(I分支)及正交(Q分支)分量。另外，在字符的頭部標(biāo)注的記號(hào)，也有時(shí)標(biāo)記為帽A(A字符上標(biāo)注帽(hat)的記號(hào))等。數(shù)學(xué)式13表示考慮到I/Q不均衡的DCR的數(shù)學(xué)模型。由天線及放大器接收的接收信號(hào)半圓r(t)被分為I分支和Q分支的2個(gè)系統(tǒng)的信號(hào)。另外，此處，“半圓r”表示在“r”上標(biāo)注向上側(cè)開口的圓弧標(biāo)記的字符。這些信號(hào)由乘法運(yùn)算器乘以L0，通過低通濾波器。之后考慮利用開關(guān)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。I分支和Q分支的數(shù)字信號(hào)為ri(k)及&00。由L0引起的頻率非選擇性I/Q不均衡的特征在于振幅差a和相位差9，頻率選擇性I/Q不均衡由具有Gjf)的頻率特性的兩個(gè)實(shí)系數(shù)低通型濾波器進(jìn)行建模。其中，Gjf)在絕對(duì)值f>B/2時(shí)為零，B是頻帶寬度。另一方面，CF0可以由以具有頻率偏移Af的中頻fc調(diào)制的RF頻帶的下式的接收信號(hào)半圓r(t)表示。數(shù)學(xué)式1f《t)“)半圓r(t)是(1)式的左邊。此處，⑴式的右邊中的波浪r(t)是下變頻為基帶的接收信號(hào)，可由⑵式表示。另外，“波浪r”表示在“r”上標(biāo)注“”的字符。數(shù)學(xué)式2m=參剛(2)另外，(2)式中的s(t)及h(t)是將發(fā)送信號(hào)及信道響應(yīng)作為基帶信號(hào)時(shí)的表現(xiàn)。位于s(t)及h(t)之間、用圈包圍“X”的符號(hào)是表示卷積(convolution)的計(jì)算的記號(hào)。另外，波浪rjt)及波浪rQ(t)是在I分支及Q分支的基帶信號(hào)。另外，“j”是虛數(shù)單位。此時(shí)，根據(jù)非專利文獻(xiàn)1和2的導(dǎo)出，被下變頻的基帶信號(hào)r(t)成為下式。數(shù)學(xué)式3⑶式中，Cl(t)分別由(4)式、(5)式表示。數(shù)學(xué)式4(4)數(shù)學(xué)式5(5)利用滿足尼奎斯特的采樣定理的周期Ts的AD轉(zhuǎn)換器(ADC)，將上式離散化。此時(shí)，若設(shè)c1(t)、c2(t)及h(t)具有L1TS、L2Ts和LhTs的寬度，則可以得到(6)式的離散時(shí)間信號(hào)。數(shù)學(xué)式6r(k)=r{k}+r(k)(6)此處，將在位于上式左邊的“r”上標(biāo)注左右箭頭的記號(hào)分別稱為“左箭頭r(k)”、“右箭頭r(k)”?！白蠹^r(k)”、“右箭頭r(k)”分別如以下(7)式、(8)式表示。數(shù)學(xué)式7<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>()此處，上式的左邊是“左箭頭r(k)”，將最右邊在粗體字h上標(biāo)注左箭頭的標(biāo)記稱為“矢量左箭頭h”。另外，Cl被改寫為矢量Cl。數(shù)學(xué)式8<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>(8)此處，上式的左邊是“右箭頭r(k)”，將最右邊在粗體字h上標(biāo)注右箭頭的標(biāo)記稱為“矢量右箭頭h”。另外，c2被改寫為矢量c2。式中，矢量h是(h0、-hLh-1)的轉(zhuǎn)置矩陣，矢量cl是(cl,0,…，cl，Ll_l)的轉(zhuǎn)置矩陣，矢量(32是(Cy，…Cuh)的轉(zhuǎn)置矩陣。另外，顯式示出矢量h、矢量Cl及矢量c2。數(shù)學(xué)式9h=[h0,...,hL-1](9)數(shù)學(xué)式10c1=[c1,o...,c1,L-1](10)數(shù)學(xué)式11c2=[c2,o2,...,c2,La-1](11)此處，左箭頭r(k)是期望信號(hào)，右箭頭r(k)是I/Q不均衡所導(dǎo)致的圖像干擾信號(hào)。另外，“矢量左箭頭h”和“矢量右箭頭h”是表示對(duì)于左箭頭r(k)及右箭頭r(k)的合成信道。另外，“矢量左箭頭r(k)”和“矢量右箭頭r(k)”包含具有與頻率非選擇性的I/Q不均衡相關(guān)的a和9的矢量A及矢量c2。另外，此處，考慮由N個(gè)副載波構(gòu)成的OFDM系統(tǒng)。另外，在OFDM方式中，由于頻帶寬度B被分解為具有&=B/N的間隔的N個(gè)子信道，尼奎斯特的取樣周期成為Ts=1/(Nf0)0另外，載波頻率偏移CF0表示由￡=八€/%表示的歸一化〔0。因此，以后，為了表示“AfkTs”，以分別代入Af禾PTs的“￡k/N”來表示。在以上的準(zhǔn)備的基礎(chǔ)上，首先對(duì)以往已知的方法進(jìn)行若干說明。這是為了易于理解本發(fā)明。<基于MPP的校正法>圖14是非專利文獻(xiàn)2的用于CF0和I/Q不均衡校正的導(dǎo)頻信號(hào)(以后稱為“MPP”)。MPP由同一碼元構(gòu)成，對(duì)第偶數(shù)個(gè)碼元實(shí)施Ji/4的相位旋轉(zhuǎn)。另外，在以后的說明中，由CF0推定、I/Q不均衡校正及CF0校正這3個(gè)階段進(jìn)行校正。在完全的時(shí)間同步下，將去除了長度Nra的保護(hù)區(qū)間(GI)的帽M個(gè)接收導(dǎo)頻采樣，如下式所示進(jìn)行排列。另外，帽M與在“M”上記載山形記號(hào)即帽記號(hào)的符號(hào)相同。數(shù)學(xué)式12<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>(12)式中<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>表示第m個(gè)接收導(dǎo)頻碼元的第k個(gè)采樣。此時(shí)，矩陣帽R的第k列矢量即帽r(k)成為下式。數(shù)學(xué)式13<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>(13)式中，數(shù)學(xué)式14<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>(14)數(shù)學(xué)式15<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>(15)數(shù)學(xué)式16<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>(16)數(shù)學(xué)式17<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>(17)由于(13)式是多個(gè)線頻譜推定問題，因此利用NLS方法，CF0推定成為下式。另外，NLS方法在非專利文獻(xiàn)3中有披露。數(shù)學(xué)式18<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>(18)式中，數(shù)學(xué)式19<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>另一方面，通過在Q分支放置長度L的F工R濾波器X，對(duì)頻率選擇性不均衡進(jìn)行校正。此處，為了易于理解，將校正濾波器放置在Q分支，而不是非專利文獻(xiàn)2所示的工分支。另外，濾波器X是矢量，以后也記為矢量X。將。視作G。(f)的一部分，將校正濾波器的頻率響應(yīng)X(f)設(shè)定為oG。(f)。X(f)=GI(f)。g(t)一Fu一1{G、(f)}，另外將矢量g作為其離散時(shí)間表現(xiàn)，并且g(t)利用實(shí)系數(shù)，被濾波器校正的信號(hào)成為下式。另外，F(xiàn)u一1表示傅立葉逆轉(zhuǎn)換。數(shù)學(xué)式20<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>。。。。。。。．(20)此處，將(20)式的左邊稱為點(diǎn)r(k)，將位于右邊中的在r上有2個(gè)點(diǎn)的稱為雙點(diǎn)r(k)。雙點(diǎn)r(k)女口(21)式。數(shù)學(xué)式2l<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>。。。。。。。。(21)式中，雙點(diǎn)r(k)是由于CF。而受到影響的信號(hào)。此時(shí)，雙點(diǎn)r(k)的實(shí)部及虛部成為下式。數(shù)學(xué)式22<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>，。。。。。。。。(22)數(shù)學(xué)式23<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>上述2式表示對(duì)于被相當(dāng)于tan甲及sec甲的2個(gè)增益系數(shù)要素p及X校正的頻率非選擇性不均衡的信號(hào)的非對(duì)稱校正。另外，關(guān)于這一點(diǎn)，在非專利文獻(xiàn)4中有披露。圖15是考慮到CF。校正的整體構(gòu)造，在該圖中，設(shè)帽L一(L—1)／2。對(duì)形成為數(shù)字信號(hào)的r(k)及rQ(k)如下那樣進(jìn)行校正。首先，對(duì)rQ(k)作用校正濾波器X，得到點(diǎn)rQ(k)。另一方面，將r(k)延遲(k一帽L)期間，成為信號(hào)點(diǎn)r(k)。將該點(diǎn)r(k)的p倍的信號(hào)、與對(duì)點(diǎn)r。(k)作用濾波器X的信號(hào)之和設(shè)為雙點(diǎn)r。(k)。設(shè)點(diǎn)r(k)為雙點(diǎn)r(k)，設(shè)雙點(diǎn)r。(k)為虛數(shù)部的復(fù)信號(hào)雙點(diǎn)r(k)是工／Q不均衡被校正的信號(hào)。通過對(duì)該雙點(diǎn)r(k)乘以CF。的校正量，得到工／Q不均衡和CF。被校正的信號(hào)。另外，顯然，由于X被編入矢量X，因此校正問題成為矢量X及p的最優(yōu)化問題。則矢量x及3數(shù)學(xué)式27<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(25)(26)的最佳值成為下式(非專利文獻(xiàn)2)。........(27)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>式中數(shù)學(xué)式28.....<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>數(shù)學(xué)式29(28)在不存在I/Q不均衡時(shí)，由于接收導(dǎo)頻僅受到CF0的影響，因此對(duì)于最佳的校正濾波器矢量x及增益系數(shù)0，是在I/Q不均衡校正后的相鄰的導(dǎo)頻碼元由于CF0與接受的相位差一致時(shí)最佳。提供有CF0推定值帽￡時(shí)，若定義如下數(shù)學(xué)式24.<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>....(24)數(shù)學(xué)式25<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>........(29)顯然，矢量1及0取決于CF0推定值帽￡。最后，CF0的修正通過簡單的相位旋轉(zhuǎn)來進(jìn)行。非專禾lj文獻(xiàn)1Valkama,M.Renfors,andV.Koivunen,“AdvancedmethodsforI/Qimbalancecompensationincommunicationreceivers,"IEEETrans.SignalProcessing,vol.49，no.10，pp.2335—2344，Oct.2001非專利文獻(xiàn)2:G.Xing，M.ShenandH.Liu,“FrequencyOffsetand1/QlmbalanceCompensationforDirect-ConversionReceivers,"IEEETrans.WirelessCommun,vol.4,no.2,pp.673—680,Mar.2005.#專禾I」JC3:P.SoticaandR.Moses,“IntroductiontoSpectralAnalysis"EnglewoodCliffs,NJ:Prentice-Hall,1997.非專禾lj文獻(xiàn)4K.Cavers,andM.ff.Liao,“Adaptivecompensationforimbalanceandoffsetlossesindirectconversiontransceivers,"IEEETrans.Veh.Technol.，vol.42，no.4，pp.581-585，Nov.1993.
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明要解決的問題非專利文獻(xiàn)2是基于修正的周期導(dǎo)頻(MPP)，但該方法在未推定CF0下，無法得到I/Q不均衡的校正系數(shù)。因此，CF0推定問題成為非常重要的問題。CF0推定需要準(zhǔn)確的時(shí)間同步，還需要求解非線性最小平方問題(NLS)。準(zhǔn)確的時(shí)間同步在技術(shù)上并不容易實(shí)現(xiàn)。另外，非線性最小平方問題的解法雖然比較簡單，但由于需要1維探索，因此實(shí)際應(yīng)用時(shí)會(huì)成為較大的障礙。另外，基于MPP的校正法在實(shí)現(xiàn)時(shí)會(huì)同時(shí)存在下面的困難。1.關(guān)于評(píng)價(jià)函數(shù)(19式)的CF0推定，由于需要非線性最小平方問題的解法、即1維探索，因此在實(shí)際應(yīng)用時(shí)會(huì)成為較大的障礙。2.(27式)的矢量x及0的最佳值只能在CF0推定后計(jì)算。因此，不能進(jìn)行有效的計(jì)算方法即并行處理。3.為了準(zhǔn)確進(jìn)行CF0推定，需要知道接收導(dǎo)頻碼元是第偶數(shù)個(gè)還是第奇數(shù)個(gè)。因此，需要取得準(zhǔn)確的時(shí)間同步，但由于自動(dòng)增益控制(AGC)及AC耦合導(dǎo)致直流偏移的泄漏，使得前級(jí)的導(dǎo)頻碼元消失，因此一般難以取得準(zhǔn)確的時(shí)間同步。4.由于僅有第偶數(shù)個(gè)導(dǎo)頻碼元旋轉(zhuǎn)Ji/4的相位，因此需要在各碼元插入避免塊間干擾的保護(hù)區(qū)間。這會(huì)成為使導(dǎo)頻區(qū)間增加、且使CF0推定的范圍狹小的主要原因。用于解決問題的方法本發(fā)明是鑒于上述問題而想到的，提出擴(kuò)展的周期導(dǎo)頻(GPP)，提供一種可以同時(shí)推定CF0和IQ不均衡所涉及的不均衡系數(shù)的方法。為此，本發(fā)明提供一種導(dǎo)頻信號(hào)的發(fā)送方法、以及求出CF0和I/Q不均衡的校正系數(shù)的方法。本發(fā)明是為解決上述問題而想到的，提供一種依次僅獲取預(yù)定數(shù)量的復(fù)解調(diào)器的I分支及Q分支的數(shù)字化的輸出數(shù)據(jù)、利用由該數(shù)據(jù)作成的矩陣計(jì)算來通過解析求出CFO推定值和I/Q不均衡的校正系數(shù)的方法。更具體而言，提供一種CFO推定方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、推定由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的CFO的方法，具有將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(34)式的矩陣的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η+Κ個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(37)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(35)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n+K-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(38)式的矩陣的步驟；求出矩陣u的步驟，所述矩陣u與從所述(34)式和(37)式得到的(46)式的矩陣之積等于從所述(34)式、(37)式、(35)式、(38)式得到的(45)式的矩陣；以及從所述矩陣u的第一及第二要素、基于(48)式求出CFO推定值ε的步驟。另外，本發(fā)明提供一種I/Q不均衡的校正系數(shù)的算出方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、算出用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的I/Q不均衡的校正系數(shù)的方法，具有將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(34)式的矩陣的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η+Κ個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(37)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n-(L-I)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-I)/2個(gè)采樣作為(35)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n+K-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-I)/2個(gè)采樣作為(38)式的矩陣的步驟；求出矩陣u的步驟，所述矩陣u與從所述(34)式和(37)式得到的(46)式的矩陣之積等于從所述(34)式、(37)式、(35)式、(38)式得到的(45)式的矩陣；從所述矩陣u的第一及第二要素及CFO的值ε、基于(49)式求出I/Q不均衡的校正系數(shù)β的步驟；以及從所述矩陣u的第一及第二要素以外的要素及所述CFO的值帽ε、基于(50)式求出I/Q不均衡的校正系數(shù)矢量χ的步驟。另外，本發(fā)明提供一種I/Q不均衡的校正方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的方法，具有將所述接收的信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；取所述Q數(shù)據(jù)和用權(quán)利要求2的方法求出的矢量χ之積的步驟；使所述I數(shù)據(jù)為用權(quán)利要求2的方法求出的β倍的步驟；與所述I數(shù)據(jù)的β倍的數(shù)據(jù)加上取得與所述矢量χ之積的Q數(shù)據(jù)作為Qc數(shù)據(jù)的步驟；以及求出以所述I數(shù)據(jù)作為實(shí)數(shù)部、以所述Qc數(shù)據(jù)作為虛數(shù)部的復(fù)數(shù)的步驟。另外，本發(fā)明提供一種信號(hào)的校正方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的方法，具有基于用權(quán)利要求1的方法求出的CFO推定值來校正用權(quán)利要求3求出的所述復(fù)數(shù)的步驟。另外，本發(fā)明提供一種CFO推定方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、推定由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的CFO的方法，具有將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(51)式的矩陣的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η+κ個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(53)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(52)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n+K-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(54)式的矩陣的步驟；求出矩陣u的步驟，所述矩陣u與從所述(51)式和(53)式得到的(61)式的矩陣之積等于從所述(51)式、(53)式、(52)式、(54)式得到的(60)式的矩陣；以及從所述矩陣u的第一及第二要素、基于(63)式求出CFO推定值ε的步驟。另外，本發(fā)明提供一種I/Q不均衡的校正系數(shù)的算出方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、算出用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的I/Q不均衡的校正系數(shù)的方法，具有將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(51)式的矩陣的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η+Κ個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(53)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-I)/2個(gè)采樣作為(52)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n+K-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-I)/2個(gè)采樣作為(54)式的矩陣的步驟；求出矩陣u的步驟，所述矩陣u與從所述(51)式和(53)式得到的(61)式的矩陣之積等于從所述(51)式、(53)式、(52)式、(54)式得到的(60)式的矩陣；從所述矩陣u的第一及第二要素及CFO的值ε、基于(64)式求出I/Q不均衡的校正系數(shù)β的步驟；以及從所述矩陣u的第一及第二要素以外的要素及所述CFO的值帽ε、基于(65)式求出I/Q不均衡的校正系數(shù)矢量χ的步驟。另外，本發(fā)明提供一種I/Q不均衡的校正方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的方法，具有將所述接收的信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；取所述I數(shù)據(jù)和用權(quán)利要求6的方法求出的矢量χ之積的步驟；使所述Q數(shù)據(jù)為用權(quán)利要求2的方法求出的β倍的步驟；與所述Q數(shù)據(jù)的β倍的數(shù)據(jù)加上取得與所述矢量χ之積的I數(shù)據(jù)作為Ic數(shù)據(jù)的步驟；以及求出以所述Q數(shù)據(jù)作為實(shí)數(shù)部、以所述Qc數(shù)據(jù)作為虛數(shù)部的復(fù)數(shù)的步驟。另外，本發(fā)明提供一種信號(hào)的校正方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的方法，具有基于用權(quán)利要求5的方法求出的CFO推定值來校正用權(quán)利要求7求出的所述復(fù)數(shù)的步驟。另外，本發(fā)明提供一種CFO的符號(hào)判定方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、判定由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的CFO的符號(hào)的方法，具有將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；作成(72)式的矩陣R的步驟，所述(72)式的矩陣R以將從所述I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為實(shí)數(shù)部、將從所述Q數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為虛數(shù)部的P-K個(gè)復(fù)數(shù)據(jù)作為第一行，以將從所述I數(shù)據(jù)的第η+κ個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為實(shí)數(shù)部、將從所述Q數(shù)據(jù)的第η+Κ個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為虛數(shù)部的P-K個(gè)復(fù)數(shù)據(jù)作為第二行；基于希望進(jìn)行符號(hào)判定的CFO推定值ε的絕對(duì)值來作成(78)式的矩陣步驟；以及計(jì)算所述(72)式和(78)式之積的步驟，比較所述計(jì)算結(jié)果的矩陣的第一行的范數(shù)和第二行的范數(shù)，在所述第一行的范數(shù)大于所述第二行的范數(shù)時(shí)，判斷所述ε的符號(hào)為正。另外，本發(fā)明提供一種I/Q不均衡的校正系數(shù)的算出方法，是用具有I分支和Q分支的解調(diào)器、對(duì)包含具有短TS和長TS并且相鄰的碼元彼此之間沒有相位差的導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)而算出對(duì)解調(diào)后的信號(hào)的I/Q不均衡進(jìn)行校正的校正系數(shù)的方法，具有從短TS和長TS分別選擇預(yù)定的副載波、作成(82)式的矩陣的步驟；從所述短TS的副載波的要素作成(83)式的對(duì)角矩陣的步驟；從所述長TS的副載波的要素作成(84)式的對(duì)角矩陣的步驟；從絕對(duì)值小于預(yù)定值的CFO的值作成(92)式的對(duì)角矩陣的步驟；從所述(82)式、(83)式、(89)式作成(90)式的步驟；從所述(82)式、(84)式、(89)式作成(91)式的步驟；將從所述短TS的I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(86)式的矩陣的步驟；將從所述短TS的Q數(shù)據(jù)的第n-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(85)式的矩陣的步驟；將從所述長TS的I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(88)式的矩陣的步驟；將從所述長TS的Q數(shù)據(jù)的第n-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(87)式的矩陣的步驟；利用所述(85)式、(86)式、(87)式、(88)式、(90)式、(91)式、作成(94)式的步驟；利用所述(86)式、(88)式、(90)式、(91)式、得到(95)式的步驟；以及求出與(94)式之積等于(95)式的矢量的步驟。另外，本發(fā)明提供一種發(fā)送方法，是將主信號(hào)和導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行時(shí)間多路復(fù)用并進(jìn)行發(fā)送的發(fā)送方法，具有將所述主信號(hào)和周期性的導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行時(shí)分復(fù)用的步驟；以及在所述時(shí)分復(fù)用時(shí)對(duì)所述導(dǎo)頻信號(hào)賦予預(yù)定相位差的步驟。發(fā)明的效果本發(fā)明的特征在于，通過求解線性最小平方(LLS)算法，可以通過解析得到所有CFO及不均衡的系數(shù)，可以大幅減輕計(jì)算負(fù)載。這意味著對(duì)于通信設(shè)備而言用于校正的負(fù)載較輕，可以頻繁校正接收狀態(tài)。因此，可以說是適合接收狀態(tài)變化的移動(dòng)通信的校正方法。再有，由于以往的周期導(dǎo)頻(PP)包含在GPP中，因此通過對(duì)CFO的符號(hào)判定的模糊性及零CFO的校正問題的處理，本發(fā)明也可以適用于例如IEEE802.IlaWLAN這樣的對(duì)導(dǎo)頻信號(hào)未設(shè)定相位差的情況。圖1是表示本發(fā)明的導(dǎo)頻信號(hào)的結(jié)構(gòu)的圖。圖2是表示實(shí)施本發(fā)明的校正方法的裝置的結(jié)構(gòu)的一個(gè)例子的圖。圖3是表示本發(fā)明的校正方法的信號(hào)的作成方式的一個(gè)例子的圖。圖4是表示實(shí)施本發(fā)明的校正方法的裝置的結(jié)構(gòu)的其他例子的圖。圖5是表示本發(fā)明的校正方法的信號(hào)的其他作成方式的其他例子的圖。圖6是表示本發(fā)明的校正方法的信號(hào)的其他作成方式的另外其他例子的圖。圖7是表示IEEE802.IlaffLAN的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)的圖。圖8是表示實(shí)施方式2所涉及的發(fā)明的校正方法的流程圖。圖9是表示對(duì)CFO和SNR的關(guān)系進(jìn)行仿真的結(jié)果的圖。圖10是表示對(duì)BER和SNR的關(guān)系進(jìn)行仿真的結(jié)果的圖。圖11是表示對(duì)BER和時(shí)間的關(guān)系進(jìn)行仿真的結(jié)果的圖。圖12是表示對(duì)BLER和SNR的關(guān)系進(jìn)行仿真的結(jié)果的圖。圖13是表示產(chǎn)生I/Q不均衡時(shí)的直接轉(zhuǎn)換方式的接收機(jī)的模型的圖。圖14是表示以往的導(dǎo)頻信號(hào)的結(jié)構(gòu)的圖。圖15是表示校正I/Q不均衡和CFO的電路結(jié)構(gòu)的圖。具體實(shí)施例方式〈基于GPP的校正法〉在本說明書中，為說明發(fā)明的理論依據(jù)，最初使用較多數(shù)學(xué)式進(jìn)行說明。然后，接下來對(duì)具體實(shí)施進(jìn)行說明。由于1)及2)是不均衡校正系數(shù)的最佳值僅能在CFO推定后進(jìn)行計(jì)算，因此3)及4)是由MPP的特殊構(gòu)造產(chǎn)生的。為解決所有上述問題，本發(fā)明的特征在于，使用圖1所示的GPP作為導(dǎo)頻碼元。GPP由不包含保護(hù)區(qū)間的同一碼元群構(gòu)成，在2個(gè)相鄰碼元間具有共同的相位旋轉(zhuǎn)θ。顯然，在與信道卷積后，若不存在CFO和I/Q不均衡，則在導(dǎo)頻區(qū)間內(nèi)的離開KTs的任意兩個(gè)接收采樣具有如下關(guān)系。數(shù)學(xué)式30r(n+K)=eJfr(η)........(30)另外，在存在CF0、但不存在I/Q不均衡時(shí)，成為下式。數(shù)學(xué)式31r(n+K)=eJ(v+e)r(n)........(31)式中，ψ=2jiεΚ/Ν是未知CFOSPε的函數(shù)。在導(dǎo)頻區(qū)間內(nèi)的Ρ+2帽L個(gè)接收采樣中，利用圖15校正I/Q不均衡，并且將P個(gè)采樣配置為如下所示的2個(gè)帽PX1矢量。數(shù)學(xué)式32=+,f(+￡+F~lf-i)f........(32)數(shù)學(xué)式33·_++,rfe+i+F-i)]T........(33)式中，帽p=p-K。此時(shí)，若將矢量L1及矢量Ru定義為數(shù)學(xué)式34ria=[rx(η),···,T1(η+Ρ_Κ_1)]τ........(34)及數(shù)學(xué)式35■P-K-........(35)則可以由圖1得到下式的關(guān)系。數(shù)學(xué)式36firw+j《■攀+觀力........(36)另外，通過將n代為n+K，得到下式。數(shù)學(xué)式37r2J=[rx(n+K),-Tj(n+P-l)]T'If—'i)數(shù)學(xué)式38(37)R,/￡-tn+-r*J-r+(38)利用這些式子得到下面的關(guān)系。數(shù)學(xué)式39h-JT3,/+J(Rl,@ic+........(39)顯然，若準(zhǔn)確進(jìn)行不均衡校正，則上述兩個(gè)矢量滿足(31)式的關(guān)系式，由此(38)式的關(guān)系成立。數(shù)學(xué)式40fa-e^^fi.........(40)若將(36)式及(37)式代入(38)式，則可以得到下式。數(shù)學(xué)式41<formula>formulaseeoriginaldocumentpage21</formula>........(41)由上式可知，可以利用矢量巧，工、-矢量隊(duì)』和r2,工，同時(shí)得到cos(￥+0)-^sin(￥+0)及矢量xsin(v+e)、即CF0及不均衡的系數(shù)。為了得到3個(gè)未知參數(shù)U/、0及矢量1，僅確定(08(11/+0)-08111(11/+0)及矢量XSin(il/+e)是不夠的。但幸運(yùn)的是(40)式成立。數(shù)學(xué)式42ft(42)因此，還可以得到提供cos(v+e)+esin(v+e)的(43)式的關(guān)系,數(shù)學(xué)式43<formula>formulaseeoriginaldocumentpage22</formula>因此，得到將(41)式及(43)式結(jié)合的(44)式。數(shù)學(xué)式44<formula>formulaseeoriginaldocumentpage22</formula>........(44)此處，矢量A和矢量ri如(45)式和(46)式表示。數(shù)學(xué)式45<formula>formulaseeoriginaldocumentpage22</formula>........(45)式中，矢量0是具有帽PX1的要素?cái)?shù)的零矢量。數(shù)學(xué)式46r<formula>formulaseeoriginaldocumentpage22</formula>V.........(46)在上式中，若P彡K+帽L+2，則矢量A為列正則的矩陣。因此，通過使用LLS算法，可以由(47)式得到(L+2)XI維矢量u。在該矢量u的第一和第二要素中，僅含有CF0即￡和0，在第三要素以后的要素中僅含有矢量x。數(shù)學(xué)式47<formula>formulaseeoriginaldocumentpage22</formula>........(47)S卩，CF0推定及I/Q不均衡校正系數(shù)可以使用矩陣u的要素通過解析求出。另外，在(47)式中，為了求出矩陣u，通過求出矩陣A的偽逆矩陣進(jìn)行表示。但是，根據(jù)(47)式求出矩陣u的方法不特別限于本方法，也可以使用其他已知的方法。具體而言，也可以使用稱作高斯約當(dāng)?shù)慕夥ǖ姆椒?。另外，在本說明書中，僅稱為從(47)式“求出矢量u”或者“求出矢量u的步驟”。下面，顯式描述CF0推定及I/Q不均衡校正系數(shù)。數(shù)學(xué)式48<formula>formulaseeoriginaldocumentpage23</formula>........(48)數(shù)學(xué)式49........(49)數(shù)學(xué)式50<formula>formulaseeoriginaldocumentpage23</formula>........(50)如上所述，在本發(fā)明中，通過校正Q分支的信號(hào)，可以從接收的導(dǎo)頻信號(hào)通過解析求出CF0的推定值及校正I/Q不均衡的校正值。但是，I分支和Q分支僅相位不同，基本上是相同的信號(hào)。因此，校正I分支側(cè)的信號(hào)，同樣可以求出CF0的推定值和I/Q不均衡的校正值。圖2是校正I分支側(cè)的信號(hào)時(shí)的示意圖。校正的理論說明如下。在導(dǎo)頻區(qū)間內(nèi)，離開KTS的任意2個(gè)接收采樣相同，直到具有(31)式的關(guān)系。從此，在將導(dǎo)頻區(qū)間內(nèi)的P+2帽L個(gè)接收采樣配置為2個(gè)帽PX1矢量時(shí)，替換I側(cè)的信號(hào)和Q側(cè)的信號(hào)。S卩，將(34)式以后求出的r^和R^替換為ri,Q和R^。數(shù)學(xué)式51<formula>formulaseeoriginaldocumentpage23</formula>........(51)數(shù)學(xué)式52<formula>formulaseeoriginaldocumentpage23</formula>........(52)另外，通過使n=n+K，得到(53)式、(54)式。數(shù)學(xué)式53<formula>formulaseeoriginaldocumentpage23</formula>........(53)數(shù)學(xué)式54<formula>formulaseeoriginaldocumentpage23</formula>........(54)據(jù)此，修正的I分支及Q分支的信號(hào)即矢量雙點(diǎn)rl和矢量雙點(diǎn)r2可以如(55)式和(56)式表示。數(shù)學(xué)式55朽5數(shù)學(xué)式56(51)(56)由于若準(zhǔn)確進(jìn)行不均衡校正，則(30)式成立而與I分支、Q分支無關(guān)，因此對(duì)(30)式代入上述(55)式及(56)式這兩個(gè)式子。結(jié)果，得到以下的(57)式。數(shù)學(xué)式57........(57)另外，由于對(duì)矢量雙點(diǎn)rl和矢量雙點(diǎn)r2，(40)式的關(guān)系也成立，因此還得到以下的(58)式。數(shù)學(xué)式58(58)將這些式子結(jié)合，得到與(44)式同樣的以下的(59)式。數(shù)學(xué)式59A........(59)另外，此處，矩陣A和矩陣rQ由下面的(60)式及(61)式表示。數(shù)學(xué)式60A.....數(shù)學(xué)式61■■(60)(61)矩陣u使用下面(62)式所示的偽逆矩陣表示，使用已知的解法等來求出矢量ik數(shù)學(xué)式62u=Ar0，(62)因此，若顯式表示CF0推定值和I/Q不均衡的校正系數(shù)，則如(63)式、(64)式、<formula>formulaseeoriginaldocumentpage25</formula>衡同時(shí)校正所需的信息。實(shí)際上，三角函數(shù)的計(jì)算可以由查找表格求出。表1表示基于GPP的方法和基于MPP的方法的計(jì)算負(fù)載。另外，沒有考慮與基于MPP的方法的CF0推定相關(guān)的計(jì)算量。由于帽M=2時(shí)具有rank(矢量E(-N/(8帽K)))=1的關(guān)系，因此min(帽M)=3。由于min(帽P)=(L+3)/2，另外一般而言滿足L<K的條件，因此本發(fā)明的計(jì)算量非常少。在不失一般性的情況下，若9=ji/2，則CF0的推定范圍不考慮I/Q不均衡時(shí)的一半即￡包含在(_N/4K、N/4K)的范圍內(nèi)。再有，由于(40)式對(duì)n彡K成立，因此可知本發(fā)明對(duì)于時(shí)間誤差也有承受性。這是因?yàn)?，若只要本發(fā)明的包間的相位差是9，則即使不能獲取最初的包，也可以求出CF0或I/Q不均衡的校正值。[表1]<table>tableseeoriginaldocumentpage25</column></row><table>接下來詳細(xì)說明本發(fā)明的實(shí)際內(nèi)容。圖2表示本發(fā)明的結(jié)構(gòu)。發(fā)送信號(hào)的發(fā)送機(jī)1可以是廣播站，也可以是個(gè)人所擁有的發(fā)送機(jī)。在本發(fā)明中，發(fā)送機(jī)1包含信號(hào)源2、導(dǎo)頻信號(hào)發(fā)生器3、合成器4以及頻率轉(zhuǎn)換器5。還可以包含輸出放大器6和天線7。此處，導(dǎo)頻信號(hào)傳送每碼元相位有e不同的信號(hào)。另外，將導(dǎo)頻信號(hào)與信號(hào)源的發(fā)出的源信號(hào)進(jìn)行時(shí)間多路復(fù)用。這是因?yàn)楸景l(fā)明需要接收側(cè)接收的都是導(dǎo)頻信號(hào)的期間。合成器4的輸出經(jīng)由頻率轉(zhuǎn)換器5而進(jìn)行發(fā)送。頻率轉(zhuǎn)換器5可以包含用于編碼<table>tableseeoriginaldocumentpage25</column></row><table>如上所述，可以通過從接收導(dǎo)頻計(jì)算矢量A及矢量rl，得到所有CF0和I/Q不均的功能，對(duì)發(fā)送的信號(hào)形式?jīng)]有特別限定。例如可以是OFDM方式，也可以是FM調(diào)制方式。本發(fā)明的發(fā)送機(jī)對(duì)每個(gè)導(dǎo)頻信號(hào)賦予預(yù)定的相位差。這可以由導(dǎo)頻信號(hào)發(fā)生器3進(jìn)行，也可以由合成器4進(jìn)行。賦予相位差的間隔可以是固定的，也可以是可變的。接收機(jī)側(cè)知道同一相位差的區(qū)間較好。另外，通常優(yōu)選的是對(duì)每個(gè)碼元改變相位差，但不限于此。另一方面，接收機(jī)10包含天線11、放大器12、頻率轉(zhuǎn)換器和濾波器(17、18)、開關(guān)元件(19、20)以及控制器30。頻率轉(zhuǎn)換器是復(fù)頻率轉(zhuǎn)換器。通常，包含本機(jī)發(fā)送機(jī)L0(15)、乘法運(yùn)算器(13、14)以及相位轉(zhuǎn)換器16。放大器12的輸出分為I分支及Q分支。I分支側(cè)的信號(hào)用乘法運(yùn)算器13乘以來自本機(jī)發(fā)送機(jī)L015的載波信號(hào)。另外，對(duì)Q分支側(cè)的信號(hào)用乘法運(yùn)算器14乘以使本機(jī)發(fā)送機(jī)LO的載波信號(hào)的相位偏離π/2的信號(hào)。I分支及Q分支的信號(hào)分別通過低通濾波器(17、18)，去除不需要的高頻分量。之后用具有充分的采樣頻率的AD轉(zhuǎn)換器(19、20)，轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。I分支及Q分支的信號(hào)分別輸入至控制器30。接下來以校正Q分支側(cè)的信號(hào)的情況來說明控制器30的處理。在圖2(1)中，記載了在控制器30中有與處理相應(yīng)的處理部，但主要是軟件進(jìn)行的處理。毋庸置疑的是，也可以制造專用的硬件來執(zhí)行。另外，以后將在I分支側(cè)進(jìn)行了數(shù)字化的信號(hào)稱為I數(shù)據(jù)，將在Q側(cè)分支進(jìn)行了數(shù)字化的信號(hào)稱為Q數(shù)據(jù)。若輸入有Q數(shù)據(jù)及I數(shù)據(jù)，則控制器30根據(jù)各數(shù)據(jù)通過校正值計(jì)算部28算出校正值。算出的校正值分別通知給濾波器部21、倍數(shù)部22、CFO校正信號(hào)產(chǎn)生部27。對(duì)于輸入至控制器30的Q數(shù)據(jù)，作用有基于校正值的濾波器X。另一方面，I數(shù)據(jù)乘以β倍，與受到濾波器X的作用的Q數(shù)據(jù)在加法運(yùn)算部23相加。相加的結(jié)果的信號(hào)由虛數(shù)部24賦予虛數(shù)單位“j”，由加法運(yùn)算部25與I數(shù)據(jù)相加。將該賦予了虛數(shù)單位的信號(hào)稱為Qc信號(hào)。該加法運(yùn)算部25的輸出是復(fù)數(shù)。該復(fù)數(shù)成為I/Q不均衡被校正了的數(shù)據(jù)。接下來，由乘法運(yùn)算器26將復(fù)數(shù)與校正CFO推定值即ε的值作為復(fù)數(shù)相乘。如上所述求出的復(fù)數(shù)是CFO和I/Q不均衡都被校正了的發(fā)送信號(hào)。接下來進(jìn)一步詳細(xì)說明校正值計(jì)算部的處理。圖3表示數(shù)字化的I數(shù)據(jù)及Q數(shù)據(jù)中的所接收的導(dǎo)頻信號(hào)的排列。導(dǎo)頻信號(hào)是存在多個(gè)碼元50的信號(hào)。在1個(gè)碼元中有K個(gè)采樣。相鄰的碼元間(50和51)的相位偏離Θ。同樣，Q數(shù)據(jù)的52和53的相位也偏離θ。校正值計(jì)算部28開始從導(dǎo)頻信號(hào)的任意位置獲取數(shù)據(jù)。此處的所謂數(shù)據(jù)，是各個(gè)采樣。對(duì)開始獲取數(shù)據(jù)的時(shí)間沒有特別限定。這是因?yàn)楸景l(fā)明只要可以從相位有θ不同的導(dǎo)頻信號(hào)獲取預(yù)定個(gè)數(shù)的數(shù)據(jù)，就可以計(jì)算校正值。從I數(shù)據(jù)、Q數(shù)據(jù)的雙方獲取P個(gè)數(shù)據(jù)。P只要大于K+帽L+2即可，沒有特別限制。此處，帽L是(L-I)/2，L是濾波器21的級(jí)數(shù)。例如，在1碼元由16采樣(K=16)構(gòu)成的導(dǎo)頻信號(hào)的情況下，帽L=2左右即可。即，只要P為20以上的數(shù)據(jù)數(shù)，就可以計(jì)算精度足夠的校正值。另外，L不必一定為奇數(shù)，如果是偶數(shù)，則使端數(shù)向哪方偏離皆可。接下來，從獲取的I數(shù)據(jù)的最初起取P-K個(gè)，作為矢量I^1，將從第Κ+1個(gè)到最后的P-K個(gè)數(shù)據(jù)作為矢量！^工。另一方面，從獲取的Q數(shù)據(jù)的最初起取P-K個(gè)。此處對(duì)獲取的數(shù)據(jù)分別在前后附加帽L個(gè)量的數(shù)據(jù)。例如，設(shè)帽L為2個(gè)。而且，設(shè)在Q分支中獲取的數(shù)據(jù)的排列為vl、v2、v3、v4、v5、v6、v7、…。此處，在著眼于數(shù)據(jù)v3時(shí)，將(vl、v3、v3、v4、v5，)作為基于v3的數(shù)據(jù)集合。同樣，在著眼于數(shù)據(jù)v4時(shí)，是(v2、v3、v4、v5、v6、v7)。在圖3中，將該帽L作為箭頭進(jìn)行表示。另外，帽L是(L-I)/2，L是濾波器的級(jí)數(shù)。濾波器X的級(jí)數(shù)能以3至4左右的級(jí)數(shù)進(jìn)行精度足夠高的計(jì)算。通過這樣，從P-K個(gè)數(shù)據(jù)得到(2帽L+l)X(P-K)的矩陣。將其作為矩陣R1，Q。另夕卜，使用從獲取的數(shù)據(jù)的第K+1個(gè)起的P-K個(gè)量的數(shù)據(jù)，作出同樣的矩陣R2，Q0接下來，使用矢量ru、矢量ru、矩陣Ru、矩陣R2,Q，如(44)式那樣作成矩陣Λ。另外，從矢量巧，工、矢量I^1如(46)式那樣作成矢量IV然后，例如如(47)式那樣求出(L+2)X1維矢量U。如已經(jīng)說明的那樣，此處的解法的方法，不僅求出矩陣Λ的偽逆矩陣，還可以使用已知的解法。另外，由于此處Q數(shù)據(jù)是數(shù)學(xué)上的虛數(shù)，因此在求出矢量u時(shí)，矢量ru、矢量I^1、矩陣Ru、矩陣R2,Q的每個(gè)要素的計(jì)算必須進(jìn)行復(fù)數(shù)計(jì)算。使用該求出結(jié)果的矢量u的要素，根據(jù)(48)式、(49)式、(50)式，求出CFO推定值即帽ε、I/Q不均衡的校正值即帽β、以及矢量帽X。另外，由于θ是導(dǎo)頻信號(hào)的碼元間的相位差，因此是已知的值。如上所述，校正值計(jì)算部求出CFO推定值、和I/Q不均衡的校正值。圖4表示用I分支側(cè)的信號(hào)進(jìn)行校正時(shí)的結(jié)構(gòu)。發(fā)送機(jī)1及接收機(jī)10基本上相同。但是接收機(jī)10具有控制器40。由于除控制器40以外與校正Q數(shù)據(jù)時(shí)相同，因此省略說明。對(duì)于輸入至控制器的I數(shù)據(jù)，作用有基于校正值的濾波器x41。另一方面，Q數(shù)據(jù)用倍數(shù)部42乘以β倍，與受到濾波器x41的作用的I數(shù)據(jù)在加法運(yùn)算部43相加。將該相加的數(shù)據(jù)稱為Ic數(shù)據(jù)。將相加的結(jié)果的信號(hào)作為實(shí)數(shù)，與由虛數(shù)部44賦予虛數(shù)單位“j”的Q數(shù)據(jù)在加法運(yùn)算部45相加。該加法運(yùn)算器45的輸出是復(fù)數(shù)，是I/Q不均衡被校正了的數(shù)據(jù)。對(duì)該復(fù)數(shù)乘以校正CFO推定值即ε，進(jìn)行作為復(fù)數(shù)的乘法運(yùn)算。如上所述的求出的復(fù)數(shù)的實(shí)數(shù)部分是CFO和I/Q不均衡都被校正了的信號(hào)。接下來進(jìn)一步詳細(xì)說明校正值計(jì)算部的處理。圖5表示與圖3同樣數(shù)字化的I數(shù)據(jù)及Q數(shù)據(jù)的所接收的導(dǎo)頻信號(hào)的排列。在I數(shù)據(jù)側(cè)進(jìn)行校正時(shí)，從I數(shù)據(jù)作成矩陣R1,工、矩陣R2,ρ從Q數(shù)據(jù)作成矢量Lq、矢量r2’Q。這4個(gè)矩陣及矢量的作成方式與圖2的情況完全相同。接下來，使用矢量！^…矢量巧，…矩陣隊(duì)丨矩陣&，工，如(60)式那樣作成矩陣Λ。另外，從矢量Lq、矢量r2,Q如(61)式那樣作成矢量rQ。然后，例如如(62)式那樣求出(L+2)X1維矢量U。如已經(jīng)說明的那樣，此處的解法的方法，不僅求出矩陣Λ的偽逆矩陣，還可以使用已知的解法。另外，由于此處Q分支的信號(hào)是數(shù)學(xué)上的虛數(shù)，因此在求出矢量u時(shí)，矢量Lq、矢量r2,Q、矩陣Ru、矩陣R2il的每個(gè)要素的計(jì)算必須進(jìn)行復(fù)數(shù)計(jì)算。使用該求出結(jié)果的矢量u的要素，根據(jù)(63)式、(64)式、(65)式，求出CFO推定值即帽ε、I/Q不均衡的校正值即帽β、以及矢量帽X。另外，由于θ是導(dǎo)頻信號(hào)的碼元間的相位差，因此是已知的值。如上所述，校正值計(jì)算部求出CFO推定值、和I/Q不均衡的校正值。另外，此處，對(duì)導(dǎo)頻信號(hào)連續(xù)的情況進(jìn)行了說明，但也可以在導(dǎo)頻信號(hào)間包含預(yù)定長度的數(shù)據(jù)。圖6表示這樣的情況的接收數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)。在1碼元的導(dǎo)頻信號(hào)61與導(dǎo)頻信號(hào)62之間包含表示通信內(nèi)容的數(shù)據(jù)63。其中，可知導(dǎo)頻信號(hào)與通信內(nèi)容的數(shù)據(jù)的關(guān)系。這樣的情況下雖然不是上面說明的連續(xù)的導(dǎo)頻信號(hào)，但上述說明的本發(fā)明的校正方法也可以對(duì)應(yīng)這樣的情況。具體而言，將從導(dǎo)頻信號(hào)61的起始到導(dǎo)頻信號(hào)62的結(jié)束設(shè)定作為P。而且，將從導(dǎo)頻信號(hào)61的起始到導(dǎo)頻信號(hào)62的起始作為K。S卩，將P設(shè)定得較大。這樣，最初的P-K個(gè)數(shù)據(jù)，可以從導(dǎo)頻信號(hào)61中得到數(shù)據(jù)。另外，下面的P-K個(gè)數(shù)據(jù)串通過取出從第K+1到P的P-K個(gè)數(shù)據(jù)，可以從導(dǎo)頻信號(hào)62得到數(shù)據(jù)。之后，可以用與上述說明的相同方法進(jìn)行校正。另外，在本發(fā)明中，可以求出CFO和I/Q不均衡的校正系數(shù)，但也可以用其他方法僅求出CF0，用該CFO的值求出I/Q不均衡的校正系數(shù)。這是因?yàn)榭梢允褂肅FO推定值由(49)式、(50)式求出I/Q不均衡的校正系數(shù)。(實(shí)施方式2)<對(duì)實(shí)際存在標(biāo)準(zhǔn)的校正法>由于無線標(biāo)準(zhǔn)的導(dǎo)頻一般使用周期導(dǎo)頻(PP)，因此可以適用本發(fā)明提供的基于GPP的校正方法。因此，此處表示其一個(gè)例子。圖8是表示IEEE802.IlaWLAN標(biāo)準(zhǔn)的前同步碼，由2種訓(xùn)練系列(TS)構(gòu)成。在該圖中，短TS是各碼元由16個(gè)采樣構(gòu)成的10個(gè)相同的導(dǎo)頻碼元，用于信號(hào)檢測、AGC、時(shí)間同步及CFO粗推定。另一方面，長TS是各碼元由64個(gè)采樣構(gòu)成的2個(gè)相同的導(dǎo)頻碼元，用于信道推定及準(zhǔn)確的CFO推定。顯然，可知短TS及長TS兩者都屬于PP?！从捎赑P引起的問題〉周期導(dǎo)頻(PP)可以由設(shè)定為θ=0時(shí)的GPP得到。具體而言，CFO推定值及不均衡系數(shù)可以由(48)式、(49)式及(50)式成為下式。數(shù)學(xué)式66€.....:::..，':.....,.:—,.」.、—/}j........(66)數(shù)學(xué)式67rQCQna■(2)-41β-........(67)數(shù)學(xué)式68t-........(68)從上式產(chǎn)生2個(gè)重要的問題。一個(gè)問題是由于(66)式是偶函數(shù)，因此盡管可以求出帽ε的絕對(duì)值，但無法確定CFO推定值的符號(hào)。另一個(gè)問題是在ε=0時(shí)，由于(67)式及(68)式的分母成為零，因此利用該式無法求出β及矢量χ。雖然(47)式的LLS問題并非病態(tài)(稱為無法求解的狀態(tài))，但在CFO為零時(shí)，(44)式的β及矢量χ的項(xiàng)消失。實(shí)際上，基于MPP的方法中也會(huì)碰到同樣的問題。PP的各導(dǎo)頻碼元若利用下面的導(dǎo)頻碼元的循環(huán)前綴，設(shè)為帽K=K，利用相關(guān)式去除π/4的相位旋轉(zhuǎn)，則成為基于MPP的方法。此時(shí)，(14)式及(17)式成為數(shù)學(xué)式69<formula>formulaseeoriginaldocumentpage29</formula>........(69)數(shù)學(xué)式70<formula>formulaseeoriginaldocumentpage29</formula>........(70)對(duì)CFO推定的評(píng)價(jià)函數(shù)成為下式。數(shù)學(xué)式71<formula>formulaseeoriginaldocumentpage29</formula>........(71)在非專利文獻(xiàn)2中，指出了在波浪ε=0時(shí)校驗(yàn)J(波浪O為病態(tài)，但更重要的問題是校驗(yàn)J(波浪O是波浪ε的偶函數(shù)(這在本說明書的最后給予證明)，產(chǎn)生在ε及中提供最大值的、即CFO符號(hào)模糊性。另一方面，若將ε=0及去除π/4的相位旋轉(zhuǎn)的關(guān)系代入(12)式及(13)式，則帽r(m、k)=a(k)+b(k)，結(jié)果得到矢量帽&(!11+1)=矢量帽RQ(m)及帽Γι(πι+1)=帽巧011)的關(guān)系式。將條GJm定義為ω時(shí)，由于ω=2π帽εΚ/Ν,因此帽ε=0時(shí)成為條ωω=0。因此，若將這些關(guān)系代入(28)式及(29)式，則成為矢量A(m)=0及矢量B(m)=0，此時(shí)由(27)式得到的矢量χ及β的最佳解沒有意義。<基于短TS及長TS的校正>從上述分析結(jié)果可知，為了對(duì)IEEE802.Ila進(jìn)行CFO和I/Q不均衡的同時(shí)校正，需要得到CFO的符號(hào)判定和不存在CFO時(shí)的β及矢量χ的算法。將短TS中的P個(gè)采樣排列為下式的2Χ(P-K)維的矩陣。數(shù)學(xué)式72<formula>formulaseeoriginaldocumentpage29</formula>........(72)利用與(7)式相同的方法，從(5)式得到下式。數(shù)學(xué)式73<formula>formulaseeoriginaldocumentpage29</formula>........(73)式中，數(shù)學(xué)式74........(74)數(shù)學(xué)式75a=[a(n),…，a(n+P_K_l)](75)數(shù)學(xué)式76b=[b(n),...，b(n+P-K-1)]........(76)顯然，矢量a及矢量b分別表示期望信號(hào)及圖像干擾信號(hào)。一般而言，I/Q不均衡導(dǎo)致的矢量b的冪小于矢量a的冪。在￡包含在(_N/2K、N/2K)的范圍內(nèi)、以及e=0不成立時(shí)，矢量(O為滿秩矩陣數(shù)學(xué)式77式中，可以得到數(shù)學(xué)式78(77)........(78)另外，由于矢量￡1(_0是替換矢量EJO的列分量的矩陣，另外由于具有矢量EJ-O=矢量EilO的關(guān)系，因此得到下式的關(guān)系式。數(shù)學(xué)式79<formula>formulaseeoriginaldocumentpage30</formula>(79)這2個(gè)關(guān)系式啟發(fā)了，可以利用(80)式的第一行和第二行的冪的比較，來判定由(66)式得到的帽￡的絕對(duì)值的符號(hào)。數(shù)學(xué)式80麗劇拋........(80)換言之，若第一行的范數(shù)大于第二行的范數(shù)，則CF0的推定值成為帽￡的絕對(duì)值；若第一行的范數(shù)小于第二行的范數(shù)，則CF0的推定值為-帽￡的絕對(duì)值。通過該簡單的CF0的符號(hào)判定，在CF0的推定范圍不存在I/Q不均衡時(shí)，即￡包含在(_N/2K、N/2K)的范圍內(nèi)，這是非常重要的。另外，通過利用矢量E1(0)是單位矩陣，使用基于以往的自相關(guān)的方法即(81)式，檢查有無CF0。數(shù)學(xué)式81-snSiK+++(81)數(shù)學(xué)式82(82)式中，矢量fV表示NXN的IDFT矩陣FH的第(i+1)列矢量。另外，構(gòu)成下式的對(duì)另外，若帽￡a的絕對(duì)值<Ae，則設(shè)帽￡=0。其中，Ae是閾值，這與用基于MPP的方法的校驗(yàn)J(帽O(jiān)的探索分辨率是相同的。另一方面，為了得到3及矢量X，在接收機(jī)中使用已知的短TS及長TS的頻域表現(xiàn)(FDR)。特別是，在短TS的FDR中，存在12個(gè)不為零的要素(Sta、…St,12)的轉(zhuǎn)置矩陣。為了得到該短TS的時(shí)間域表現(xiàn)，使用由12個(gè)固定的副載波構(gòu)成的下式的矩陣。角矩陣。數(shù)學(xué)式83St=diag{St;1,…，St,12}........(83)同樣，用長TS的FDR即相同的12個(gè)副載波的要素組成對(duì)角矩陣矢量ST。數(shù)學(xué)式84ST=diag{STa,…，ST,12}........(84)雖然利用短TS的最后4個(gè)導(dǎo)頻碼元和長TS的最前級(jí)的導(dǎo)頻碼元，但顯然這些是不同的兩種OFDM碼元。首先，定義下式。數(shù)學(xué)式85腳■fd+1m數(shù)學(xué)式86數(shù)學(xué)式87(85)(86)在基于MPP的方法中，由于CFO的符號(hào)的模糊性，即使在較高的SNR中也沒有到達(dá)0.1的BLER0可知在MPP-CEE中雖然在CFO為零時(shí)無法順利動(dòng)作，但特性得到相當(dāng)?shù)母纳?。另一方面，可知基于擴(kuò)展的GPP的方法在哪種情況下都能良好地動(dòng)作。提出了CFO和I/Q不均衡的同時(shí)校正相關(guān)的新方法。調(diào)查位于導(dǎo)頻的基本的相互關(guān)系，通過將CFO推定從NLS問題變更為LLS問題，在本發(fā)明中，可以通過解析得到所有CFO及不均衡的系數(shù)，另外，時(shí)間同步性好，且可以大幅減輕計(jì)算負(fù)載。再有，由于周期導(dǎo)頻(PP)包含在GPP中，因此通過對(duì)CFO的符號(hào)判定的模糊性及零CFO的校正問題進(jìn)行處理，提出方法可以適用于IEEE802.IlaWLAN這樣的實(shí)際的無線標(biāo)準(zhǔn)。另外，提出方法的有效性可由執(zhí)行各種CFO和I/Q不均衡的校正的仿真示出?！葱ｒ?yàn)J(_波浪ε)=校驗(yàn)J(波浪ε)的證明>將(45)式重寫為校驗(yàn)J(波浪O=tr{矢量G(波浪O矢量帽R矢量帽RH}。式中，數(shù)學(xué)式101<formula>formulaseeoriginaldocumentpage36</formula>上式中，q=校驗(yàn)矢量eH(波浪ε)校驗(yàn)矢量e*(波浪ε)是標(biāo)量(scaler)。由(66)式可知，即使將校驗(yàn)矢量e(波浪O替換為校驗(yàn)矢量e*(波浪O，矢量G(波浪O也是一定的。因此，由于校驗(yàn)矢量e(波浪O=校驗(yàn)矢量e*(波浪O，因此矢量G(_波浪O=矢量G(波浪O，結(jié)果校驗(yàn)J(_波浪O=校驗(yàn)J(波浪O。工業(yè)上的實(shí)用性本發(fā)明可以用于OFDM方式的通信方法及用于實(shí)現(xiàn)該方法的發(fā)送機(jī)及接收機(jī)。權(quán)利要求一種CFO推定方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、推定由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的CFO的方法，具有將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第n個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(34)式的矩陣的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第n+K個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(37)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n-(L-1)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-1)/2個(gè)采樣作為(35)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n+K-(L-1)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-1)/2個(gè)采樣作為(38)式的矩陣的步驟；求出矩陣u的步驟，所述矩陣u與從所述(34)式和(37)式得到的(46)式的矩陣之積等于從所述(34)式、(37)式、(35)式、(38)式得到的(45)式的矩陣；以及從所述矩陣u的第一及第二要素、基于(48)式求出CFO推定值ε的步驟，數(shù)學(xué)式200r1，I＝[rI(n)，…，rI(n+P-K-1)]T········(34)數(shù)學(xué)式201r2，I＝[rI(n+K)，…rI(n+P-1)]T········(37)數(shù)學(xué)式202<mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>Q</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>-</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo>+</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo>-</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>P</mi><mo>-</mo><mi>K</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>+</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>P</mi><mo>-</mo><mi>K</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>P</mi><mo>-</mo><mi>K</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>-</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>········(35)數(shù)學(xué)式204<mrow><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mo>,</mo><mi>Q</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>K</mi><mo>+</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>K</mi><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>K</mi><mo>-</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>K</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo>+</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>K</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>K</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo>-</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>P</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>+</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>P</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow><mo>,</mo></mtd><mtd><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mi>Q</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>+</mo><mi>P</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>-</mo><mover><mi>L</mi><mo>^</mo></mover><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>········(38)數(shù)學(xué)式205<mrow><msub><mi>r</mi><mi>I</mi></msub><mo>=</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><msub><mi>r</mi><mrow><mn>2</mn><mo>,</mo><mi>I</mi></mrow></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>r</mi><mrow><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>I</mi></mrow></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>········(46)數(shù)學(xué)式206<mrow><mi>Λ</mi><mo>=</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><msub><mi>r</mi><mrow><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>I</mi></mrow></msub></mtd><mtd><mn>0</mn></mtd><mtd><mo>-</mo><msub><mi>R</mi><mrow><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>Q</mi></mrow></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><mn>0</mn></mtd><mtd><msub><mi>r</mi><mrow><mn>2</mn><mo>,</mo><mi>I</mi></mrow></msub></mtd><mtd><msub><mi>R</mi><mrow><mn>2</mn><mo>,</mo><mi>Q</mi></mrow></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>········(45)數(shù)學(xué)式207<mrow><mover><mi>ϵ</mi><mo>^</mo></mover><mi></mi><mo>=</mo><mfrac><mi>N</mi><mrow><mn>2</mn><mi>πK</mi></mrow></mfrac><mo>[</mo><mi>arccos</mi><mo>{</mo><mfrac><mrow><mi>u</mi><mrow><mo>(</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mi>u</mi><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><mo>)</mo></mrow></mrow><mn>2</mn></mfrac><mo>}</mo><mo>-</mo><mi>θ</mi><mo>]</mo></mrow>········(48)。2.一種I/Q不均衡的校正系數(shù)的算出方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、算出用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的I/Q不均衡的校正系數(shù)的方法，具有將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(34)式的矩陣的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η+Κ個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(37)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(35)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n+K-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(38)式的矩陣的步驟；求出矩陣u的步驟，所述矩陣u與從所述(34)式和(37)式得到的(46)式的矩陣之積等于從所述(34)式、(37)式、(35)式、(38)式得到的(45)式的矩陣；從所述矩陣u的第一及第二要素及CFO的值ε、基于(49)式求出I/Q不均衡的校正系數(shù)β的步驟；以及從所述矩陣u的第一及第二要素以外的要素及所述CFO的值帽ε、基于(50)式求出I/Q不均衡的校正系數(shù)矢量χ的步驟，數(shù)學(xué)式208<formula>formulaseeoriginaldocumentpage3</formula>數(shù)學(xué)式209<formula>formulaseeoriginaldocumentpage3</formula>數(shù)學(xué)式210<formula>formulaseeoriginaldocumentpage3</formula>........(35)數(shù)學(xué)式211<formula>formulaseeoriginaldocumentpage3</formula>........(38)數(shù)學(xué)式212<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>數(shù)學(xué)式213<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>數(shù)學(xué)式214<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>數(shù)學(xué)式215<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>50)。3.—種I/Q不均衡的校正方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的方法，具有將所述接收的信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；取所述Q數(shù)據(jù)和用權(quán)利要求2的方法求出的矢量χ之積的步驟；使所述I數(shù)據(jù)為用權(quán)利要求2的方法求出的β倍的步驟；與所述I數(shù)據(jù)的β倍的數(shù)據(jù)加上取得與所述矢量χ之積的Q數(shù)據(jù)作為Qc數(shù)據(jù)的步驟；以及求出以所述I數(shù)據(jù)作為實(shí)數(shù)部、以所述Qc數(shù)據(jù)作為虛數(shù)部的復(fù)數(shù)的步驟。4.一種信號(hào)的校正方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的方法，具有基于用權(quán)利要求1的方法求出的CFO推定值來校正用權(quán)利要求3求出的所述復(fù)數(shù)的步馬聚ο5.一種CFO推定方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、推定由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的CFO的方法，具有將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(51)式的矩陣的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η+Κ個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(53)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(52)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n+K-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(54)式的矩陣的步驟；求出矩陣U的步驟，所述矩陣u與從所述(51)式和(53)式得到的(61)式的矩陣之積等于從所述(51)式、(53)式、(52)式、(54)式得到的(60)式的矩陣；以及從所述矩陣u的第一及第二要素、基于(63)式求出CFO推定值ε的步驟，數(shù)學(xué)式220rhQ=[rQ(n),…，rQ(n+P-K_l)]τ，........(51)數(shù)學(xué)式201........(53)數(shù)學(xué)式221<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>數(shù)學(xué)式222<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>........(54)數(shù)學(xué)式223<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>........(61)數(shù)學(xué)式224<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>........(45)數(shù)學(xué)式225........(63)。6.一種I/Q不均衡的校正系數(shù)的算出方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、算出用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的I/Q不均衡的校正系數(shù)的方法，具有將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(51)式的矩陣的步驟；將從所述I數(shù)據(jù)的第η+Κ個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(53)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(52)式的矩陣的步驟；將從所述Q數(shù)據(jù)的第n+K-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(54)式的矩陣的步驟；求出矩陣u的步驟，所述矩陣u與從所述(51)式和(53)式得到的(61)式的矩陣之積等于從所述(51)式、(53)式、(52)式、(54)式得到的(60)式的矩陣；從所述矩陣u的第一及第二要素及CFO的值ε、基于(64)式求出I/Q不均衡的校正系數(shù)β的步驟；以及從所述矩陣u的第一及第二要素以外的要素及所述CFO的值帽ε、基于(65)式求出I/Q不均衡的校正系數(shù)矢量χ的步驟，數(shù)學(xué)式226<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>數(shù)學(xué)式227<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>數(shù)學(xué)式228<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>數(shù)學(xué)式229<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>數(shù)學(xué)式230<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>數(shù)學(xué)式231<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>數(shù)學(xué)式232<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>數(shù)學(xué)式233<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>7.—種I/Q不均衡的校正方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的方法，具有將所述接收的信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；取所述I數(shù)據(jù)和用權(quán)利要求6的方法求出的矢量χ之積的步驟；使所述Q數(shù)據(jù)為用權(quán)利要求2的方法求出的β倍的步驟；與所述Q數(shù)據(jù)的β倍的數(shù)據(jù)加上取得與所述矢量χ之積的I數(shù)據(jù)作為Ic數(shù)據(jù)的步驟；以及求出以所述Q數(shù)據(jù)作為實(shí)數(shù)部、以所述Qc數(shù)據(jù)作為虛數(shù)部的復(fù)數(shù)的步驟。8.一種信號(hào)的校正方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、用于校正由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的方法，具有基于用權(quán)利要求5的方法求出的CFO推定值來校正用權(quán)利要求7求出的所述復(fù)數(shù)的步驟。9.一種CFO的符號(hào)判定方法，是接收具有導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)、判定由具有I分支和Q分支的解調(diào)器解調(diào)后的信號(hào)的CFO的符號(hào)的方法，具有將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述I分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為I數(shù)據(jù)的步驟；將所述接收的導(dǎo)頻信號(hào)的所述Q分支側(cè)的信號(hào)數(shù)字化、作為Q數(shù)據(jù)的步驟；作成(72)式的矩陣R的步驟，所述(72)式的矩陣R以將從所述I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為實(shí)數(shù)部、將從所述Q數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為虛數(shù)部的P-K個(gè)復(fù)數(shù)據(jù)作為第一行，以將從所述I數(shù)據(jù)的第η+Κ個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為實(shí)數(shù)部、將從所述Q數(shù)據(jù)的第η+Κ個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為虛數(shù)部的P-K個(gè)復(fù)數(shù)據(jù)作為第二行；基于希望進(jìn)行符號(hào)判定的CFO推定值ε的絕對(duì)值來作成(78)式的矩陣步驟；以及計(jì)算所述(72)式和(78)式之積的步驟，比較所述計(jì)算結(jié)果的矩陣的第一行的范數(shù)和第二行的范數(shù)，在所述第一行的范數(shù)大于所述第二行的范數(shù)時(shí)，判斷所述ε的符號(hào)為正，數(shù)學(xué)式240<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>數(shù)學(xué)式241<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>10.一種I/Q不均衡的校正系數(shù)的算出方法，是用具有I分支和Q分支的解調(diào)器、對(duì)包含具有短TS和長TS并且相鄰的碼元彼此之間沒有相位差的導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)而算出對(duì)解調(diào)后的信號(hào)的I/Q不均衡進(jìn)行校正的校正系數(shù)的方法，具有從短TS和長TS分別選擇預(yù)定的副載波、作成(82)式的矩陣的步驟；從所述短TS的副載波的要素作成(83)式的對(duì)角矩陣的步驟；從所述長TS的副載波的要素作成(84)式的對(duì)角矩陣的步驟；從絕對(duì)值小于預(yù)定值的CFO的值作成(92)式的對(duì)角矩陣的步驟；從所述(82)式、(83)式、(89)式作成(90)式的步驟；從所述(82)式、(84)式、(89)式作成(91)式的步驟；將從所述短TS的I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(86)式的矩陣的步驟；將從所述短TS的Q數(shù)據(jù)的第n-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(85)式的矩陣的步驟；將從所述長TS的I數(shù)據(jù)的第η個(gè)采樣起的P-K個(gè)采樣作為(88)式的矩陣的步驟；將從所述長TS的Q數(shù)據(jù)的第n-(L-l)/2個(gè)采樣起的P-K+(L-l)/2個(gè)采樣作為(87)式的矩陣的步驟；利用所述(85)式、(86)式、(87)式、(88)式、(90)式、(91)式、作成(94)式的步驟；利用所述(86)式、(88)式、(90)式、(91)式、得到(95)式的步驟；以及求出與(94)式之積等于(95)式的矢量的步驟，數(shù)學(xué)式226<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>(86)數(shù)學(xué)式231<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(87)數(shù)學(xué)式232<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(88)數(shù)學(xué)式233<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(90)數(shù)學(xué)式234<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(94)數(shù)學(xué)式236<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(95)。11.一種發(fā)送方法，是將主信號(hào)和導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行時(shí)間多路復(fù)用并進(jìn)行發(fā)送的發(fā)送方法，具有將所述主信號(hào)和周期性的導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行時(shí)分復(fù)用的步驟；以及在所述時(shí)分復(fù)用時(shí)對(duì)所述導(dǎo)頻信號(hào)賦予預(yù)定相位差的步驟。全文摘要OFDM方式的通信系統(tǒng)由于可以提高頻率的有效利用及對(duì)多通道的承受性，因此當(dāng)前迅速實(shí)用化。但是，由于OFDM方式是頻譜重疊的多路復(fù)用信號(hào)，因此當(dāng)存在CFO時(shí)，載波間的直線性被破壞，差錯(cuò)率特性劣化。另外，由于在I/Q信號(hào)的解調(diào)時(shí)，難以得到相位相差π/2的本機(jī)振蕩信號(hào)，因此在I/Q信號(hào)間會(huì)產(chǎn)生不均衡，差錯(cuò)率特性劣化。在本發(fā)明中，提出新的導(dǎo)頻信號(hào)，提供通過解析求出CFO或I/Q不均衡的校正用的校正值、并使用該值校正其失真的方法。另外，本發(fā)明可以適用于所有與OFDM方式無關(guān)的有導(dǎo)頻信號(hào)的協(xié)議。文檔編號(hào)H04J11/00GK101809910SQ20088010942公開日2010年8月18日申請(qǐng)日期2008年9月27日優(yōu)先權(quán)日2007年9月27日發(fā)明者山下勝己,林海申請(qǐng)人:公立大學(xué)法人大阪府立大學(xué)