專利名稱：一種多載波接收機及其信號處理方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種信號處理技術(shù)領(lǐng)域，具體的，涉及一種多載波接收機及其 信號處理方法。
背景技術(shù)：
作為第三代移動通信標(biāo)準(zhǔn)之一的TD-SCDMA系統(tǒng)，可以針對不同通信需 求的各類用戶，既提供高質(zhì)量的低速語音業(yè)務(wù)，還提供高質(zhì)量的高速數(shù)據(jù)傳輸 業(yè)務(wù)。目前，TD-SCDMA終端系統(tǒng)一般為單載波實現(xiàn)，為了進(jìn)一步提高數(shù)據(jù) 傳輸速率，在TD-SCDMA終端系統(tǒng)的演進(jìn)中，終端還需要支持多載波接收， 這就需要可同時接收多個載波的終端技術(shù)或芯片。
通常，多載波接收機可以按照圖1所示的多路單載波并行接收的方式予以 實現(xiàn)。這種實現(xiàn)方式中，需要針對每個載波，分別設(shè)置相應(yīng)的窄帶收發(fā)前端， 每個窄帶收發(fā)器接收空中接口多載波信號中的一個載波信號；然后，將該載波 信號發(fā)送至基帶調(diào)制解調(diào)器進(jìn)行解調(diào)，解調(diào)后的信號發(fā)送至信道解碼器進(jìn)行解 碼處理，最后被發(fā)送至媒體訪問控制(MAC)層和應(yīng)用層處理。
由于通常終端的體積較小，在終端中容納多個窄帶收發(fā)器比較困難。同時， 各個窄帶收發(fā)器之間的信號干擾會給具體電路設(shè)計增加難度。顯然，在實際應(yīng) 用中，上述實現(xiàn)方式無論是在硬件成本還是在實現(xiàn)的復(fù)雜度上都是不可取的。
由此可見，在多載波接收技術(shù)領(lǐng)域中，目前還沒有能夠?qū)Χ噍d波數(shù)字信號 有效地進(jìn)行分離和補償?shù)姆椒ɑ蜓b置。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是提供一種多載波接收機及信號處理方法，降 低多載波分離的設(shè)備實現(xiàn)成本，高效地實現(xiàn)多個載波的分離。 為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明提供方案如下一種多載波接收機，包括基帶調(diào)制解調(diào)器，該多載波接收機還包括
寬帶射頻前端，用于接收多個連續(xù)載波信號并進(jìn)行下變頻和數(shù)字化處理；
抽取器，用于對所述寬帶射頻前端輸出的多載波數(shù)字信號進(jìn)行抽取，并將 抽取后的多載波數(shù)字信號分發(fā)至與各個載波對應(yīng)的支路；
設(shè)置于所述支路上的數(shù)字混頻器，用于對輸入到本支路的多載波數(shù)字信號 進(jìn)行混頻處理，將本支^各所對應(yīng)的載波的中心頻點混頻到頻域零點；
設(shè)置于所述支路上的信道選擇濾波器，用于提取本支路所對應(yīng)的載波信 號，并發(fā)送至所述基帶調(diào)制解調(diào)器。
本發(fā)明還相應(yīng)地提供了 一種多載波接收機的信號處理方法，包括以下步
驟
A，接收多個連續(xù)載波信號并進(jìn)行下變頻和數(shù)字化處理，獲取多載波數(shù)字 信號；
B，對多載波數(shù)字信號進(jìn)行抽取，并將抽取后的多載波數(shù)字信號分發(fā)至與 各個載波對應(yīng)的支路；
C, 對于本支路所對應(yīng)載波的頻譜的中心頻點不在頻域零點的支路，將該 支路所對應(yīng)的載波的中心頻點混頻到頻域零點；
D, 對各個支路的信號進(jìn)行低通濾波，提取各支路所對應(yīng)的載波信號，并 發(fā)送至基帶調(diào)制解調(diào)器。
從以上所述可以看出，本發(fā)明提供的多載波接收機及其信號處理方法，無 需設(shè)置多個窄帶收發(fā)器，即可實現(xiàn)多載波的分離，降低了多載波接收的設(shè)備成 本和實現(xiàn)復(fù)雜度。本發(fā)明中，利用了抽取器來降低數(shù)據(jù)率，并且用混頻器加低 通RRC濾波器的方式有效地分離各載波，而不是用帶通濾波器的方式來分離， 從而避免了有限長沖激響應(yīng)(FIR)帶通濾波器對采樣抖動敏感的問題，且避 免設(shè)計多個不同的帶通濾波器；本發(fā)明中，充分利用了抽取器后數(shù)據(jù)率降低的 特性，對于釆樣時間偏差，在抽取過程進(jìn)行調(diào)節(jié)，對于多載波的公共頻率偏差， 在抽取后進(jìn)行補償，這樣一方面降低了計算量，另一方面所有載波的公共頻率 偏差都同時得以補償。本實施例提供的多載波接收機，其結(jié)構(gòu)簡單，參數(shù)可控， 總體計算量低，所需硬件資源較少，并且，它的結(jié)構(gòu)可擴展和裁剪，適合用全 數(shù)字的方式實現(xiàn)，便于系統(tǒng)集成。


圖1為現(xiàn)有技術(shù)中的多載波接收機的多路單載波實現(xiàn)示意圖2為本發(fā)明實施例所述多載波接收機的結(jié)構(gòu)示意圖3為三載波的空中接口信號的頻譜示意圖4為本發(fā)明實施例中多載波分離和補償裝置的結(jié)構(gòu)示意圖5為本發(fā)明實施例所述多載波接收;f幾的信號處理方法的流程圖。
具體實施例方式
本發(fā)明提供了 一種多載波接收機及其信號處理方法，釆用單路寬帶前端加 數(shù)字分離的方式對多載波信號進(jìn)行分離。這既可以復(fù)用后端窄帶基帶調(diào)制解調(diào) 器，又減少了前端射頻收發(fā)器的數(shù)目，同時還可以在數(shù)字分離過程中，完成多 個載波的公共補償。就是說，本發(fā)明的多載波接收機及其信號處理方法在降低 設(shè)備實現(xiàn)成本的同時，保持了足夠的靈活性和性能。
以下無線技術(shù)領(lǐng)域中的無線終端接收機為例，結(jié)合附圖通過具體實施例對 本發(fā)明做詳細(xì)的說明，但本發(fā)明所述多載波接收機及其信號處理方法，其并不 限于用于無線技術(shù)領(lǐng)域，其同樣適用于有線終端接收機。
本實施例所述的多載波接收機如圖2所示，空中接口的多個連續(xù)載波進(jìn)入 寬帶射頻前端；寬帶射頻前端接收多個連續(xù)載波信號，并進(jìn)行下變頻和數(shù)字化 處理，轉(zhuǎn)化為寬帶的多載波數(shù)字信號；然后，多載波數(shù)字信號進(jìn)入多載波分離 和補償裝置，輸出分離和補償后的多路并行的低速數(shù)據(jù)流進(jìn)入基帶調(diào)制解調(diào) 器；上述低速數(shù)據(jù)流再進(jìn)入信道解碼器，合并為多路比特流后進(jìn)行解碼處理； 最后，解碼后的信號被發(fā)送到MAC和應(yīng)用層進(jìn)行后續(xù)處理。其中，基帶調(diào)制 解調(diào)器還向多載波分離和補償裝置返回一些用于控制的反饋信號，這將在下文 中進(jìn)行描述。
以三載波為例，空中接口的多個連續(xù)載波的頻譜的示意圖如圖3所示，包 括主載波和左右兩個副載波(在正頻率上的頻點分別為/。-A/和/。+A/ )。 上述載波頻譜相對于頻率零點是對稱的，在負(fù)頻率上也有相類似的三個載波頻 譜?？梢钥闯?，圖3所示的三載波信號中，主載波的中心頻點為/o,單載波的帶寬為A/。通常，載波之間可能存在相對幅度差，如圖3中主載波和右側(cè) 副載波之間存在M的幅度差。
圖4示出了所述多載波分離和補償裝置的具體結(jié)構(gòu)。如圖4所示，該裝置 包括
數(shù)字抽取濾波器，該數(shù)字抽取濾波器的數(shù)字帶寬是根據(jù)模擬基帶接口的過 采樣倍數(shù)設(shè)置的，用于對寬帶射頻前端輸出的多載波數(shù)字信號進(jìn)行濾波，以進(jìn) 一步衰減帶外分量，減小信號抽取后的混疊失真。這里，所述數(shù)字抽取濾波器 可用半帶濾波器或者積分梳狀(CIC)濾波器來實現(xiàn)。由于半帶濾波器有一半 的系數(shù)為0,這可以將濾波運算的計算量降低一倍。而CIC濾波器不需要乘法， 只需要加法和延遲單元，通過延遲處理即可方便地實現(xiàn)。當(dāng)然，所述數(shù)字抽取
號的帶外抑制性能。通常，如果寬帶射頻前端已能夠做到比較嚴(yán)格的帶外抑制， 此時還可以旁路該數(shù)字抽取濾波器。
抽取器，用于對濾波后的多載波數(shù)字信號進(jìn)行抽取，在保持多載波數(shù)字信 號基本無混疊失真的條件下，成倍減小數(shù)字基帶信號的數(shù)據(jù)率，使得抽取后的 多載波數(shù)字信號的歸一化數(shù)字頻譜盡量占滿[-;r,;r]區(qū)間。這里，該抽取器還可 以根據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器反饋的采樣偏差信息，調(diào)整抽取時的采樣點位置，以選 擇最佳的抽取位置。例如，當(dāng)從每4個序列樣點中抽取一個時，如果當(dāng)前時刻 每4個序列樣點中的第2個樣點是最佳抽取位置，而當(dāng)前抽取卻是抽取每4 個中的第l個，那么，抽取器可根據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器返回的采樣偏差信息，將 初始釆樣點位置從第2個調(diào)整到第1個。由于N倍抽取前的過采樣倍數(shù)是抽 取之后的N倍，同抽取后的信號相比，抽取之前采樣偏差的調(diào)節(jié)精度提高了 N 倍，或者說采樣偏差的調(diào)節(jié)粒度變小了 N倍。
頻偏補償器，用于根據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器反饋的所有載波的公共頻率偏差信 息，對所述抽取后的多載波數(shù)字信號的公共頻率偏差進(jìn)行補償。經(jīng)頻偏補償后， 上述多載波數(shù)字信號被分發(fā)到多個并行支路，每一支路對應(yīng)于一路載波。
一組多路開關(guān)，分別設(shè)置在各個支路上，用于選擇本支路是否進(jìn)行后續(xù)處 理。例如，當(dāng)該多載波接收機只用于接收單載波信號時，此時可以根據(jù)基帶調(diào) 制解調(diào)器返回的控制信號，只保留一個支路，而將其它支路斷開；又例如，還可以根據(jù)多載波的實際數(shù)量，通過控制開關(guān)的閉合和斷開，來選擇需要使用的 支路數(shù)量。
數(shù)字混頻器，設(shè)置在本支路所對應(yīng)載波的中心頻點不在零點的支路上，對 于中心頻點在零點的支路則無需設(shè)置數(shù)字混頻器。該數(shù)字混頻器接收輸入到本 支路的多載波數(shù)字信號，將本支路所對應(yīng)的載波頻譜循環(huán)移位，將該載波頻譜 的中心頻點搬移至頻域零點。假設(shè)某支路所對應(yīng)載波的中心頻點為該數(shù)字 混頻器就是將該支路對應(yīng)的載波的中心頻點從化搬移到0,即相當(dāng)于在時域上
將該支路上的信號與復(fù)正弦序列e—>'"相乘，其中"表示復(fù)正弦序列中的 序號("為整數(shù))。由于數(shù)字信號的頻譜是以2;r為周期的，因此，只需關(guān)心 [-;r,;r]區(qū)間的信號即可。即，如果在[-;r,;r]區(qū)間內(nèi)，如果某個支路所對應(yīng)載 波的中心頻點不在零點，則需要對該支路的載波進(jìn)行混頻處理，將其歸一化數(shù) 字頻譜的中心頻點循環(huán)移位到零點位置。
一組可調(diào)數(shù)字增益控制器，分別設(shè)置在各個支路上。由于數(shù)字混頻后的各 支路上的多載波信號，可能存在各載波間的相對功率偏差，因此，還需要通過 針對各載波的可調(diào)數(shù)字增益控制器，根據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器反饋的各支路所對應(yīng) 載波信號的相對幅度偏差信息，調(diào)節(jié)各支路的多載波信號的相對幅度，以使各 路載波有效比特位數(shù)基本一致。在具體實現(xiàn)中，還可以將增益控制和前級的混 頻過程合并，即將固定系數(shù)的復(fù)正弦序列(混頻)先和某增益系數(shù)(增益控制) 相乘，得到一個中間的復(fù)序列，再在混頻和增益控制時，循環(huán)使用該復(fù)序列即 可。
多個信道選擇濾波器(在圖4中用RRC表示)，設(shè)置在各個支路的末端， 將各個支路連接至基帶調(diào)制解調(diào)器，分別用于對本支路的信號進(jìn)行低通濾波， 提取本支路所對應(yīng)的載波信號，并發(fā)送至基帶調(diào)制解調(diào)器。這里，所述多個信 道選擇濾波器可以采用具有相同沖擊響應(yīng)系數(shù)的均方根升余弦(RRC )濾波器， 增益調(diào)整后的多路多載波信號，各自都經(jīng)過RRC濾波器分離出各自的載波。 以三載波TD-SCDMA為例，當(dāng)RRC濾波器為65階時，具有良好的選擇性。 經(jīng)過該RRC濾波器后，得到了多路并行的單載波信號，并且各路單載波具有 相等的群延遲，便于后端統(tǒng)一處理。
以上說明了本實施例的多載波接收機的結(jié)構(gòu)。下面先從補償?shù)慕嵌葋黻U述多載波補償?shù)木唧w實現(xiàn)，然后闡述多載波分離的具體實現(xiàn)過程。
來自空中接口的多個連續(xù)載波，各載波之間可能存在相對功率(幅度)偏 差，如圖3所示。寬帶射頻前端主要是下變頻和數(shù)字化處理，寬帶射頻前端的
自動增益控制(AGC)調(diào)整，是對多個連續(xù)載波總體增益的調(diào)整，對這種各
載波之間的相對差值是不單獨處理的。因此，在本實施例中，在多載波分離后 的各支路上通過可調(diào)數(shù)字增益控制器對載波間的相對功率偏差作出補償。
對于頻率偏移， 一方面，由于終端晶體振蕩器偏差(包括時間漂移和溫度 漂移等等)，以及由徑向運動分量導(dǎo)致的多普勒頻移的影響，來自寬帶射頻前
端的數(shù)字信號可能存在較大的頻偏，以工作在2G頻段為例，最大頻偏如果以 典型值± 10ppm計算，則頻偏絕對值可達(dá)土20 kHz,即使終端使用了自動頻率 控制(AFC)進(jìn)行調(diào)節(jié)，頻偏也不一定能糾正的十分準(zhǔn)確，剩余的頻偏約在 100Hz數(shù)量級，仍然會影響后續(xù)解調(diào)性能。另一方面，對于多載波分離，寬帶 射頻前端對多載波帶外的抑制往往是不夠的，直接進(jìn)行抽取會導(dǎo)致邊緣載波頻 譜混疊失真的增大(這可以通過抽取濾波器來增強帶外抑制，減小混疊)。在 本實施例中，在抽取之后，通過頻偏補償器對剩余的公共頻偏進(jìn)行補償。經(jīng)過 抽取后的多載波數(shù)字信號，數(shù)據(jù)率降低，再經(jīng)過頻偏補償器，該頻偏補償器受 控于基帶解調(diào)模塊，其實質(zhì)上可以是由任意復(fù)正弦序列產(chǎn)生器和復(fù)數(shù)乘法器組 成，其中復(fù)正弦序列產(chǎn)生器用查表的方式實現(xiàn)。為了減少所需硬件資源，這里 可以只建立并保存1/4周期的正弦信號即可，通過尋址控制靈活實現(xiàn)同相和正 交部分的產(chǎn)生。通過最小相位差的整數(shù)倍對v/4取余得到整個復(fù)正弦序列。當(dāng) 然，如果想得到滿意的補償精度，這里，可以采用低頻數(shù)控振蕩器NCO來進(jìn) 行補償。
另外，對于實際的CDMA接收機，采樣偏差的高精度調(diào)整也是十分重要 的。因此，在本實施例中，在典型的抽取過程中合并了采樣偏差的調(diào)整，即根 據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器反饋的采樣偏差信息，調(diào)整抽取時的采樣點位置，從而簡化 地實現(xiàn)了采樣控制。
因此，通過以上所述的補償手段，對信號進(jìn)行了良好的補償，最終提高了 接收信號質(zhì)量，同時也提高了多載波接收機對信號和射頻(RF)器件的適應(yīng) 性。本實施例中，分別在各個支路上分離出該支路對應(yīng)的載波信號。經(jīng)過頻偏 補償后的多載波數(shù)字信號，進(jìn)入多個并行支路，顯然每個支路的信號相同。在 歸一化數(shù)字頻譜中，載波中心頻點W,不在直流(零點)處的載波經(jīng)過數(shù)字混頻 后，將各自載波的中心頻點A混頻到直流(零點)。由于數(shù)字混頻器的數(shù)字角頻率就是該混頻器所在支路所對應(yīng)的載波的中心頻點必,，因此不需要常規(guī)的數(shù)控振蕩器(NCO, Numerical Controlled Oscillator)來產(chǎn)生，該數(shù)字混頻器可以用存儲模塊和計算模塊實現(xiàn)。為了減少存儲模塊所占用的硬件資源，降低實現(xiàn)成本，可以根據(jù)w,的特點 來減少存儲資源如果序列—，在一個2;r周期中恰好有整數(shù)個點，也就是說 2;r周期剛好是0,的整數(shù)倍(例如，0, = ;r/4,此時2"=8 ,),那么只需要在 所述存儲模塊中存儲—'"'"在一個2;r周期中的復(fù)系數(shù)即可；如果需要T (T為 大于1的正整數(shù))個2;r周期，復(fù)正弦序列一，在該T個2;r周期中才剛好有整 數(shù)個點，那么就在所述存儲模塊中存儲復(fù)正弦e^'"在該T個2;r周期中的復(fù)系 數(shù)。上述兩種情況可以概括為在所述存儲模塊中存儲復(fù)正弦序列e^'"在m個 2;r周期內(nèi)的W個復(fù)系數(shù)，其中，所述m和7V都是整數(shù)，且7V0, =2m;r， ^為 本數(shù)字混頻器的數(shù)字角頻率。為了減少需要存儲的復(fù)系數(shù)的數(shù)目7V， m取滿足 A^「2附;r的最小整數(shù)。所述計算模塊，用于通過將抽取后的多載波數(shù)字信號 與所述存儲模塊中對應(yīng)的復(fù)系數(shù)相乘，將本支路所對應(yīng)的載波的中心頻點混頻 到零點。舉例說明以三載波TD-SCDMA為例，假設(shè)抽取后的多載波數(shù)字信號釆 樣頻率為5.12MHz,而已知相鄰載波的帶寬間隔為1.6MHz,那么其數(shù)字混頻 的數(shù)字角頻率為= ± 2;r x ( 1.6MHz/5.12MHz) =±5;r/8。因此，只需要存儲復(fù)正弦序列e—""在5個2;r周期(即10;r )內(nèi)的16個復(fù)數(shù)點即可，從而在計算模塊進(jìn)行混頻計算時，只需周期性重復(fù)讀取存儲模塊中存儲的對應(yīng)的復(fù)系 數(shù)，并與抽取后的多載波數(shù)字信號相乘，即可實現(xiàn)混頻功能，從而可以節(jié)省大 量的存儲資源和計算資源。并且，所存儲的復(fù)數(shù)點的字長可以較短，比如，當(dāng) 數(shù)據(jù)字長為6比特到10比特，所存儲的復(fù)數(shù)點的字長取7比特即可。這是因 為數(shù)字混頻系數(shù)引入量化的噪聲近似為白噪聲，而其高頻部分在經(jīng)過后級的RRC濾波器之后，這部分噪聲功率的高頻部分將被很好地抑制，因而數(shù)字混頻系數(shù)貢獻(xiàn)的量化噪聲不明顯；另外由于RRC有限長沖激響應(yīng)(FIR)濾波器 本身是定點實現(xiàn)，即使前級的數(shù)據(jù)是浮點數(shù)，濾波過程也會存在量化誤差的積 累問題，因而存在一個"噪底"。如上所說的7比特，即可到達(dá)這個噪底。從 而在具體實現(xiàn)時，只需要采用低比特字長的復(fù)數(shù)乘法器，以節(jié)約硬件資源。另外，由于上下邊帶載頻點的對稱性，在對對稱支路進(jìn)行數(shù)字混頻的時候， 可以利用這種共軛的對稱特性，復(fù)用實數(shù)乘法結(jié)果，改變復(fù)數(shù)計算中的加減符 號即可，可進(jìn)一步降低實數(shù)乘法計算量。例如，對于上述三載波TD-SCDMA， 上下邊帶的兩個支路的載頻點為土5;r/8,該兩個支路中的一個支路可以共用 另一支路的存儲模塊和計算模塊，其中，所述一個支路使用所述另一支路的計 算模塊的計算結(jié)果的共軛值，作為本支路所對應(yīng)載波信號的混頻結(jié)果，從而可 以大大節(jié)約存儲資源和計算所需資源。從以上所述可以看出，本實施例提供的多載波接收機，充分利用了抽取器 來降低數(shù)據(jù)率，并且用數(shù)字混頻器加低通RRC濾波器的方式來分離各個載波， 而沒有釆用帶通濾波器的方式來分離，從而避免了 FIR帶通濾波器對釆樣抖動 敏感的問題，并且避免了設(shè)計多個不同的帶通濾波器；同時，充分利用了抽取 器后數(shù)據(jù)率降低的特性，對于采樣時間偏差，在抽取過程進(jìn)行調(diào)節(jié)，對于多載 波的公共頻率偏差，在抽取后進(jìn)行補償，這樣一方面降低了計算量，另一方面 所有載波的公共頻率偏差都同時得以補償。本實施例提供的多載波接收機，其 結(jié)構(gòu)簡單，參數(shù)可控，總體計算量低，所需硬件資源較少，并且，它的結(jié)構(gòu)可 擴展和裁剪，適合用全數(shù)字的方式實現(xiàn)，便于系統(tǒng)集成?；谏鲜龆噍d波接收機，本實施例還提供了 一種多載波接收機的信號處理 方法，如圖5所示，該方法包括以下步驟步驟51,接收多個連續(xù)載波信號并進(jìn)行下變頻和數(shù)字化處理，獲取多載 波數(shù)字信號。步驟52,對多載波數(shù)字信號進(jìn)行抽取，在保持多載波數(shù)字信號基本無混 疊失真的條件下，成倍減小數(shù)字基帶信號的數(shù)據(jù)率，使得抽取后的多載波數(shù)字 信號的歸一化數(shù)字頻譜占滿[-;r,;r]區(qū)間，并將抽取后的多載波數(shù)字信號分發(fā)至 與各個載波對應(yīng)的支路。這里，在所述對多載波數(shù)字信號進(jìn)行抽取時，進(jìn)一步用于根據(jù)基帶調(diào)制解 調(diào)器反饋的采樣偏差信息，調(diào)整抽取時的采樣點位置；在所述將抽取后的多載 波數(shù)字信號分發(fā)至與各個載波對應(yīng)的支路之前，進(jìn)一步根據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器反 饋的所有載波的公共頻率偏差信息，對所述抽取后的多載波數(shù)字信號的公共頻 率偏差進(jìn)行補償。步驟53，對于本支路所對應(yīng)載波的頻譜的中心頻點不在頻域零點的支路，將該支路所對應(yīng)的載波的中心頻點混頻到頻域零點。步驟54,對各個支路的信號進(jìn)行低通濾波，提取各支路所對應(yīng)的載波信 號，并發(fā)送至基帶調(diào)制解調(diào)器。這里，在所述對各個支路的信號進(jìn)行低通濾波 之前還包括根據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器反饋的各支路所對應(yīng)載波信號的相對幅度偏 差信息，調(diào)節(jié)各支路的多載波信號的幅度。上述步驟53具體包括步驟531，存儲復(fù)正弦序列e^'"在w個2;r周期內(nèi)的7V個復(fù)系數(shù)，其中， 是整數(shù)，m取使得A^y,. =2附冗成立的最小整數(shù)，必,為本數(shù)字混頻器的數(shù)字角頻 率；步驟532,通過將抽取后的多載波數(shù)字信號與所存儲的對應(yīng)的復(fù)系數(shù)相 乘，將本支路所對應(yīng)的載波的頻譜的中心頻點混頻到頻域零點。這里，對于載 波的中心頻點相互對稱的兩個支路，該兩個支路中的一個支路使用另 一支路的 相乘結(jié)果的共軛值，作為本支路所對應(yīng)載波信號的混頻結(jié)果。本發(fā)明所述的多載波接收機及其信號處理方法，并不僅僅限于說明書和實 施方式中所列運用，它完全可以被適用于各種適合本發(fā)明之領(lǐng)域，對于熟悉本 領(lǐng)域的人員而言可容易地實現(xiàn)另外的優(yōu)點和進(jìn)行修改，因此在不背離權(quán)利要求 及等同范圍所限定的一般概念的精神和范圍的情況下，本發(fā)明并不限于特定的 細(xì)節(jié)、代表性的設(shè)備和這里示出與描述的圖示示例。
權(quán)利要求
1. 一種多載波接收機，包括基帶調(diào)制解調(diào)器，其特征在于，還包括寬帶射頻前端，用于接收多個連續(xù)載波信號并進(jìn)行下變頻和數(shù)字化處理；抽取器，用于對所述寬帶射頻前端輸出的多載波數(shù)字信號進(jìn)行抽取，并將抽取后的多載波數(shù)字信號分發(fā)至與各個載波對應(yīng)的支路；設(shè)置于所述支路上的數(shù)字混頻器，用于對輸入到本支路的多載波數(shù)字信號進(jìn)行混頻處理，將本支路所對應(yīng)的載波的中心頻點混頻到頻域零點；設(shè)置于所述支路上的信道選擇濾波器，用于提取本支路所對應(yīng)的載波信號，并發(fā)送至所述基帶調(diào)制解調(diào)器。
2. 如權(quán)利要求1所述的多載波接收機，其特征在于，所述抽取器進(jìn)一步 用于通過對所述寬帶射頻前端輸出的多載波數(shù)字信號進(jìn)行抽取，使得抽取后的 多載波數(shù)字信號的歸 一化數(shù)字頻譜占滿;r]區(qū)間。
3. 如權(quán)利要求1所述的多載波接收機，其特征在于，所述數(shù)字混頻器包 括存儲模塊和計算模塊，所述存儲模塊，用于存儲復(fù)正弦序列在w個2;r周期內(nèi)的TV個復(fù)系數(shù)， 其中，7V是整數(shù)，m取使得A^^2mTT成立的最小整數(shù)，",為本數(shù)字混頻器的 數(shù)字角頻率；所述計算模塊，用于通過將抽取后的多載波數(shù)字信號與所述存儲模塊中對 應(yīng)的復(fù)系數(shù)相乘，將本支路所對應(yīng)的載波的中心頻點混頻到頻域零點。
4. 如權(quán)利要求2所述的多載波接收機，其特征在于，對于載波的中心頻 點相互對稱的兩個支路，該兩個支路中的 一個支路共用另 一支路的存儲模塊和 計算模塊，其中，所述一個支路使用所述另一支路的計算模塊的計算結(jié)果的共軛值，作為本支路所對應(yīng)載波信號的混頻處理結(jié)果。
5. 如權(quán)利要求1所述的多載波接收機，其特征在于，所述多個信道選擇濾波器是具有相同沖擊響應(yīng)系數(shù)的均方根升余弦RRC濾波器。
6. 如權(quán)利要求1所述的多載波接收機，其特征在于，在所述寬帶射頻前 端和抽取器之間還包括數(shù)字抽取濾波器，所述數(shù)字抽取濾波器的數(shù)字帶寬是根 據(jù)模擬基帶接口的過采樣倍數(shù)設(shè)置的。
7. 如權(quán)利要求6所述的多載波接收機，其特征在于，所述數(shù)字抽取濾波 器采用半帶濾波器、級聯(lián)半帶濾波器或者積分梳狀濾波器來實現(xiàn)。
8. 如權(quán)利要求1至7任一項所述的多載波接收機，其特征在于，所述抽 取器，進(jìn)一步用于根據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器反饋的采樣偏差信息，調(diào)整抽取時的初 始采樣點位置。
9. 如權(quán)利要求8所述的多載波接收機，其特征在于，在所述抽取器之后 還連接有頻偏補償器，所述抽取后的多載波數(shù)字信號進(jìn)一步經(jīng)由所述頻偏補償 器后分發(fā)至與各個載波對應(yīng)的支路；差信息，對所述抽取后的多載波數(shù)字信號的公共頻率偏差進(jìn)行補償。
10. 如權(quán)利要求9所述的多載波接收機，其特征在于，在各個所述支路上 還包括有可調(diào)數(shù)字增益控制器，用于根據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器反饋的各支路所對應(yīng) 載波信號的相對幅度偏差信息，調(diào)節(jié)各支路的多載波信號的幅度。
11. 如權(quán)利要求1所述的多載波接收機，其特征在于，所述寬帶射頻前端 接收的所述多個連續(xù)載波信號是無線信號或有線信號。
12. —種多載波接收機的信號處理方法，其特征在于，包括以下步驟A, 接收多個連續(xù)載波信號并進(jìn)行下變頻和數(shù)字化處理，獲取多載波數(shù)字 信號；B, 對多載波數(shù)字信號進(jìn)行抽取，并將抽取后的多載波數(shù)字信號分發(fā)至與 各個載波對應(yīng)的支路；C, 對于本支路所對應(yīng)載波的中心頻點不在頻域零點的支路，將該支路所 對應(yīng)的載波的中心頻點混頻到頻域零點；D, 對各個支路的信號進(jìn)行低通濾波，提取各支路所對應(yīng)的載波信號，并 發(fā)送至基帶調(diào)制解調(diào)器。
13. 如權(quán)利要求12所述的信號處理方法，其特征在于，在所述步驟B中， 進(jìn)一步通過所述抽取，使得抽取后的多載波數(shù)字信號的歸一化數(shù)字頻譜占滿 [-;r,;r]區(qū)間。
14. 如權(quán)利要求12所述的信號處理方法，其特征在于，所述步驟C包括 存儲復(fù)正弦序列e麵"在m個2;r周期內(nèi)的7V個復(fù)系數(shù)，其中，7V是整數(shù)，w取使得iWy, =2附"成立的最小整數(shù)，w,為本數(shù)字混頻器的數(shù)字角頻率；通過將抽取后的多載波數(shù)字信號與所存儲的對應(yīng)的復(fù)系數(shù)相乘，將本支路 所對應(yīng)的載波的中心頻點混頻到頻域零點。
15. 如權(quán)利要求14所述的信號處理方法，其特征在于，所述步驟C,對 于載波的中心頻點相互對稱的兩個支路，該兩個支路中的一個支路使用另一支 路的相乘結(jié)果的共軛值，作為本支路所對應(yīng)載波信號的混頻結(jié)果。
16. 如權(quán)利要求12所述的信號處理方法，其特征在于，所述步驟B中， 在所述對多載波數(shù)字信號進(jìn)行抽取時，進(jìn)一步用于根據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器反饋的 采樣偏差信息，調(diào)整抽取時的初始采樣點位置。
17. 如權(quán)利要求12所述的信號處理方法，其特征在于，所述步驟B中， 在所述將抽取后的多載波數(shù)字信號分發(fā)至與各個載波對應(yīng)的支路之前，進(jìn)一步 根據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器反饋的所有載波的公共頻率偏差信息，對所述抽取后的多 載波數(shù)字信號的公共頻率偏差進(jìn)行補償。
18. 如權(quán)利要求12所述的信號處理方法，其特征在于，所述步驟D中， 在所述對各個支路的信號進(jìn)行低通濾波之前還包括根據(jù)基帶調(diào)制解調(diào)器反饋 的各支路所對應(yīng)載波信號的相對幅度偏差信息，調(diào)節(jié)各支路的多載波信號的幅 度。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種多載波接收機及其信號處理方法。所述多載波接收機包括寬帶射頻前端，用于接收多個連續(xù)載波信號并進(jìn)行下變頻和數(shù)字化處理；抽取器，用于對所述寬帶射頻前端輸出的多載波數(shù)字信號進(jìn)行抽取，并將抽取后的多載波數(shù)字信號分發(fā)至與各個載波對應(yīng)的支路；數(shù)字混頻器，設(shè)置在本支路所對應(yīng)載波的頻譜的中心頻點不在頻域零點的支路上，用于接收輸入到本支路的多載波數(shù)字信號，并將本支路所對應(yīng)的載波的中心頻點混頻到零點；多個信道選擇濾波器，分別用于對本支路的信號進(jìn)行低通濾波，提取本支路所對應(yīng)的載波信號，并行發(fā)送至基帶調(diào)制解調(diào)器。按照本發(fā)明所述多載波接收機和所述方法，可以降低多載波接收機的實現(xiàn)成本，高效地實現(xiàn)多載波接收。
文檔編號H04L1/02GK101252570SQ20081010324
公開日2008年8月27日 申請日期2008年4月1日 優(yōu)先權(quán)日2008年4月1日
發(fā)明者林 何, 沛 李 申請人:北京天碁科技有限公司