專利名稱：遠動信號的多載波調制方法與解調方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種遠動信號的多載波調制方法與解調方法。
背景技術：
(1) 單邊帶電力線載波機一般采用頻移鍵控調制方式(FSK)實現(xiàn)遠動信號 的傳輸，在話音與遠動復用時遠動信號的傳輸速率不超過600b/s，在遠動專 用時遠動信號的傳輸速率不超過1200b/s。為了提高遠動信號的傳輸速率， 必須采用一種帶寬效率高的調制技術。
(2) 隨著數(shù)字式電力線載波機在電力線載波通信中的廣泛應用，徹底解決 了單邊帶電力線載波機遠動傳輸速率不超過1200b/s的問題。但是數(shù)字式載 波機并不是萬能的，由于其傳輸容量高，對載波通道的信噪比有一定的要 求，因此在現(xiàn)場會出現(xiàn)一些載波通道無法滿足數(shù)字式電力線載波機的運行條 件，而只能使用單邊帶電力線載波機，此時為了使遠動信號的傳輸速率不低 于1200b/s，不能采用頻移鍵控調制方式(FSK)，必須采用頻帶利用率高的調 制技術對遠動信號進行處理，比如可采用單載波八進制正交振幅調制 (8QAM)來完成單邊帶電力線載波機復用傳輸一路2400bps或兩路1200bps的 遠動，但由于電力線載波通道的噪聲大、干擾嚴重，為了最大限度地提高遠 動信號傳輸?shù)目姑}沖干擾和窄帶干擾的能力，同時有效的提高頻帶的利用 率，在此采用多載波調制(MCM)原理來實現(xiàn)遠動信號的傳輸。

發(fā)明內(nèi)容
針對上述問題，本發(fā)明的任務是提供一種遠動信號的多載波調制方法與 解調方法，為最大限度地提高遠動信號傳輸?shù)目姑}沖干擾和窄帶干擾的能 力，同時有效的提高頻帶的利用率，使單邊帶電力線載波機遠動信號傳輸速 率超過1200b/s。為實現(xiàn)上述任務，本發(fā)明的技術方案是采用了一種遠動信號的多載波調 制方法，設定多載波調制的抽樣速率為fs，經(jīng)過N個抽樣點接收到幀長為D 比特串行輸入比特序列，該方法包括步驟如下-
(1) 先對串行輸入比特序列進行串并變換得到并行序列[dO，...,dD-l]T， 在并行序列前插入Ns比特同步序列，
(2) 對并行序列進行編碼得到幀長為L比特的并行序列[SO...SL-l] T，
其中
L=D+Ns (4)
(3) 采用M-QAM的調制方式，將L比特的并行序列[SO，...,SL-l] T， 分成Nf個組，每組log2M比特
Nf=L/log2M (5) 得到由Nf個獨立的QAM子載波組成的多載波調制MCM,所有子載波 都有M個星座點可以選擇，
Nf個子載波完成相應的信號調制映射形成調制信息序列X(k)，艮P: X(k)=[X0，...，XNf-l] T (6)
(4) 對信息序列X(k)進行離散傅里葉反變換(IDFT)，計算出多載波調 制(MCM)己調信號的時域抽樣序列y(n):
y(n)=丄Fx(k)e^郝n=0,l,...，N-l (7)
N k=0
(5) 對于復信號y(n)，取y(n)的實部得到實信號yr(n)，
yr(n)=Re{y(n)} (8)
(6) 再作D/A變換，最終得到多載波調制MCM已調信號的時域波形
yr(t)。
所述fs=9600Hz ，取每6個字節(jié)作為一幀進行多載波調制，假設數(shù)據(jù)是 異步傳輸，l個起始位、8個數(shù)據(jù)位、l個停止位，貝"
rbN/fs《60 (12) 艮P: N《60fs/rb=576000/rb (13)在進行串并轉換之前，去掉起始位和停止位，保留8個數(shù)據(jù)位，每幀傳
輸48個比特數(shù)據(jù)流，每N個抽樣點進行組幀處理。
所述的發(fā)送數(shù)據(jù)之前在幀的首部加的幀同步序列，其長度Ns=12比特， S=011111111110，所述的對并行序列進行編碼，是對在發(fā)送端檢驗要傳輸?shù)?字節(jié)，如果某一個字節(jié)中有5個連"1"，則此字節(jié)的第5位由"1"變?yōu)?"0"，同時設置對應的編碼標志置"1"。
在傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流中插有相位和幅度是己知的同步信號矢量。
所述插入的獨立的同步信號，是在傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流中每4個子載波插入1 個子載波同步信號矢量，即每5個為1組，每組中間的子載波是1個相位為 O幅度為l+V3的標準同步信號矢量。與上述的遠動信號的多載波調制方法對應，本發(fā)明還提供了遠動信號的 多載波的解調方法，接收端先對接收信號yr(t)進行A/D變換，得到MCM已 調信號的抽樣序列yr(n)，對該抽樣序列作離散傅里葉變換(DFT)恢復出原調
制信息序列X(k): N-l
X(k)=E yr(n)e-j2jmk/N k-O,l,...，N廣l (9)
對調制信息序列x(k)作信號逆映射、同步、去掉幀同步序列并進行解 碼、并串變換即可解調出原始序列。
接收端通過對接收的比特流進行搜索，根據(jù)檢測到幀同步序列s，確定
幀的開始，并據(jù)此劃分幀內(nèi)的數(shù)據(jù)序列；接收端檢査編碼標志的內(nèi)容，如果 某一字節(jié)編碼標志為"1"，則對相應的字節(jié)進行譯碼，將其字節(jié)的第5位 應置"1"。
接收端通過調整同步信號的相位與發(fā)送端保持時鐘同步。 所述的調整同步信號的相位是利用每一組中的同步子載波信號去除同一 組中的子載波信號矢量，從而實現(xiàn)對子載波信號矢量幅度和相位失真的補 償，當同步子載波信號矢量的相位不為零時將其調整到零相位，其它子載波信號矢量的相位和幅度也作相應調整，此時接收端與發(fā)送端保持時鐘同步， 接收信號能夠正確解調。
多載波調制(Multi-carrier Modulation)是指在通道上傳輸信號時利用多個 不同的但依次排列的子載波，每個子載波各自受到數(shù)字信號的調制，這些載 有傳輸信號的多路子載波一同(即并行)沿通道向接收端傳輸。其基本原理是 把要傳輸?shù)拇袛?shù)據(jù)流分解為若干個并行子數(shù)據(jù)流，使子數(shù)據(jù)流具有較低的 傳輸速率，與單載波調制相比，在相同的傳輸速率下，多載波系統(tǒng)子載波上 傳輸?shù)臄?shù)據(jù)碼元周期要比單載波調制長得多，因此短時脈沖噪聲對其碼元的 影響比單載波調制要小得多，而且由于每個子載波只占整個通道帶寬的一小 部分，脈沖噪聲功率分布到子載波上的功率將減弱，對子載波的干擾相應較 小，而對于單載波調制，每個傳輸?shù)臄?shù)據(jù)碼元占用整個通道帶寬，脈沖噪聲 功率全部加載到傳輸碼元上，對其造成嚴重干擾，因此采用多載波調制可以 提高遠動信號傳輸?shù)目姑}沖干擾和窄帶干擾能力。


圖1為單載波QAM調制原理框圖2為8QAM星型星座圖3為多載波調制原理框圖4為多載波解調原理框圖； 圖5為多載波調制的幀結構； 圖6為字節(jié)編碼處理；
圖7為帶有同步點的8QAM星型星座圖； 圖8為多載波調制與解調硬件方框圖。
具體實施例方式
1.單載波八進制正交振幅調制(8QAM)原理
單載波8QAM調制原理框圖如圖l所示，串行發(fā)送的數(shù)據(jù)比特流先進行 串并變換，將比特流轉換成并行碼元，接著每3個比特(log28)進行信號映射 完成從數(shù)據(jù)到信號星座點的映射，得到基帶頻譜X(k)=Ak+jBk (1) 其中Ak為同相分量，Bk為正交分量。由于X(k)為復數(shù)，因此X(k)也稱
作信號矢量。
對基帶信號進行復調制，將基帶頻譜搬移到fc處，
y(k)=X(k)ej27ifck (2) 由于y(k)是復信號，取其實部得到實數(shù)字信號yr(k):
yrCkhAkcosP兀fclO畫Bksin(;2兀fck) (" yr(k)經(jīng)D/A輸出，生成QAM信號yr(t)，從式(3)可用看出它是一種對載 波幅度和相位的雙重調制。
由于調制方式的誤碼性能取決于信號空間中兩個信號點之間的最小距 離，選擇一個信號功率利用率最優(yōu)的信號星座圖非常重要，如圖2為最優(yōu)的 8QAM星型星座圖。
2.多載波調制解調原理與遠動信號多載波調制的實現(xiàn) 2.1多載波調制解調原理
本文主要介紹采用離散傅立葉變換的算法來實現(xiàn)多載波調制的方法，在 發(fā)送端利用離散傅立葉反變換(IDFT)實現(xiàn)多載波信號的調制，在接收端利用 離散傅立葉變換(DFT)進行多載波解調，如圖3、 4分別是多載波調制與解調 的原理框圖。
假設多載波調制的抽樣速率為fs，經(jīng)過N個抽樣點接收到幀長為D比特 串行輸入比特序列，先對串行輸入比特序列進行串并變換得到并行序列 [dO，...，dD-l]T，在并行序列前插入Ns比特同步序列，并對并行序列進行編 碼得到幀長為L比特的并行序列[SO...SL-l] T，其中
L=D+Ns (4) 根據(jù)采用的M-QAM的調制方式，將L比特的并行序列[S0,…，SL-1] T， 分成Nf個組，每組log2M比特
Nf=L/log2M (5)可以看出MCM由Nf個獨立的QAM子載波組成，所有子載波都有M 個星座點可以選擇，Nf個子載波完成相應的信號調制映射形成調制信息序列 X(k)，即
X(k)=[XO"..，XNf-l] T (6) 對信息序列X(k)進行離散傅里葉反變換(IDFT)，計算出多載波調制 (MCM)已調信號的時域抽樣序列y(n):
y(n)」NS X(k),郝n=0， 1 ，…,N-1 (7)
N k=o
由于y(n)是復信號，取y(n)的實部得到實信號yr(n)，
yr(n)=Re{y(n)} (8) 再作D/A變換，得到MCM已調信號的時域波形yr(t)。接收端先對接收 信號yr(t)進行A/D變換，得到MCM已調信號的抽樣序列yr(n)，對該抽樣序 列作離散傅里葉變換(DFT)恢復出原調制信息序列X(k):
X(k"S1 yr(n)e-j27mk/N k=0， 1,…，N廣1 (9)
n=0
對調制信息序列X(k)作信號逆映射、同步、去掉幀同步序列并進行解
碼、并串變換即可解調出原始序列。
2.2遠動信號多載波調制與解調的實現(xiàn)
根據(jù)電力系統(tǒng)遠動傳輸?shù)奶攸c，利用數(shù)字信號處理器(DSP)通過軟件來 實現(xiàn)遠動信號的多載波調制與解調，要做到這一點必須解決幀周期和同步序 列的選擇、數(shù)據(jù)的編碼與解碼、發(fā)送與接收的同步實現(xiàn)等關鍵技術，下面將 詳細介紹這些關鍵技術的解決方案。
2.2.1幀周期(抽樣點數(shù)N)的選擇
電力線載波通道音頻頻帶的最高截止頻率《3940Hz，抽樣速率為fs至少 為最高截止頻率的2倍，艮P:
fs> 7880Hz (10)
10遠動信號的傳輸速率rb—般為300 9600b/s，為了便于信號處理，取fs 為rb的整數(shù)倍，因此在多載波調制系統(tǒng)中選取
fs=9600Hz (11) 對于幀周期(抽樣點數(shù)N)，綜合考慮數(shù)據(jù)傳輸?shù)难舆t時間以及數(shù)字信 號處理器(DSP)實現(xiàn)的可能性， 一般取每6個字節(jié)作為一幀進行多載波調 制，假設數(shù)據(jù)是異步傳輸，l個起始位、8個數(shù)據(jù)位、l個停止位，貝U:
rbN/fs《60 (12) 艮口 N《60fs/rb=576000/rb (13) 當rb^200b/s時，N《480，取N-480。 在進行串并轉換之前，去掉起始位和停止位，保留8個數(shù)據(jù)位，每幀 傳輸48個比特數(shù)據(jù)流，每N個抽樣點進行組幀處理。
具體地，多載波調制系統(tǒng)中選取抽樣速率為9.6kHz，綜合考慮數(shù)據(jù)傳輸 的延遲時間以及數(shù)字信號處理器(DSP)實現(xiàn)的可能性， 一般取每6個字節(jié)作 為一幀進行多載波調制，假設數(shù)據(jù)是異步傳輸，1個起始位、8個數(shù)據(jù)位、1 個停止位，當遠動信號傳輸速率為1200b/s時，抽樣點數(shù)N為480;當遠動 信號傳輸速率為2400b/s時，抽樣點數(shù)N為240;當遠動信號傳輸速率為 4800b/s時，抽樣點數(shù)N為120;每N個抽樣點進行組幀處理。 2.2.2幀同步序列的選擇以及數(shù)據(jù)的編碼
由于發(fā)送端與接收端的工作時鐘是相互獨立的，而多載波調制是按幀處 理的，因此，在發(fā)送數(shù)據(jù)之前應該在幀的首部加一個特殊的序列，即幀同步 序列(S，其長度為Ns比特)，以便在收、發(fā)兩端建立統(tǒng)一的時間基準，接收 端對接收的比特流進行搜索， 一旦檢測到幀同步序列S，就知道了幀的開 始，并據(jù)此劃分幀內(nèi)的數(shù)據(jù)序列。
為了進行透明傳輸，即允許所傳輸?shù)男畔⒖梢允侨我獾谋忍匦蛄?，應設 法防止在整個比特序列中出現(xiàn)與幀同步序列相同的數(shù)據(jù)流，因此對所傳輸?shù)?信息進行編碼，對于幀同步序列S，其長度Ns^2比特，S=011111111110， 多載波調制的幀結構如圖5所示。在發(fā)送端檢驗要傳輸?shù)淖止?jié)，如果某一個字節(jié)中有5個連"1"，則此
字節(jié)的第5位由"1"變?yōu)?0"，同時對應的編碼標志置"1"。接收端檢
查編碼標志的內(nèi)容，如果某一字節(jié)編碼標志為"1"，則對相應的字節(jié)進行
譯碼，將其字節(jié)的第5位應置"1"。示意圖如圖6所示，可以看出經(jīng)過編 碼，所傳輸?shù)男畔⑿蛄兄胁粫霈F(xiàn)與幀同步序列相同的數(shù)據(jù)比特序列。另外 在接收端利用編碼標志還可以檢測是否有誤碼出現(xiàn)，比如當Cl=l時，在譯 碼前如果字節(jié)1的第5位為"1"，則說明有誤碼出現(xiàn)；當接收到的字節(jié)數(shù) (Num)大于6時，接收幀出錯。 2.2.3發(fā)送與接收的時鐘同步
時鐘同步是進行數(shù)據(jù)同步傳輸?shù)囊豁楆P鍵技術，它直接決定多載波調制 與解調系統(tǒng)的工作是否可靠，為了保證整個系統(tǒng)的性能，必須解決其幀同步 以及調制與解調過程中的時鐘同步。如果多載波調制與解調系統(tǒng)收發(fā)兩端的 時鐘一致，則在幀同步(見2.2.2)建立后，兩端在時間上步調一直保持一致。 但收發(fā)兩端的時鐘是有誤差的，不可能保持一致，因此在數(shù)據(jù)的傳輸過程中 必須調整接收端的時鐘，以保證收發(fā)兩端同步。
實現(xiàn)同步的方法有3種(1)使用統(tǒng)一的時間標準；(2)利用獨立的同步 信號；(3)采用由數(shù)據(jù)信號本身提取定時信息的"自同步"。本系統(tǒng)采用第2 種方法，即在傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流中插入相位(零相位)和幅度是已知的同步信號矢 量，接收端通過調整同步信號的相位與發(fā)送端保持時鐘同步。這樣用DSP軟 件容易實現(xiàn)。
2.2.4多載波調制與解調的實現(xiàn)
在傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流中每4個子載波插入1個子載波同步信號矢量，即每5 個為1組，每組中間的子載波是1個相位為0幅度為l+V3的標準同步信號 矢量，其星座圖如圖7所示。在接收端對多載波信號進行解調得到與發(fā)送端 相對應的信號序列，由于在發(fā)送端插入的同步子載波信號的相位和幅度是已 知的，每一組子載波信號所占用的頻帶很窄，其幅度和相位響應是基本不變 的，因此同一組中的5個子載波信號矢量在電力線載波通道傳輸中產(chǎn)生的幅
12度和相位失真是一致的，利用每一組中的同步子載波信號去除同一組中的子 載波信號矢量，從而實現(xiàn)對子載波信號矢量幅度和相位失真的補償，當同步 子載波信號矢量的相位不為零時將其調整到零相位，其它子載波信號矢量的 相位和幅度也作相應調整，此時接收端與發(fā)送端保持時鐘同步，接收信號能 夠正確解調。
當遠動信號的傳輸速率rb =1200b/s時，N=480，此時1幀有69個比 特，需要傳輸?shù)淖虞d波為23個，每5個子載波為1組，加上同步子載波共有 29個子載波(g卩Nf=29)，則分成6個組，此時傳輸1路1200b/s所需的帶寬 為
BT=29 9600/480=580Hz (14)
當遠動信號的傳輸速率為2400b/s和4800b/s時，所需的帶寬分別為 1160Hz和2320Hz，因此對于采用多路數(shù)字韋瓦復調制原理的載波機，在 4kHz的標稱帶寬內(nèi)可以實現(xiàn)1路話音和1路速率為2400b/s(或2路1200b/s) 的遠動信號的傳輸。
對29個子載波映射形成調制信息矢量序列X(k)，進行離散傅里葉反變 換(IDFT)，得到
1 28
y(n)=— E X(k)e,2jmk/480 n=0,l，...，479 (15) 480 k=o
由于y(n)是復信號，取y(n)的實部得到實信號yr(n)，再作D/A變換，完 成遠動信號的多載波調制。遠動信號的多載波解調基本上是調制的反過程， 這里不再詳細介紹。
3.遠動信號多載波調制與解調的硬件實現(xiàn)方案
遠動信號多載波調制與解調利用高速DSP(數(shù)字信號處理)、多通道音頻 編解碼器(CODEC) 、 RS232接口轉換器、微控制器(MCU)等來實現(xiàn)(如圖8 所示)。
由數(shù)據(jù)終端輸出的數(shù)據(jù)信號("1"或"0")經(jīng)RS232接口轉換器進行電 平轉換后送到DSP， DSP進行串并變換、幀同步插入及編碼、信號映射、IDFT后得到多載波調制(MCM)已調信號的時域抽樣序列y(n)，取y(n)的實 部，然后通過多通道音頻編解碼器(CODEC)的D/A輸出多載波調制信號。接 收到的多載波調制信號經(jīng)多通道音頻編解碼器(CODEC)的A/D轉換成數(shù)字信 號并送到DSP， DSP進行DFT、信號逆映射、時鐘同步、刪除幀同步序列并 進行解碼、并串變換恢復出原始數(shù)據(jù)，經(jīng)RS232接口轉換器進行電平轉換后 送到數(shù)據(jù)終端。PC機通過微控制器(MCU)對多載波調制信號的中心頻率、傳 輸速率、異同步以及發(fā)送電平等調制與解調參數(shù)進行設置，以滿足各種傳輸 協(xié)議的要求。
采用多載波調制與解調技術，大大提高了單邊帶電力線載波機傳輸遠動 信號的能力，在4kHz的標稱帶寬內(nèi)可以實現(xiàn)1路話音復用1路速率為 2400b/s或2路速率為1200b/s的遠動信號；可以實現(xiàn)1路傳真復用1路速率 為600b/s的遠動信號；在專用方式下可以傳輸1路速率為4800b/s或2路速 率為2400b/s以及4路速率為1200b/s的遠動信號。
權利要求
1、一種遠動信號的多載波調制方法，其特征在于，設定多載波調制的抽樣速率為fs，經(jīng)過N個抽樣點接收到幀長為D比特串行輸入比特序列，該方法包括步驟如下(1)先對串行輸入比特序列進行串并變換得到并行序列[d0，...，dD-1]T，在并行序列前插入Ns比特同步序列，(2)對并行序列進行編碼得到幀長為L比特的并行序列[S0...SL-1]T，其中L＝D+Ns(4)(3)采用M-QAM的調制方式，將L比特的并行序列[S0，...，SL-1]T，分成Nf個組，每組log2M比特Nf＝L/log2M(5)得到由Nf個獨立的QAM子載波組成的多載波調制MCM，所有子載波都有M個星座點可以選擇，Nf個子載波完成相應的信號調制映射形成調制信息序列X(k)，即X(k)＝[X0，. ..，XNf-1]T (6)(4)對信息序列X(k)進行離散傅里葉反變換(IDFT)，計算出多載波調制(MCM)已調信號的時域抽樣序列y(n)(5)對于復信號y(n)，取y(n)的實部得到實信號yr(n)，yr(n)＝Re{y(n)} (8)(6)再作D/A變換，最終得到多載波調制MCM已調信號的時域波形yr(t)。
2、根據(jù)權利要求l所述的遠動信號的多載波調制方法，其特征在于，所述f^9600Hz，取每6個字節(jié)作為一幀進行多載波調制，假設數(shù)據(jù)是異步 傳輸，l個起始位、8個數(shù)據(jù)位、l個停止位，貝U: rbN/fs《60 (12) 艮口 N《60fs/rb=576000/rb (13) 在進行串并轉換之前，去掉起始位和停止位，保留8個數(shù)據(jù)位，每幀傳 輸48個比特數(shù)據(jù)流，每N個抽樣點進行組幀處理。
3、 根據(jù)權利要求1所述的遠動信號的多載波調制方法，其特征在于，所 述的發(fā)送數(shù)據(jù)之前在幀的首部加的幀同步序列，其長度Ns=12比特， S=011111111110，所述的對并行序列進行編碼，是對在發(fā)送端檢驗要傳輸?shù)?字節(jié)，如果某一個字節(jié)中有5個連"1"，則此字節(jié)的第5位由"1"變?yōu)?0"，同時設置對應的編碼標志置"1"。
4、 根據(jù)權利要求l、 2或3任一條所述的遠動信號的多載波調制方法， 其特征在于，在傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流中插有相位和幅度是已知的同步信號矢量。
5、 根據(jù)權利要求4所述的遠動信號的多載波調制方法，其特征在于，所 述插入的獨立的同步信號，是在傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流中每4個子載波插入l個子載 波同步信號矢量，即每5個為1組，每組中間的子載波是1個相位為0幅度 為l+V3的標準同步信號矢量。
6、 一種與權利權利要求l所述的遠動信號的多載波調制方法對應的解 調方法，其特征在于，接收端先對接收信號》(t)進行A/D變換，得到MCM 已調信號的抽樣序列》(n)，對該抽樣序列作離散傅里葉變換(DFT)恢復出原 調制信息序列X(k):<formula>formula see original document page 3</formula>(9) 對調制信息序列X(k)作信號逆映射、同步、去掉幀同步序列并進行解碼、并串變換即可解調出原始序列。
7、 根據(jù)權利要求6所述的遠動信號的多載波解調方法，其特征在于，接收端通過對接收的比特流進行搜索，根據(jù)檢測到幀同步序列s，確定幀的開始，并據(jù)此劃分幀內(nèi)的數(shù)據(jù)序列；接收端檢査編碼標志的內(nèi)容，如果某一 字節(jié)編碼標志為"1"，則對相應的字節(jié)進行譯碼，將其字節(jié)的第5位應置"r 。
8、 根據(jù)權利要求6或7所述的遠動信號的多載波解調方法，其特征在 于，接收端通過調整同步信號的相位與發(fā)送端保持時鐘同步。
9、 根據(jù)權利要求8所述的遠動信號的多載波解調方法，其特征在于， 所述的調整同步信號的相位是利用每一組中的同步子載波信號去除同一組中 的子載波信號矢量，從而實現(xiàn)對子載波信號矢量幅度和相位失真的補償，當 同步子載波信號矢量的相位不為零時將其調整到零相位，其它子載波信號矢 量的相位和幅度也作相應調整，此時接收端與發(fā)送端保持時鐘同步，接收信
全文摘要
本發(fā)明涉及一種遠動信號的多載波調制與解調方法，通過合理的幀周期(抽樣點數(shù)N)的選擇、幀同步序列的選擇以及數(shù)據(jù)的編碼、發(fā)送與接收的時鐘同步等措施，同時在傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流中每4個子載波插入1個子載波同步信號，在接收端對多載波信號進行解調得到與發(fā)送端相對應的信號序列，使接收端與發(fā)送端保持時鐘同步，接收信號能夠正確解調。多載波調制與解調采用離散傅里葉反變換和傅里葉變換分別實現(xiàn)。最大限度地提高了遠動信號傳輸?shù)目姑}沖干擾和窄帶干擾的能力，同時有效的提高頻帶的利用率，使單邊帶電力線載波機遠動信號傳輸速率超過1200b/s。
文檔編號H04L27/10GK101447959SQ20081009103
公開日2009年6月3日 申請日期2008年4月10日 優(yōu)先權日2007年11月29日
發(fā)明者王奎甫, 王宏淼, 蘇陸軍 申請人:許繼集團有限公司;許昌許繼昌南通信設備有限公司