專利名稱：：無線通信方法、無線通信系統(tǒng)和無線發(fā)送裝置的制作方法
技術領域：
：本發(fā)明涉及無線通信方法和無線發(fā)送裝置，更具體地，涉及用于在正交頻分復用(OFDM)和碼分復用(CDM)通信中的無線通信方法、無線通信系統(tǒng)和無線發(fā)送裝置，在所述正交頻分復用(OFDM)和碼分復用(CDM)通信中，采用使用正交碼來發(fā)送擴頻數據的CDM-OFDM為代表的多載波信號的組合來執(zhí)行數據通信。
背景技術：
：近年來，下一代移動通信系統(tǒng)得到了積極地研究，并且已提出各個單獨小區(qū)使用相同頻帶的單頻率重復蜂窩系統(tǒng)作為用于改進這種系統(tǒng)中的頻率利用率的方案。對于下行鏈路(即從基站裝置到移動臺的通信)，正交頻分多址(OFDMA)是最有前途的候選方案。OFDMA是通過在多個移動終端裝置間分配時隙并使用OFDM信號來進行通信的系統(tǒng)，所述時隙是由時間軸和頻率軸構成的訪問單元，所述OFDM信號是通過以64元正交幅度調制(64-QAM)或二進制相移鍵控(BPSK)對信息數據進行調制而產生的。由于其使用OFDM信號，峰均功率比或PAI^R可以變得非常高。高的峰值功率在發(fā)送功率放大能力具有相對較大的余量的下行鏈路通信中不會造成太大的問題，但在發(fā)送功率放大能力沒有余量的上行鏈路(即從移動臺到基站裝置的通信)中可能是一個重要的問題。此外，為了減小單小區(qū)重復中存在的干擾效應，對CDM-OFDM方案進行了研究，CDM-OFDM方案將一段數據分布在多個載波上(該處理被稱為“擴頻”)并發(fā)送多段復用后的數據(即使用正交碼對數據進行擴頻以進行復用)。據說，在CDM-OFDM信號的產生中，正交碼的使用使數據能夠在接收機上理想地被解復用，特定于基站的擾碼的使用還可以對干擾進行擴頻。以下列出的非專利文獻1公開了CDM-0FDM(在該文檔中被稱為“0FCDM”)。根據該文檔，在孤立的小區(qū)中，由于這樣的小區(qū)受干擾的影響小，當不使用頻域擴頻時獲得更好的吞吐量特性，反之，在受干擾影響大的環(huán)境中，例如在單頻率重復系統(tǒng)中，頻域擴頻導致較好的特性。同時，以下示出的專利文獻1提供了切換接入方法的方案。在該文檔中示出的方案在多載波和單載波間切換。該方案基本意在用于上行鏈路，并且提出在需要高發(fā)送功率時選擇單載波方案，在需要低發(fā)送功率時選擇OFDM方案。非專利文獻1JEICETRANS.COMMUN.,VOL.Ε86_Β，Ν0·1JANUARY2003"Variablespreading-factor-OrthogonalFrequencyandCodeDivisionMultiplexing(VSF-0FCDM)forBroadbandPacketWirelessAccess"專利文獻1:JP專利公開(Kokai)No.2007-151059A
發(fā)明內容本發(fā)明所要解決的問題非專利文獻1提出了考慮通信環(huán)境改變CDM-OFDM系統(tǒng)中的擴頻因子的方案。然而，由于該方案不考慮信號的PAPR特性，因此仍在覆蓋區(qū)擴展中遺留了問題。專利文獻1描述了通過在單載波和多載波間切換接入方法來減小PAI^R特性的效果，但由于該技術使用在兩種方法間的切換，因此存在通信特性變化范圍大的問題。在單載波通信中，通信帶寬變寬，由于頻率選擇性衰落效應的緣故，特性惡化。相應地，在使用寬頻帶的通信系統(tǒng)中，特性惡化顯著，吞吐量下降。換言之，在蜂窩系統(tǒng)的下行鏈路通信中，覆蓋區(qū)可能就PAI^R特性而言得到了擴展，但特性惡化將對大范圍區(qū)域產生影響。鑒于這樣的問題，提出了本發(fā)明，并且本發(fā)明的目的在于，提供一種考慮PAI^R特性并使特性惡化最小化的擴展CDM-OFDM方案中的覆蓋區(qū)的技術。解決問題的技術方案根據本發(fā)明的一方面，提供了一種用于CDM-OFDM發(fā)送中的發(fā)送裝置，在CDM-OFDM發(fā)送中采用CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數據，所述發(fā)送裝置包括可變增益放大器，用于調整發(fā)送功率；可變擴頻因子擴頻部分，用于使用旋轉正交碼，根據擴頻因子將發(fā)送數據擴頻在多個子載波上；以及控制部分，用于控制可變增益放大器的放大因子和可變擴頻因子擴頻部分的擴頻因子。優(yōu)選地，所述控制部分執(zhí)行控制，以在放大因子提高時提高擴頻因子。提高擴頻因子意味著使用更多的子載波來發(fā)送一段數據。此處，擴頻因子被定義為SF0對于需要高發(fā)送功率的終端，可以通過使用旋轉正交碼并以大SF發(fā)送數據，來執(zhí)行通信而不引起信號失真。此外，提供了一種用于CDM-0FDMA發(fā)送中的發(fā)送裝置，在CDM-OFDMA發(fā)送中采用CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數據，所述OFDMA方案包括多個時間/頻率子信道，所述發(fā)送裝置包括可變增益放大器，用于調整發(fā)送功率；可變擴頻因子擴頻部分，針對每個頻率子信道，使用旋轉正交碼，根據擴頻因子將發(fā)送數據擴頻在多個子載波上；以及控制部分，用于控制可變增益放大器的放大因子和可變擴頻因子擴頻部分的擴頻因子。優(yōu)選地，所述控制部分執(zhí)行控制，以在放大因子提高時提高擴頻因子。此外，優(yōu)選地，所述控制部分執(zhí)行控制，使得在位于相同時間子信道上的頻率子信道上使用相同的擴頻因子，所述時間子信道是通過將時間劃分為多個時間信道而形成的。然而，擴頻因子相同不是嚴格必須的，并且可以將使擴頻因子接近于相同擴頻因子作為指導，來控制擴頻因子。此外，優(yōu)選地，所述發(fā)送裝置包括數據插入部分，用于根據所用子載波減少的數量，針對未使用的子載波插入零數據；以及子載波分配部分，用于選擇傳送擴頻數據所使用的子載波以及將所述數據分配至所述子載波。通過減少所用子載波并選擇具有小干擾的子載波，可以減小干擾效應。此外，可以改變所用子載波的位置。優(yōu)選地，所述子載波分配部分針對通過對擴頻數據進行劃分而形成的組中的每一組來分配子載波。優(yōu)選地，所述子載波分配部分根據各個單獨子載波的質量確定要使用的子載波。通過選擇并將質量好的子載波分配至每組，更有可能選擇質量好的子載波，并且可以降低來自其他小區(qū)的干擾的相關性。優(yōu)選地，所述可變擴頻因子擴頻部分包括離散傅立葉變換處理，并且通過根據擴頻因子選擇離散傅立葉變換處理級之一的輸出，來實現(xiàn)利用可變擴頻因子的擴頻。還提供了一種用于數據CDM-OFDM發(fā)送中的發(fā)送裝置，在數據CDM-OFDM發(fā)送中采用CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數據，所述發(fā)送裝置包括可變擴頻因子擴頻部分，用于使用旋轉正交碼在頻域中對數據進行擴頻；以及RF部分，用于根據擴頻因子改變輸出功率。優(yōu)選地，所述可變擴頻因子擴頻部分包括離散傅立葉變換處理；以及通過根據擴頻因子選擇離散傅立葉變換處理級之一的輸出，來實現(xiàn)利用可變擴頻因子的擴頻。根據本發(fā)明的另一方面，提供了一種由基站和連接至所述基站的多個終端裝置組成的無線通信系統(tǒng)，其中針對從基站到終端裝置的通信，采用根據前述方案中任一項所述的發(fā)送裝置的發(fā)送方法；以及針對從終端裝置到基站的通信，采用DFT-s-OFDM通信。優(yōu)選地，多個終端裝置中的第一終端裝置具有從基站和不同于第一終端裝置的第二終端裝置接收數據以及向基站和不同于第一終端裝置的第二終端裝置發(fā)送數據的功能。優(yōu)選地，連接至基站的多個終端裝置中的第一終端裝置具有接收使用旋轉正交碼從基站發(fā)送的數據、以及使用DFT-s-OFDM通信方案將接收到的數據發(fā)送至另一終端裝置的功能。根據本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于以CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數據的CDM-OFDM發(fā)送方法，包括步驟使用旋轉正交碼作為用于CDM方案中的頻率擴頻的擴頻碼，以及根據發(fā)送功率改變擴頻因子。還提供了一種用于以CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數據的CDM-0FDMA發(fā)送方法，所述OFDMA方案包括多個時間/頻率子信道，所述方法包括步驟使用旋轉正交碼作為用于CDM方案中的頻率擴頻的擴頻碼，以及根據發(fā)送功率改變每個頻率子信道的擴頻因子。在該發(fā)送方法中，可以采用由特定于上述發(fā)送裝置的配置中的任一種來實現(xiàn)的方法。此外，還可以提供一種用于以CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數據的CDM-0FDMA發(fā)送方法，所述OFDMA方案包括多個時間/頻率子信道，所述方法包括以下步驟使用旋轉正交碼作為用于CDM方案中的頻率擴頻的擴頻碼，并根據每個頻率子信道的發(fā)送功率設置擴頻因子；以及改變所用子載波的數量?；蛘哌€可以提供一種用于以CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數據的CDM-OFDM發(fā)送方法，包括放大步驟，調整發(fā)送功率；以及可變擴頻因子擴頻步驟，用于使用旋轉正交碼，根據擴頻因子將發(fā)送數據擴頻在多個子載波上，其中在放大步驟中所用的放大因子以及在可變擴頻因子擴頻步驟中所用的擴頻因子是受控制的?；蛘哌€可以提供一種用于以CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數據的CDM-0FDMA發(fā)送方法，所述OFDMA方案包括多個時間/頻率子信道，所述方法包括放大步驟，調整發(fā)送功率；以及可變擴頻因子擴頻步驟，針對每個頻率子信道，使用旋轉正交碼，根據擴頻因子將發(fā)送數據擴頻在多個子載波上，其中在放大步驟中所用的放大因子以及在可變擴頻因子擴頻步驟中所用的擴頻因子是受控制的。一種使微處理器(如計算機)執(zhí)行發(fā)送方法和/或發(fā)送裝置的功能的程序也被包含在本發(fā)明的范圍內，或者還可以想到在其上存儲著用于執(zhí)行該程序的微處理器可讀程序的記錄介質。技術效果對于需要高發(fā)送功率的終端，可以使用旋轉正交碼并以高SF發(fā)送數據來執(zhí)行通信，而不產生信號失真。通過根據所需發(fā)送功率改變SF，可以實現(xiàn)更靈活的通信，同時最小化因在寬頻帶中執(zhí)行通信而引起的特性惡化。圖IA示出了高輸出放大器的輸入/輸出功率特性的示例。圖IB是示出了采用根據本發(fā)明實施例的通信技術的發(fā)送裝置的示例的功能框圖。圖2是示出了圖IB的可變SF擴頻部分3的細節(jié)的示例功能框圖。圖3是示出了圖2所示的擴頻部分的示例操作的示意圖。圖4示出了當采用總共64個子載波時，針對各種SF的PAPR特性。圖5示出了減小電路規(guī)模的可變SF擴頻部分的示例配置。圖6示出了接收機的示例模塊配置。圖7示出了在圖6所示的可變SF解擴部分68中使用IDFT的情形。圖8是示出了根據本發(fā)明的第二實施例的發(fā)送裝置的示例配置的功能框圖。圖9是示出了根據本發(fā)明的第二實施例的接收裝置的示例配置的功能框圖。圖10是示出了根據本發(fā)明的第二實施例的發(fā)送裝置的示例配置的功能框圖。圖11示出了對連續(xù)子載波進行分配以及對4子載波的組進行分配的示例。圖12示出了當如前述實施例一樣子載波總數為64并使用32個子載波時，以用于分組的各種子載波數量獲得的PAI^R特性。圖13是示出了根據第二實施例的接收裝置的示例配置的功能框圖。圖14示出了用于第二實施例的幀格式的示例。圖15示出了用于通信的小區(qū)布局的示例，其中每個小區(qū)被劃分為三個區(qū)域A、B和C0圖16示出了實現(xiàn)了時間干擾協(xié)調的各個單獨扇區(qū)中的發(fā)送功率的變化。圖17是示出了DFT-s-OFDM發(fā)射機的示例配置的功能框圖。圖18示出了當執(zhí)行中繼時使用的幀格式的示例。符號說明1...編碼部分、2...調制部分、3...可變SF擴頻部分、4...IDFT部分、5...保護間隔(GI)插入部分、6...并/串(P/S)轉換部分、7...數字/模擬(D/A)轉換部分、8...RF部分、10...控制部分、85...可變增益放大器、86...高輸出放大器。具體實施例方式下面將以MC_CDM(多載波CDM)作為具有可變擴頻因子(以下將擴頻因子稱為"SF")的碼分復用(CDM)多載波通信方案的示例，描述根據本發(fā)明實施例的通信技術。由于0FDM(正交頻分復用)用作多載波方案的示例，此處有時可以將其稱為CDM-0FDM。此處的描述假定針對OFDM信號總共存在64個子載波，并且可以使用取值為1(即常規(guī)OFDM)、4、16和64的SF。SF指示多少個子載波被用于發(fā)送一段數據。此外，除非特別指出，以下描述的實施例示出的是復用與SF相同數量的數據的情形(即，使用與SF相同數量的正交碼)。此外，實施例構想了下行鏈路通信，除非特別指出，下行鏈路通信一般指從基站到移動臺的通信。下面，將參照附圖，描述根據本發(fā)明第一實施例的通信技術。本發(fā)明的第一實施例以局域內的服務為前提。對于局域內的服務，干擾效應不是一個重要的考慮因素。以上示出的非專利文獻1還描述了在這樣的區(qū)域內干擾效應很小，并且使用將SF設置為1的OFDM信號(即常規(guī)OFDM信號)是獲得最高吞吐量的方式。由于允許將SF設置為1，假定可以使基站的高輸出放大器保持高度的線性特性并且可以發(fā)送具有高PAPR(峰均功率比)的OFDM信號而不引起失真。下面將參照圖IA描述由放大器引起的信號失真。圖IA示出了高輸出放大器的輸入/輸出功率特性的示例。在該圖中，橫軸代表輸入功率，縱軸代表輸出功率，并且黑體箭頭表示信號瞬時輸入功率的變化。當例如在圖IA中放大器的平均輸入功率被設置為Il時，放大器具有高度的線性特性(以下這樣的區(qū)域將被稱為“線性區(qū)域”)。換言之，對于輸入信號的任意瞬時輸入功率，獲得恒定的增益。另一方面，當放大器的平均輸入功率被設置為12時，關于瞬時輸入功率的變化，無法獲得恒定的增益(即瞬時輸入功率高時的增益低于瞬時輸入功率低時的增益)。這導致了諸如信號失真或信號泄漏至頻帶外等問題(以下，這樣的區(qū)域將被稱為“非線性區(qū)域”)。對通信的常規(guī)討論假定信號未失真，也就是說，在如非專利文獻1所示的基站上，處理是線性的。然而，為了擴展每個基站的覆蓋區(qū)，需要進一步提高發(fā)送功率，并且由于放大器性能改進受限的緣故，必須考慮非線性區(qū)中的操作。為了實現(xiàn)非線性區(qū)中的操作，將信號PAPR(即圖IA中黑體箭頭所示的變化)限制為小范圍是很重要的。常規(guī)OFDM信號方案使用該黑體箭頭范圍寬的信號，由此可知是不適用于放大器的非線性操作的方案。圖IB是示出了采用根據本發(fā)明實施例的通信技術的發(fā)送裝置的示例的功能框圖。在該圖中，參考數字1表示用于對數據進行編碼的編碼部分，2表示用于執(zhí)行調制的調制部分，如BPSK(在該部分中執(zhí)行的調制有時可以被稱為“主調制”)。參考數字3表示用于基于來自控制部分10的控制信息A以可變SF執(zhí)行擴頻的可變SF擴頻部分。稍后將更加詳細地描述可變SF擴頻部分。參考數字4表示用于對擴頻部分的輸出執(zhí)行離散傅立葉逆變換(IDFT)的IDFT部分。不用說，通常使用快速傅立葉逆變換(IFFT)。參考數字5表示保護間隔(GI)插入部分。在大多數現(xiàn)有系統(tǒng)中將GI用于OFDM信號，以減小符號間干擾的效應。參考數字6表示用于將GI插入部分5的輸出轉換為串行數據序列的并/串(P/S)轉換部分。參考數字7表示用于將數字數據轉換為模擬數據的數字/模擬(D/A)轉換部分。參考數字8表示用于在將信號轉換至模擬信號發(fā)送頻帶后從天線發(fā)射信號、并將該信號控制為適當的發(fā)送功率的RF部分。RF部分8包括用于調整輸出功率的可變增益放大器85以及前述高輸出放大器86。最后，參考數字10表示控制部分，被配置為產生用于確定可變SF的控制信息A并將該控制信息A輸入至可變SF擴頻部分3和RF部分8。在控制信息A中，SF根據所需發(fā)送功率改變。圖2是示出了圖IB的可變SF擴頻部分3的細節(jié)的示例功能框圖。在該圖中，參考數字31至33表示用于將輸入數據從串行轉換為并行的第一至第三串/并轉換部分(S/P轉換部分)；參考數字34至36表示用于對數據進行擴頻的第一至第三擴頻部分；參考數字37和38表示用于將數據段連接在一起的數據連接部分；參考數字39表示用于根據控制信號A選擇SF的數據選擇部分。第一、第二和第三S/P轉換部分31、32和33具有不同的速率，分別輸出64、16和4段并行數據。在第一至第三擴頻部分34至36中，根據它們的相應SF進行擴頻。稍后將以擴頻部分34為例，描述第一至第三數據擴頻部分34至36的操作。由于在此處假定64個子載波，數據連接部分37和38連接來自第二和第二擴頻部分35和36的多個輸出，以產生針對64個子載波的數據。由于第二擴頻部分35的輸出是16個數據段，數據連接部分37連接四個輸出，以產生與64個子載波等價的數據，并且由于第三擴頻部分36的輸出是4個數據段，數據連接部分38連接16個輸出，以產生與64個子載波等價的數據。有時，實際上，可以將S/P轉換部分31的輸出輸入至數據選擇部分39。當產生SF為1的OFDM信號(即常規(guī)OFDM信號)時就是這種情況。數據選擇部分39根據控制信號A選擇并輸出所用數據。在圖2中，示出了信號流的箭頭上指示的數字(4、16和64)表示一次輸入或輸出的數據段的數量。圖3是示出了圖2所示的擴頻部分的示例操作的示意圖。輸入數據Dk是從Dl到D64的復數據，由Dk=ak+bkj表示(k是數據編號)。此處，ak和bk是取決于主調制方案的值；例如當主調制方案是BPSK時，ak=士1且bk=0。此外，jXj=-I0本實施例采用旋轉正交碼作為用于CDM的碼。碼長L的旋轉正交碼Cm(m是指示碼類型的下標，是從1到L的自然數)可以被表示為Cm=(ejx0x(ffl-1)xo,ejx0x(ffl-1)x1,...，eJX0ΧΜX(L-D),其中θ=2χπ/1。圖3示出了L=64的旋轉正交碼。將輸入Dk與構成Cm的各個單獨元素相乘。然而，為簡單起見，將使k=m的對用作用于相乘的對。由此，Dk被劃分為64個數據段。針對每個元素將64個結果相加，以產生擴頻部分的輸出。當該輸出信號被表示為CM時，CM=(Σm(am+bmj)χeJXθx^χο,Σm(am+bmj)Xejx0x(m_1)xl，...,Σm(am+bmj)Xejx0x(rfxiH)),其中Σm是關于m的和。雖然圖3示出了64-擴頻的示例，但圖2的擴頻部分35和36分別以L=16和L=4執(zhí)行擴頻。接著，可變SF擴頻部分選擇與控制信號A中指定的SF相對應的信號。為了表明針對擴頻使用旋轉正交信號的優(yōu)點，圖4示出了當采用總共64個子載波時，針對各種SF的PAPR特性。在該圖中，橫軸代表PAPR(dB)，縱軸代表信號具有的PAPR超過橫軸上指示的PAPR的概率(％)。然而，該數據表示通過對某些信號的模式進行仿真計算得到的值。此外，CDM-OFDM前的數字指示SF，并且圖中以正方形點表示的特性代表SF=1(即常規(guī)OFDM)的PAPR特性，以三角形點表示的特性代表SF=4的PAPR特性，以圓形點表示的特性代表SF=16的PAPR特性，以“X”點表示的特性代表SF=64的PAPR特性。由圖4中的曲線圖可見，當SF增加時PAPR特性得到改進。例如，如果作為參考以的PAI^R特性(即曲線縱軸上的“1”處)設置高輸出放大器的輸入功率，那么相對于常規(guī)OFDM信號，對于4、16和64的SF分別產生了大約0.3dB、l.3dB和3dB的余量。換言之，當使用相同的高輸出放大器時，針對4、16和64的SF，分別可以將平均輸入功率提高0.3dB、1.3dB和3dB，相應地也可以提高輸出功率。更詳細地對此進行描述，當“Iin"表示發(fā)送常規(guī)OFDM信號發(fā)送期間高輸出放大器的平均輸入功率的極限(電功率的電平，平均輸入功率的輸入超過該值將使非線性失真不可忽略)，對于SF4，平均輸入功率的極限可以提高到(Iin+0.3)dB，對于SF16可以提高到(Iin+1.3)dB，對于SF64可以提高到(Iin+3)dB。如上所述，當考慮局域內的通信和覆蓋區(qū)擴展時，對于需要高發(fā)送功率的終端，可以通過使用旋轉正交碼并以高SF發(fā)送數據，來執(zhí)行通信，而不產生信號失真。此外，由于PAI^R特性取決于SF，通過根據所需發(fā)送功率改變SF，可以是實現(xiàn)更加靈活的通信，同時最小化因在寬頻帶中執(zhí)行通信而引起的特性惡化。圖5示出了減小電路規(guī)模的可變SF擴頻部分的示例配置。該配置通過DFT實現(xiàn)擴頻，并且可以利用多個蝶形運算單元和存儲器來實現(xiàn)。同上面示出的配置相比，DFT允許高速計算，還可以簡化電路。雖然圖5示出了時間稀化(thinning)方法，但還可以用頻率稀化方法來實現(xiàn)該配置。圖5示出了基(radiX)4的蝶形運算單元。雖然為了簡化以下描述該圖示出16X3(級)=48個蝶形運算單元(表示為DFT4)是必須的，但由于這些蝶形運算單元具有完全相同的結構，可以用至少一個蝶形運算單元實現(xiàn)該配置。DFT處理具有與基相對應的處理級的概念，64(DFT點數)被表示為4(即基)3。因此，在該實施例中，存在三級處理。當其輸入被表示為XI、X2、X3、X4且輸出被表示為Yl、Y2、Y3、Y4時，基_4蝶形運算由等式⑴表示<table>tableseeoriginaldocumentpage10</column></row><table>此外，j代表復數。圖5中的DFT4是由等式⑴表示的所有運算。此外，在指示DFT4間的數據流的箭頭上，將信號示為"Wa"。該"Wa"是要與在每個箭頭上流動的數據相乘的、被稱為旋轉因子的數值。由于在本實施例中DFT的點數是64，旋轉因子由等式(2)定義ffa=eJX2nXa/64...(2)圖5所示的可變SF擴頻部分包括S/P轉換部分31、數據重排部分50、數據選擇部分39、以及蝶形運算部分(DFT4)。在該圖中，對與圖2功能框圖中具有相同功能的模塊賦予了相同的參考數字。對圖5的可變SF擴頻部分的數據輸入進行S/P轉換。圖5示出了產生64段并行數據的情形，64與最大子載波數量相等。S/P輸出是數據選擇部分64的輸入，并且對該輸出的選擇意味著選擇SF=1，即OFDM方案。接著，對多段并行轉換后的數據進行重排。此處，根據控制信號A中指定的SF對數據進行重排。圖5示出了以所選的SF為64的重排結果。當SF為16時，重排輸出將是Dl,D5,D9,D13,D2,D6.··，并且當SF為4時，重排輸出將是:D1,D2,D3,D4,D5,D6.··當以此處所示的序列輸入時，數據是以良好的順序放置的。當SF為16時，在第一組16個子載波中Dl至D16經歷擴頻，在下一組16個子載波中D17至D32經歷擴頻，并且依次地按照它們的下標的順序對數據進行擴頻。當SF為4時，是類似的。當數據的該順序并非必要時，如果在發(fā)射機和接收機間數據順序是已知的，那么重排不是必須的。當SF為64時，執(zhí)行所有級處的處理，并且在數據選擇部分64中選擇第3級的輸出。當選擇SF為16時，數據選擇部分64選擇第2級的輸出。當SF為4時，數據選擇部分64選擇第1級的輸出。因此，通過在一次DFT運行中選擇一級的輸出，可以產生使用旋轉正交碼的具有可變SF的CDM信號。下面，示出接收機的示例配置。注意，此處所示的配置采用了與圖5的DFT相對應的IDFT，作為可變SF解擴處理。圖6示出了接收機的示例模塊配置。在該圖中，參考數字61表示RF部分，RF部分具有將接收到的信號轉換至在其中該信號可以被轉換為數字信號的頻帶的能力；62表示用于將模擬信號轉換為數字信號的A/D轉換部分；63表示用于實現(xiàn)OFDM信號的符號同步以及移除在發(fā)送側添加的GI的符號同步部分；64表示用于執(zhí)行串并行轉換以使符號同步后的信號符合DFT輸入點數量(在本實施例中轉換為64點)的S/P轉換部分；65表示用于執(zhí)行DFT處理的DFT部分。不用說，通常使用快速傅立葉變換(FFT)。在由DFT得到的信號中，將用于信道估計的信號輸入至信道估計部分66，在信道估計部分66中執(zhí)行信道估計處理。將用于數據的信號輸入至信道補償部分67，在信道補償部分67中關于信道估計信號對該信號進行信道補償。此處，優(yōu)選地，執(zhí)行不易于增加噪聲的處理。在經歷了信道補償后，該信號被輸入至可變SF解擴部分68，并在其中進行可變SF解擴處理。從控制部分74向可變SF解擴部分68輸入關于SF的控制信息A'，并且基于SF執(zhí)行可變SF解擴處理。稍后將更詳細地描述解擴處理。在可變SF解擴后，在并/串轉換部分69中將該信號轉換為串行數據。此時，在解調部分70中，該信號經歷與在發(fā)送裝置中應用的主調制相對應的解調，并被輸入至解碼部分71。解碼部分71執(zhí)行與在發(fā)送裝置中應用的編碼相對應的處理，以獲得所發(fā)送的數據。還假定控制部分74具有供應SF信息的能力，并且在數據解調時SF是已知的。圖7示出了在圖6的可變SF解擴部分68中使用IDFT的情形。同在擴頻中一樣，該配置基于IDFT，并且使用多個蝶形運算單元和存儲器來實現(xiàn)。由于IDFT允許高速算術處理，同傳統(tǒng)解擴相比，可以簡化電路。雖然圖7示出了頻率稀化方法，但還可以用時間稀化方法來實現(xiàn)該配置。圖7示出了基4的蝶形運算單元。雖然為了簡化以下描述該圖示出每級存在16個蝶形運算單元(在圖7中的表示為IDFT4)，也就是說16X3(級)=48個蝶形運算單元，但由于這些蝶形運算單元具有完全相同的結構，可以用至少一個蝶形運算單元實現(xiàn)該配置。當其輸出被表示為XI、X2、X3、X4且輸入被表示為Yl、Y2、Y3、Y4時，基-4蝶形運算由以下等式3表示[等式3]Xl=(Yl+Y2+Y3+Y4)/4Χ2=(Yl+jY2-Y3-jY4)/4...(3)X3=(Yl-Y2+Y3-Y4)/4Χ4=(Yl-jY-Y3+jY4)/4等式(3)是XI、X2、X3和X4的等式(1)的解。圖7中的IDFT4是由等式(3)表示的所有運算。此外，在指示IDFT4間的數據流的箭頭上，將信號示為"Wa"(“a"是數字)。該"Wa"是要與在每個箭頭上流動的數據相乘的、被稱為旋轉因子的數值。由于在本實施例中存在64個IDFT點，旋轉因子由等式(4)定義ffa=e-JX2nXa/64-(4)圖7所示的可變SF解擴部分68包括數據重排部分80、數據選擇部分79、以及蝶形運算部分(IDFT4)。將圖7的可變SF解擴部分的數據輸入輸入至數據選擇部分79，并且對該數據的選擇意味著選擇SF=1，即OFDM方案。接著，執(zhí)行第一級中的IDFT處理。該級的輸出對應于SF=4的輸出，即解擴值。類似地，第2級的輸出對應于SF=16的解擴值，第3級的輸出對應于SF=64的解擴值。數據重排部分80對數據進行重排。這是由于當Rk表示接收到的數據時，必須根據SF將數據重排為第1級按照Rl，R2，R3，R4，F(xiàn)5...的升序輸出數據、第2級按照Rl，R5，R9，R13，R2，R6.的順序輸出、以及第3級按照Rl，R17，R33，R49，R2，R18...的順序輸出，這同樣在圖中示出了。這是基于也在發(fā)送裝置上執(zhí)行重排的假定，使得數據處于相同的位置關系。具有這樣的可變解擴單元的接收機配置具有有助于根據SF(擴頻因子)的解擴的優(yōu)點。本實施例構想了下行鏈路通信，并且其特征在于在OFDM和單載波方案間提供了一些步驟。并且它描述了可以通過使用DFT(離散傅立葉變換)和SF(擴頻因子)間的關系來實現(xiàn)該步驟的示例電路配置。下面，將參照附圖描述本發(fā)明的第二實施例。上述第一實施例旨在與局域內的服務一起使用，局域內的服務不用考慮干擾，而第二實施例構想了將被用于基于未來公共網絡的通信的單頻率重復系統(tǒng)。單頻率系統(tǒng)是其中構成小區(qū)的基站均使用相同頻帶執(zhí)行通信的系統(tǒng)，并且相應地其重要問題是確保小區(qū)邊緣的通信質量。前述非專利文獻1公開了通過在蜂窩系統(tǒng)中執(zhí)行擴頻以及與擾碼相乘來減小來自其他小區(qū)的影響的方法。在OFDM信號的頻域中實現(xiàn)擴頻和加擾。如前所述，非專利文獻1未考慮PAPR。然而，該文獻示出了通過將數據效率(復用數/SF)設置為大約0.25并使用加擾使得能夠通過接收機上的解擴對干擾進行擴頻，改進了通信效率。由于本發(fā)明的第一實施例在頻域中執(zhí)行擴頻但將數據效率設置為1，當干擾信號具有相似的信號形式時其無法對影響進行擴頻，這導致通信質量的惡化。這是由于因在所有引起干擾效應的小區(qū)中使用相同的擴頻碼而導致相關性變高。非專利文獻1中還示出了，當只考慮干擾時，乘以擾碼是一個選項，但這極大地惡化了信號的PAH特性。本實施例示出了在不使PAPR特性惡化的情況下減小干擾效應的發(fā)送和接收裝置的配置。圖8是示出了根據本發(fā)明第二實施例的發(fā)送裝置的示例配置的功能框圖。在該圖中，對具有與圖1所示模塊相同功能的模塊賦予了相同的參考數字。除了圖1B的配置之外，圖8中所示的發(fā)送裝置還包括重復部分11和加擾部分12。從控制部分10向重復部分11輸入控制信息B。重復部分11具有將輸入信號重復控制信號B中指定的次數的能力。加擾部分12具有用隨機碼對輸入數據加擾的能力。在最簡單的情形下，加擾能力可以通過隨機地將輸入信號與士1相乘來實現(xiàn)。用于加擾的隨機信號可以是各種模式中的任一模式，但優(yōu)選地是與相鄰基站不相關的模式。此外，為了避免固定差錯，優(yōu)選地針對每個分組或幀改變該隨機信號。數據重復部分11和加擾部分12使得能夠在接收機上將干擾擴頻。此外，通過取大的重復次數，改進對干擾的容忍度。本質上，數據重復和加擾不改變主調制的數據模式。因此，PAPR特性變?yōu)槿Q于控制信息A中指定的SF，并且將SF設置為64可以將PAPR特性保持在良好條件下(即圖4中64CDM-0FDM的特性)。數據重復部分11還可以對數據進行復用。例如，雖然以上所示的示例以指定的次數簡單地進行重復，然而可以將奇數編號的數據段與正交碼相乘，將偶數編號的數據段與用于奇數編號的數據段不同的正交碼相乘，并在加擾前將其相加。這樣的方法具有的優(yōu)點在于，可以某種程度地避免由重復造成的數據速率的損失，盡管PAH特性會稍稍惡化。圖9是示出了根據本實施例的接收裝置的示例配置的功能框圖。在該圖中，對具有與圖6中所示模塊相同功能的模塊賦予了相同的參考數字。除了圖6的配置之外，該配置還包括解擾部分75和相加部分76。從控制部分74向相加部分76輸入控制信息B'。解擾部分75具有用隨機碼對輸入數據進行解擾的能力。隨機碼可以將數據除以由通信的另一端使用的隨機碼來實現(xiàn)。相加部分76根據控制信息B'對數據進行相加。所要相加的數據段的數目與在發(fā)送側使用的重復次數相同。接收機上的解擾和相加可以對干擾進行擴頻，從而提供了即使在強干擾區(qū)域(如小區(qū)邊緣)也可以實現(xiàn)高度精確的通信的優(yōu)點。雖然以假定區(qū)域具有強干擾對圖8和9進行了描述，但在小干擾區(qū)域中(如小區(qū)的中心)，如果發(fā)送側不執(zhí)行重復和加擾以及接收側不執(zhí)行解擾和相加，該情形將對應于第一實施例中所示的配置，并且可能獲得該配置的效果。實際上，如果重復次數被設置為1次，將不存在問題，并且是否執(zhí)行加擾不具有重要影響。下面，將示出通過在頻域中進行處理來避免干擾的方法。前一示例通過重復時域數據(即調制部分2的輸出)對干擾進行擴頻，以下示例通過減少所使用的子載波的數量并使用不同位置的子載波來降低干擾。圖10是示出了根據本實施例的發(fā)送裝置的示例配置的功能框圖。在該圖中，對具有與圖1的功能框圖中的模塊相同功能的模塊賦予了相同的參考數字。除了圖1的配置之外，該配置還包括零項插入部分13和子載波分配部分14。從控制部分10向零項插入部分13輸入控制信息C，并向子載波分配部分14輸入控制信息D。以下，將描述具有減少數量的所用子載波的信號流。零項插入部分13根據所用子載波減少的數量插入零。作為示例，由于給定64個子載波對本實施例進行了描述，當使用16個子載波時，在輸入了來自調制部分2的16段數據后，在零項插入部分13中插入48段“0”數據。控制信號A也根據所用子載波的數量改變。當使用16個子載波時，控制信號A指定SF為16(即，使所用子載波的數量等于SF)。采用這樣的信號處理，可變SF擴頻部分3的輸出由16段數據后接48個連續(xù)的零的序列構成。由于本實施例減少了所用子載波的數量，當所使用的電功率與就整個頻帶而言使用了全部子載波時的電功率相同時，可以提高每個子載波的發(fā)送功率，因此能夠減小干擾的效應。在這種情況下，如果子載波分配部分14選擇了具有盡可能小的干擾的16個連續(xù)的子載波，并且將這些子載波分配給可變SF擴頻部分3的輸出，還可以進一步改進特性。從控制部分10向子載波分配部分14輸入此處的分配，作為控制信息D?？梢酝ㄟ^減少所使用的子載波的數量并選擇具有低干擾的子載波來減小干擾效應，但由于針對擴頻使用了其他小區(qū)中相同的碼的情形并未改變，干擾中仍保持了相關性。因此，以下將示出進一步減小來自其他小區(qū)的干擾的相關性的方法。直到插入零，該方法都與前一示例相似。接著，子載波分配部分14對零以外的數據進行分組。例如，由于在前一示例中16段輸入數據具有信號，將該16段數據置于4組中，每組具有4段數據。接著，選擇具有良好質量的子載波，并將該子載波分配至四組中的每一組中。通過進行這樣的分配，可以提高能夠選擇良好質量的子載波的可能性，并且可以減小來自其他小區(qū)的干擾的相關性。這是由于在接收機上解擴時執(zhí)行了數據重排，數據重排減小了與其他小區(qū)中使用的旋轉正交碼的相關性。圖11示出了對連續(xù)子載波的分配和對四子載波的組的分配的示例。在圖11中，橫軸代表頻率，每個矩形代表一個子載波。有陰影的方塊代表實際具有信號功率的子載波，白色方塊代表未分配信號功率的子載波。圖11(a)示出了可變SF擴頻部分3的輸出，該輸出也是子載波分配部分14的輸入。利用可變SF擴頻部分3的控制，信號功率集中于頻域的較低范圍內(即陰影線區(qū)域內)。子載波分配部分14根據來自控制部分10的控制信息D執(zhí)行分配。圖11(b)示出了對所有連續(xù)的16個子載波的分配，圖11(c)示出了對四子載波的組的分配。通過對較少的子載波進行分組，可以提高能夠選擇良好質量的子載波以及減小干擾影響的效果的可能性，但可能更顯著地惡化PAPR特性。圖12示出了當如前述實施例一樣子載波總數為64并使用32個子載波時，以各種數量的子載波進行分組所獲得的PAH特性?？v軸和橫軸代表與圖4相同的含義。圖12中的S1的值“1”指示要進行分組的子載波數量。該值為1意味著不對子載波進行分組。OFDM代表具有32個子載波的OFDM信號的PAPR特性，32CDM-0FDM代表當連續(xù)配置32個子載波時獲得的特性。采用這樣的分組，雖然PAH特性存在惡化，但是當以四子載波分組時(S4)，即使在的PAH特性處進行比較(即在曲線圖的縱軸上的“1”處進行比較hPAH特性的惡化與大約1.5dB—樣小。因此，證明具有減小功率的效果，因此足以適用于向小區(qū)邊緣的通信。圖13是示出了根據本實施例的接收裝置的示例配置的功能框圖。在該圖中，對具有與圖9所示模塊相同功能的模塊賦予了相同的參考數字。除了圖9的配置，該配置還包括提取部分77和零項刪除部分78。從控制部分74向零項刪除部分78輸入控制信息C'，并向提取部分77輸入控制信息D'。以下，將描述使用減少數量的子載波時的信號流。提取部分77根據控制信息D'提取已在發(fā)送裝置上對其分配了功率的子載波。這意味著提取在圖11(b)或11(c)中所示陰影子載波上的信號。提取部分77還具有將所提取的信號輸入至IDFT部分(可變SF解擴部分)68使得在IDFT輸入中信號聚集在較低范圍內的能力，這意味著如圖11(a)中所示的那樣輸入信號?？勺僑F解擴部分68根據正在使用的子載波數量設置SF。此后，零項刪除部分78刪除無關數據。因此，這些部分具有與發(fā)送裝置中的部分相反的功能。如上所述，本實施例可以通過在接收機上對已向其分配了信號的子載波進行重排來降低與使用相同擴頻碼相關的干擾相關性。因此，具有即使在強干擾區(qū)域(如小區(qū)邊緣)也可以實現(xiàn)高度精確的通信的優(yōu)點。下面，參照附圖描述根據本發(fā)明第三實施例的通信技術。本發(fā)明的第三實施例是將第一或第二實施例中所示的CDM-0FDM信號應用于0FDMA系統(tǒng)的示例。雖然第一和第二實施例示出了具有64個子載波的OFDM系統(tǒng)，但本實施例將關于OFDM系統(tǒng)的0FDMA系統(tǒng)形成為一個頻率子信道。此處，這樣的系統(tǒng)被稱為CDM-0FDMA系統(tǒng)。本實施例示出了具有12個子信道的情況，在這種情況下，總共存在64X12=768個子載波。圖14示出了用于本實施例的幀格式的示例。在該圖中，縱軸代表頻率，橫軸代表時間。在頻率軸上，存在從F1到F12的頻率子信道，在時間軸上，存在從T1至T9的時間子信道。雖然在子信道間存在間隔，但這不意味著實際未被使用的子載波或時間是必要的。在圖14中，從F1到F12的12個頻率子信道和從T1到T9的9個時間子信道構成了一幀，通過重復幀，基站和終端彼此通信。當把由頻率子信道和時間子信道構成的單元稱為時隙時，在執(zhí)行通信時分配時隙，并且基站和終端在這些時隙中進行通信。此外，由T1和F1至F12構成的時間子信道是一幀(圖14中的陰影時隙)，在一幀中，發(fā)送與幀結構等有關的信息作為控制信息，并且需要向整個小區(qū)發(fā)送數據。圖15示出了用于通信的小區(qū)布局的示例，其中每個小區(qū)被劃分為三個區(qū)域A、B和C。通過對小區(qū)的這種劃分形成的區(qū)域A至C被稱為扇區(qū)，所有扇區(qū)使用相同的頻率。然而，在圖15中，對區(qū)域進行配置，使得在相鄰扇區(qū)中不指定相同區(qū)域。當在這種情況下考慮干擾時，對于特定符號，該符號所代表的區(qū)域將最多地受到來自由其他符號所代表的區(qū)域的信號的影響。也就是說，扇區(qū)A更多地受到扇區(qū)B和C的影響。在這樣的小區(qū)布局中，當在扇區(qū)A中，例如用戶想要與位于小區(qū)邊緣的終端通信時，希望扇區(qū)B和C的信號功率(即干擾功率)較小。通過定位信號使得形成這樣的條件，可以降低干擾。以下，將其中每個扇區(qū)或小區(qū)考慮其他小區(qū)或扇區(qū)的發(fā)送功率以使得彼此的干擾功率最小化的方法稱為干擾協(xié)調。圖16示出了實現(xiàn)了時間干擾協(xié)調的各個單獨扇區(qū)中的發(fā)送功率的變化。當這些曲線圖基于圖14所示的幀格式時，數據通信可用的時間子信道是8個時間子信道T2至T9。圖16示出了其中每個扇區(qū)針對最大、最小和中等發(fā)送功率分別具有2個、4個和2個時間子信道，并且扇區(qū)的發(fā)送功率被控制為降至最小，同時在其他扇區(qū)中以最大發(fā)送功率發(fā)送數據的示例。通過由此實現(xiàn)干擾協(xié)調，可以降低扇區(qū)間的干擾。還可以使用頻率子信道來實現(xiàn)干擾協(xié)調。然而，由于本實施例使用旋轉正交碼作為正交碼并且考慮到CDM-0FDM系統(tǒng)中PAPR的減小，在本實施例中希望使用時間子信道執(zhí)行干擾協(xié)調。在圖16中，在以最大發(fā)送功率發(fā)送數據的時間子信道中(例如扇區(qū)A的T2和T3)，在所有頻率子信道中SF被設置為64。由此，可以控制PAH惡化。這是由于如第一實施例中所示，當在CDM-0FDM信號中SF為64時獲得良好的PAPR特性。典型地，當子載波數量增加時OFDM信號的PAPR特性惡化。因此，如在該實施例中所示，通過在時間子信道上實現(xiàn)干擾協(xié)調并且在各個單獨頻率子信道以相同的SF執(zhí)行擴頻，可以避免PAPR惡化。在圖16中，針對在其上以中等發(fā)送功率發(fā)送數據的時間子信道，將SF設置為16，并且針對在其上以最小發(fā)送功率發(fā)送數據的時間子信道，將SF設置為1。至于T1幀，假定如前所述，所有終端都接收控制信息。因此，優(yōu)選不降低其發(fā)送功率。優(yōu)選地，當考慮扇區(qū)間的切換時也不改變以干擾協(xié)調為目標的時間子信道(即不希望改變扇區(qū)間時間子信道的位置)。因此，如第二實施例中所示，應當采用減小所用子載波并通過對所用子載波進行配置來對干擾進行擴頻的方法。接下來，將參照附圖描述根據本發(fā)明第四實施例的通信技術。(在第一實施例中示出的)其采用DFT的電路配置與針對DFT-s-0FDM(DFT-擴頻-OFDM)通信方案的電路配置幾乎相同。圖17是示出了DFT-s-OFDM發(fā)射機的示例配置的功能框圖。在該圖中，對與圖2的發(fā)射機的模塊具有相同功能的模塊賦予了相同的參考數字。在圖17中，參考數字80表示用于執(zhí)行時頻轉換的DFT部分，81表示選擇和分配子載波的子載波分配部分。DFT-s-OFDM通信方案具有與單載波調制方案一樣良好的PAI^R特性，并且已被提出用作上行鏈路的通信方案。通過該配置可以理解，如果使SF等于子載波的數量，其是與第一實施例中所示的使用旋轉正交碼的CDM-0FDM系統(tǒng)相同的配置。然而，由于該實施例意在用于上行鏈路，其構想通過FDM(頻分復用)與其他終端進行復用。因此，插入子載波分配部分81，作為用于選擇用于發(fā)送的子載波的模塊。因此，如果諸如定時等限制允許，第一實施例中所示的接收裝置將能夠對在DFT-s-OFDM通信方案中產生的信號進行解調。因此，這意味著，如果在下行鏈路使用第一實施例中所示的發(fā)送方案(即使用旋轉正交碼的CDM-0FDM)的系統(tǒng)中使用DFT-s-OFDM作為上行鏈路通信方案，能夠連接至基站的終端也能夠與其他終端通信，這意味著可以容易地實現(xiàn)移動終端的重傳。作為具體示例，根據在第三實施例中示出的0FDMA系統(tǒng)，將描述基站和終端B間的下行鏈路通信，其中終端A對數據進行中繼。圖18示出了當執(zhí)行中繼時使用的幀格式的示例，其中，時隙T3處的F1至F3(交叉陰影線時隙)是被分配給從基站到終端A的通信的時隙，時隙F1處的T7至T9(灰色時隙)是被分配給從終端A到終端B的通信的時隙。此處，假定在時隙F1處的T7至T9不執(zhí)行發(fā)送。將目的地為終端B的數據從基站發(fā)送至終端A。對于該發(fā)送，不存在最優(yōu)的特殊SF，并且只要終端A能夠接收數據，可以使用任意方案。然而，為了在相同幀中完成重傳，優(yōu)選地，在該幀中在較早階段(即具有較小時間子信道號的階段)結束數據發(fā)送。因此，如上所述，本實施例使用多個子信道在T3完成發(fā)送。終端A對接收到數據進行解調，并使用上行鏈路通信方案(即DFT-s-0FDM(圖17所示的發(fā)射機))將數據發(fā)送至終端B。一般地，在終端中使用的高輸出放大器通常在性能上比基站中的要差。因此，為了最小化PAH特性的惡化，優(yōu)選使用較少的子載波。因此，本實施例使用與下行鏈路的一個子信道相當的子載波(64個子載波)來發(fā)送DFT-s-OFDM信號。相應地，基站為從終端A到終端B的通信分配F1的時隙T7至T9。終端B以下行鏈路接收方案對將SF設置為64的數據進行解調。然而，當在上行鏈路和下行鏈路使用FDD(頻分雙工)時，有必要在從終端A到終端B的通信期間將RF頻率改變?yōu)橄滦墟溌奉l率。如上所述，在蜂窩系統(tǒng)等中，通過將采用旋轉正交碼的CDM-0FDM作為針對一個方向的通信方案，并將DFT-s-OFDM作為針對另一方向的通信方案，有可能在不必進一步準備解調電路等的情況下進行終端重傳。工業(yè)實用性本發(fā)明適用于通信裝置。權利要求一種用于CDM-OFDM發(fā)送中的發(fā)送裝置，在所述CDM-OFDM發(fā)送中采用CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數據，所述發(fā)送裝置包括可變增益放大器，用于調整發(fā)送功率；可變擴頻因子擴頻部分，用于使用旋轉正交碼，根據擴頻因子將發(fā)送數據擴頻在多個子載波上；以及控制部分，用于控制所述可變增益放大器的放大因子和所述可變擴頻因子擴頻部分的擴頻因子。2.一種用于CDM-0FDMA發(fā)送中的發(fā)送裝置，在所述CDM-0FDMA發(fā)送中采用CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數據，所述OFDMA方案包括多個時間/頻率子信道，所述發(fā)送裝置包括可變增益放大器，用于調整發(fā)送功率；可變擴頻因子擴頻部分，用于針對每個頻率子信道，使用旋轉正交碼，根據擴頻因子將發(fā)送數據擴頻在多個子載波上；以及控制部分，用于控制所述可變增益放大器的放大因子和所述可變擴頻因子擴頻部分的擴頻因子。3.根據權利要求1或2所述的發(fā)送裝置，其中所述控制部分執(zhí)行控制，以在所述放大因子提高時提高所述擴頻因子。4.根據權利要求2所述的發(fā)送裝置，其中所述控制部分執(zhí)行控制，使得在位于相同時間子信道上的頻率子信道上使用相同的擴頻因子，所述時間子信道是通過將時間劃分為多個時間信道而形成的。5.根據權利要求1至4中任一項所述的發(fā)送裝置，還包括數據插入部分，用于根據所用子載波減少的數量，針對未使用的子載波插入零數據；以及子載波分配部分，用于選擇傳送擴頻數據所使用的子載波，以及將所述數據分配至所述子載波。6.根據權利要求5所述的發(fā)送裝置，其中所述子載波分配部分針對通過對擴頻數據進行劃分而形成的組中的每一組來分配子載波。7.根據權利要求5所述的發(fā)送裝置，其中所述子載波分配部分根據各個單獨子載波的質量確定要使用的子載波。8.根據權利要求1至7中任一項所述的發(fā)送裝置，其中所述可變擴頻因子擴頻部分包括離散傅立葉變換處理，并且通過根據所述擴頻因子選擇離散傅立葉變換處理級之一的輸出，來實現(xiàn)可變擴頻因子的擴頻。9.一種用于數據CDM-OFDM發(fā)送中的發(fā)送裝置，在所述數據CDM-OFDM發(fā)送中采用CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數據，所述發(fā)送裝置包括可變擴頻因子擴頻部分，用于使用旋轉正交碼在頻域中對數據進行擴頻；以及RF部分，用于根據擴頻因子改變輸出功率。10.根據權利要求9所述的發(fā)送裝置，其中所述可變擴頻因子擴頻部分包括離散傅立葉變換處理；以及通過根據所述擴頻因子選擇離散傅立葉變換處理級之一的輸出，來實現(xiàn)可變擴頻因子的擴頻。11.一種由基站和連接至所述基站的多個終端裝置組成的無線通信系統(tǒng)，其中針對從所述基站到所述終端裝置的通信，采用根據權利要求1至10中任一項所述的發(fā)送裝置的發(fā)送方法；以及針對從所述終端裝置到所述基站的通信，采用DFT-S-OFDM通信。12.根據權利要求11所述的通信系統(tǒng)，其中所述多個終端裝置中的第一終端裝置在所述基站和不同于所述第一終端裝置的第二終端裝置間對數據發(fā)送/接收進行中繼。13.根據權利要求11所述的通信系統(tǒng)，其中連接至所述基站的所述多個終端裝置中的第一終端裝置使用旋轉正交碼接收從所述基站發(fā)送的數據；以及使用DFT-s-OFDM通信方案將接收到的數據發(fā)送至所述第二終端裝置。14.一種用于以CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數據的CDM-OFDM發(fā)送方法，包括步驟使用旋轉正交碼作為用于CDM方案中的頻率擴頻的擴頻碼，以及根據發(fā)送功率改變擴頻因子。15.一種用于以CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數據的CDM-0FDMA發(fā)送方法，所述OFDMA方案包括多個時間/頻率子信道，所述方法包括步驟使用旋轉正交碼作為用于CDM方案中的頻率擴頻的擴頻碼，以及根據發(fā)送功率改變每個頻率子信道的擴頻因子。16.一種用于以CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數據的CDM-0FDMA發(fā)送方法，所述OFDMA方案包括多個時間/頻率子信道，所述方法包括以下步驟使用旋轉正交碼作為用于CDM方案中的頻率擴頻的擴頻碼，并根據每個頻率子信道的發(fā)送功率設置擴頻因子；以及改變所用子載波的數量。17.一種用于以CDM方案和OFDM方案的組合來發(fā)送數據的CDM-OFDM發(fā)送方法，包括放大步驟，調整發(fā)送功率；以及可變擴頻因子擴頻步驟，使用旋轉正交碼，根據擴頻因子將發(fā)送數據擴頻在多個子載波上，其中在所述放大步驟中所用的所述放大因子以及在所述可變擴頻因子擴頻步驟中所用的所述擴頻因子是受控制的。18.一種用于以CDM方案和OFDMA方案的組合來發(fā)送數據的CDM-0FDMA發(fā)送方法，所述OFDMA方案包括多個時間/頻率子信道，所述方法包括放大步驟，調整發(fā)送功率；以及可變擴頻因子擴頻步驟，針對每個頻率子信道，使用旋轉正交碼，根據擴頻因子將發(fā)送數據擴頻在多個子載波上，其中在所述放大步驟中所用的所述放大因子以及在所述可變擴頻因子擴頻步驟中所用的所述擴頻因子是受控制的。全文摘要根據本發(fā)明的發(fā)送裝置包括編碼部分；調制部分；根據來自控制部分的控制信息使用可變SF執(zhí)行擴頻的可變SF擴頻部分；對擴頻部分的輸出執(zhí)行IDFT的IDFT部分；GI插入部分；將GI插入部分的輸出轉換為串行數據序列的并/串轉換部分；數字/模擬轉換部分；以及在將信號轉換至模擬信號后從天線發(fā)射信號、并將該信號控制為適當的發(fā)送功率的RF部分。所述控制部分被配置為產生用于確定可變SF的控制信息A并將該控制信息A輸入至可變SF擴頻部分和RF部分。在控制信息A中，SF根據所需發(fā)送功率改變。文檔編號H04B1/707GK101803255SQ20088010637公開日2010年8月11日申請日期2008年9月12日優(yōu)先權日2007年9月12日發(fā)明者橫枕一成,洼田稔,浜口泰弘,藤晉平,難波秀夫申請人:夏普株式會社