專利名稱：正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明有關(guān)于一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，特別是用
于多徑信道的OFDM系統(tǒng)中，在快速傅立葉變換之后執(zhí)行精符號同步，消 除符號間干擾(ISI)，以利用插入的離散導(dǎo)頻進行信道估計。
背景技術(shù)：
正交步頁分復(fù)用(orthogonal frequency-division multiplexing, OFDM)在數(shù) 字通信的領(lǐng)域中應(yīng)用多載波調(diào)制(Multi-Carrier Modulation)，主要是將信 道分成若干正交子載波，將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制 到在每個子載波上進行傳輸，正交信號可以通過在接收端采用相關(guān)技術(shù)來分 開，這樣可以減少子載波之間的相互干擾(ICI)，每個子載波上的信號帶 寬小于信道的相關(guān)帶寬，因此可以減少或消除符號間干擾。
OFDM系統(tǒng)的優(yōu)點是能有效對抗多徑時延擴展(multi-path time-delay spread)、且頻譜利用率高，但它也存在對同步誤差敏感的缺點，同步誤差 主要包括載波頻率偏差、采樣頻率(sampling clock)偏差以及符號同步偏差， 其中符號同步偏差可能會造成符號間干擾(ISI)和子載波間干擾(ICI)， 給解調(diào)系統(tǒng)帶來嚴(yán)重的影響。
且此正交頻分復(fù)用技術(shù)在數(shù)字廣播系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用，以DVB-T系 統(tǒng)為例，請參閱圖1所示的DVB-T系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)流程圖。
在發(fā)送端(transmitter)，頻域(frequencydomain)中的符號(symbol) 輸入后10，在插入導(dǎo)頻和傳輸參數(shù)信令(Transmission Parameter Signaling, TPS) 11、加入保護邊帶(頻帶兩端補零)12之后，通過快速反傅立葉變換 (IFFT) 13調(diào)制到互相正交的子載波上，再于輸出信號前加上循環(huán)前綴(cyclicpref1X) 14，經(jīng)過數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換電路作一轉(zhuǎn)換15，傳至發(fā)送前端16， 得到時域(time domain)上的傳輸數(shù)據(jù)，并于信道17上發(fā)送數(shù)據(jù)。
接著，相應(yīng)的接收端(receiver)部分18將經(jīng)過信道17的數(shù)據(jù)先經(jīng)過模 擬數(shù)字轉(zhuǎn)換19，接著，進行下變頻及抗混疊濾波20。接著，由插值器21接 收經(jīng)同步化的采樣信號，再進行頻偏相位糾正22與粗符號同步23，之后去 掉循環(huán)前綴24，進行快速傅立葉變換(FFT)解調(diào)25，解調(diào)出傳輸參數(shù)信令 26后，最后通過信道估計(estimation)與均衡(equalize) 27得到被調(diào)制數(shù) 據(jù)。其中可利用于執(zhí)行FFT25前或FFT25后進行OFDM系統(tǒng)的同步程序， 如圖所示的同步手段，包括載波同步29、采樣(Sampling clock)同步30與 精符號(Symbol Timing)同步28手段。其中，精符號(Fine Symbol Timing) 同步28的作用是在去除循環(huán)前綴時能選擇正確的FFT窗口位置。
上述中，為有效解決復(fù)雜的多路徑效應(yīng)，OFDM系統(tǒng)即利用加入循環(huán)前 綴，也就是把符號的后面數(shù)據(jù)復(fù)制一分到前端來，作為保護間隔(Guard Interval)，這樣可以避開信號因多路徑抵達所造成的干擾。
圖2與圖3顯示在多徑信道下的FFT窗口位置，其中顯示窗口位置產(chǎn)生 了異步的情形，符號同步則是為了在去除循環(huán)前綴時選擇正確的FFT窗口位 置，在此多徑信道下，正確的窗口位置是指第一徑的起始位置，如圖2所示 的多徑信道，此例顯示有第一徑201與第二徑202，而通常以第一徑201的 窗口位置21為正確的FFT窗口位置，并不考慮第二徑202的FFT窗口位置， 圖中斜線部分包括輸出信號前加上的循環(huán)前綴203、 204。符號同步一般分為 兩個階段
(1) 精符號同步，在FFT后執(zhí)行，檢測剩余的符號同步偏差，將FFT 窗口的起始位置準(zhǔn)確地鎖在第一徑上。
(2) 粗符號同步，在FFT前執(zhí)行，利用循環(huán)前綴的相關(guān)性判斷符號起 始位置，當(dāng)信噪比較低時，粗符號同步的精度也較低。如圖3顯示的第一徑 301與第二徑302，在多徑衰落的情況下，粗符號同步會將窗口位置定在最大徑，此例中就是第二徑302中的窗口位置31為FFT窗口位置，而非第一 徑301的位置，不利于之后的信道估計與均衡，并使得接收性能下降。
再如圖4所示，以前的技術(shù)在接收端通過信道沖擊響應(yīng)找出正確的FFT 窗口。由圖可知，信號輸入一 OFDM系統(tǒng)中401，移除信號之前在發(fā)送端所 加上的循環(huán)前綴403，再進行快速傅立葉變換405。此例更接著由信號中提 取離散導(dǎo)頻(scatter pilots) 407，求出信道頻域響應(yīng)，再進行反快速傅立葉 變換409，得到信道沖擊響應(yīng)，并設(shè)定一門限值，找出沖擊響應(yīng)中第一個超 過門限值的位置或者最大值位置作為符號起始位置去調(diào)節(jié)FFT的窗口 411 。 最后利用此FFT窗口進行符號同步，克服上述在多徑信道行進的通信環(huán)境下 因為同步誤差產(chǎn)生的干擾，包括符號間干擾(ISI)和子載波間干擾(ICI) 的問題。

發(fā)明內(nèi)容
為克服OFDM系統(tǒng)中粗符號同步偏差造成的符號間干擾(ISI)和子載 波間干擾(ICI)，本發(fā)明提出一種精確的符號同步方法來消除該影響，主 要是在信道存在多徑衰落的情況下，能穩(wěn)定地檢測出正確的符號同步位置。
本發(fā)明的提供一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，該方法包 括有接收信號；進行一快速傅立葉變換；執(zhí)行一線性插值，以得到間隔較 小的離散導(dǎo)頻；提取線性插值后的離散導(dǎo)頻；由提取的離散導(dǎo)頻計算信道頻 域響應(yīng)；執(zhí)行一反快速傅立葉變換，計算信道沖擊響應(yīng)與一有效的徑的門限 值，將信道沖擊響應(yīng)與該門限值比較，得到多個徑的信息；根據(jù)該多個徑的 信息，重復(fù)調(diào)整符號的FFT窗口位置；提取離散導(dǎo)頻、計算信道頻域響應(yīng)與 計算信道沖擊響應(yīng)等步驟，得到一個以上相對于該多個徑的信道沖擊響應(yīng)， 并計算噪聲功率；以及根據(jù)該一個以上的噪聲功率的比對結(jié)果，得到該符號 的正確起始位置。
本發(fā)明還提供一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，應(yīng)用于一多徑信道的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中，通過正確FFT窗口的判斷得到該系統(tǒng) 中符號的起始位置，該方法步驟包括有接收信號；將經(jīng)過信道的信號去掉 循環(huán)前綴；進行一快速傅立葉變換；執(zhí)行一線性插值，以得到間隔較小的離 散導(dǎo)頻；提取線性插值后的離散導(dǎo)頻；由提取的離散導(dǎo)頻計算信道頻域響應(yīng); 在計算出的信道頻域響應(yīng)后補零，以形成具有2的冪次方的數(shù)據(jù)個數(shù)；執(zhí)行 一反快速傅立葉變換，計算信道沖擊響應(yīng)與一有效的徑的門限值，將信道沖 擊響應(yīng)與該門限值比較，得到多個徑的信息；根據(jù)該多個徑的信息，重復(fù)調(diào) 整符號的FFT窗口；提取離散導(dǎo)頻、計算信道頻域響應(yīng)與計算信道沖擊響應(yīng) 等步驟，得到一個以上相對于該徑的信道沖擊響應(yīng)，并計算噪聲功率；以及 比對該一個以上的噪聲功率，以相對該噪聲功率為最小的徑?jīng)Q定該FFT窗口 的位置，得到該符號的起始位置。
本發(fā)明的OFDM系統(tǒng)中符號同步方法的特征主要是于信號通過快速傅 立葉變換模塊時，先經(jīng)由信道頻域響應(yīng)計算模塊提取其中的離散導(dǎo)頻，即線 性插值得到符號內(nèi)間隔較小的離散導(dǎo)頻，以得到較大的時延容許范圍，再計 算信道頻域響應(yīng)。
通過補零，經(jīng)反快速傅立葉變換得出信道沖擊響應(yīng)，以此得出徑的數(shù) 量、各徑的位置和能量以及各徑間的延遲。接著，由噪聲功率估計模塊根據(jù) 徑的位置與數(shù)量，將各徑分別作為第一徑，依此調(diào)整FFT窗口位置，并逐次 計算不同窗口位置時所對應(yīng)的噪聲功率，最后以噪聲功率最小的徑設(shè)為正確 的第一徑，所對應(yīng)的窗口位置即為最佳的FFT窗口，即準(zhǔn)確的符號起始位置。
其中較佳實施例包括，開始時，信號進入此OFDM系統(tǒng)，此接收端粗 符號同步將經(jīng)過信道的數(shù)據(jù)去掉循環(huán)前綴，并接著進行快速傅立葉變換，經(jīng) 提取各符號中的離散導(dǎo)頻后，再經(jīng)下述線性插值后，得到符號內(nèi)間隔較小的 離散導(dǎo)頻，用于計算信道頻域響應(yīng)，于補零后，執(zhí)行反快速傅立葉變換得到 信道沖擊響應(yīng)。接著，先設(shè)定一門限值，根據(jù)此門限值在信道沖擊響應(yīng)中找到并記錄多 徑的位置和數(shù)量等信息，再根據(jù)多徑的位置和個數(shù)，嘗試將每條徑作為第一
徑放在窗口起始位置，分別進行相應(yīng)的FFT窗口調(diào)整，之后通過提取離散導(dǎo) 頻、計算信道頻域響應(yīng)、計算信道沖擊響應(yīng)等步驟得到信道沖擊響應(yīng)，再計 算相應(yīng)每次不同位置FFT窗口所對應(yīng)的信道沖擊響應(yīng)的噪聲功率。
最后經(jīng)比對，以信道沖擊響應(yīng)的噪聲功率最小時相對應(yīng)的徑為正確的第 一徑位置，也就是最佳的符號起始位置。


圖1所示為通常的DVB-T系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)電路示意圖2所示為多徑信道下的FFT窗口位置示意圖之一；
圖3所示為多徑信道下的FFT窗口位置示意圖之二；
圖4所示為現(xiàn)有技術(shù)于OFDM系統(tǒng)中執(zhí)行符號同步的電路示意圖5所示為DVB-T系統(tǒng)的離散導(dǎo)頻插入結(jié)構(gòu)；
圖6所示為多徑信道下的信道沖擊響應(yīng)示意圖7所示為內(nèi)插離散導(dǎo)頻的插入結(jié)構(gòu)示意圖8所示為多徑信道下的信道沖擊響應(yīng)示意圖9所示為本發(fā)明利用噪聲功率判定第一徑的流程；
圖IO所示為本發(fā)明使用的精符號同步算法的系統(tǒng)示意圖11顯示本發(fā)明OFDM系統(tǒng)中符號同步方法的較佳實施例的流程。
主要元件符號說明
信號輸入10 插入導(dǎo)頻和TPS 11
加入保護邊帶12 IFFT 13
加上循環(huán)前綴14 信道17
去掉循環(huán)前綴24 FFT 25
信道估計與均衡27 載波同步29數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換15 接收前端18 下變頻及抗混疊濾波20 頻偏相位糾正22 傳輸參數(shù)信令26 采樣同步30 第一徑201 窗口位置21 第一徑301 窗口位置31 接收信號401 快速傅立葉變換405 反快速傅立葉變換409 導(dǎo)頻50K 502、 503、 504 標(biāo)號701、 702、 703、 704 移除循環(huán)前綴模塊101 信道頻域響應(yīng)計算模塊103 反快速傅立葉變換模塊104
噪聲功率估計模塊105 沖擊響應(yīng)計算模塊106
儲存單元10具體實施例方式
本發(fā)明提供一種OFDM系統(tǒng)中精符號時序同步方法，主要特征是OFDM 系統(tǒng)中，于快速傅立葉變換(FFT)之后執(zhí)行精符號同步，以找到最佳的FFT 窗口位置，消除符號間干擾(ISI)，從而實現(xiàn)接收機的最佳接收性能，請先 參閱圖5所示的DVB-T系統(tǒng)的離散導(dǎo)頻插入結(jié)構(gòu)。
發(fā)送前端16 模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換19
插值器21
粗符號同步23
精符號同步28
第二徑202 循環(huán)前綴203,204 第二徑302
移除循環(huán)前綴403 提取離散導(dǎo)頻407 找FFT窗口 411
、705、 706
快速傅立葉變換模塊102如圖所示，各導(dǎo)頻信號(pilot,以圖中實心圓圈表示)的插入位置具有 一定規(guī)律，在頻率方向(橫向排列)來看，除了開頭(Kmin)和結(jié)尾(Kmax) 兩個子載波，在一個符號內(nèi)，每隔12個子載波(載有通信數(shù)據(jù)，以空心圓 圈表示)會插入一個離散導(dǎo)頻，在時間方向(列向排列)來看，每4個符號 為循環(huán)周期(如標(biāo)號l、 2、 3、 4與標(biāo)號5、 6、 7、 8的導(dǎo)頻位置一樣)，規(guī) 律地重復(fù)各導(dǎo)頻的位置。由第1個符號到第4個符號，插入離散導(dǎo)頻的起始 位置會依次差3個子載波，如圖式中導(dǎo)頻501、 502、 503、 504兩兩相距3 個子載波。如此循環(huán)，每4個符號，其離散導(dǎo)頻位置會重復(fù)一次。
由于離散導(dǎo)頻的信息對于接收端是己知的，且插入位置具有相等的間 隔，所以可由方程式(1)求出信道頻域響應(yīng)<formula>formula see original document page 12</formula>
其中<formula>formula see original document page 12</formula> 并且，^表示第l個符號第k個子載波上估計出的信道頻域響應(yīng)，《a
表示經(jīng)過快速傅立葉變換后接收到的第1個符號第k個子載波上的離散導(dǎo)頻
數(shù)據(jù)，P/，^表示該點上已知的離散導(dǎo)頻數(shù)據(jù)，*表示求共軛(conjugate), Wp
表示每個符號內(nèi)離散導(dǎo)頻的個數(shù)。
接著將信道頻域響應(yīng)之后補零，形成N/2點數(shù)據(jù)，N為一個符號去掉循 環(huán)前綴后的子載波(Sub-carrier)個數(shù)(DVB-T系統(tǒng)中，2K模式時，N等 于2048， 8K模式時，N等于8192， N為FFT窗口長度，也即移除循環(huán)前綴 后的符號長度)，補零是為了將計算點數(shù)湊成2的冪次方，以可使用快速傅 立葉變換來計算。之后，再經(jīng)過反快速傅立葉變換可求出信道沖擊響應(yīng)
<formula>formula see original document page 12</formula>--------------------------------------(2)
方程式(2)顯示的信道沖擊響應(yīng)反映出時域信道的多徑信息，包括徑 數(shù)、各徑的位置和能量以及信道最大時延(channel delay)。
如圖6所示的多徑信道下的信道沖擊響應(yīng)示意圖，其中顯示進入OFDM 系統(tǒng)中徑的數(shù)量與各徑間的延遲狀態(tài)，除了徑以外，其它為噪聲，如接近能 量為零位置的部分。
上述離散導(dǎo)頻插入結(jié)構(gòu)中，各個符號內(nèi)離散導(dǎo)頻的位置間隔是12個子 載波，由它們計算得到的信道頻域響應(yīng)相當(dāng)于對真實的信道頻域響應(yīng)進行了 1/12的采樣，反映到時域沖擊響應(yīng)上則是真實沖擊響應(yīng)的1/12。如果最大信 道延遲超過Tu/12 (Tu為一個符號的周期)，則會產(chǎn)生混疊。在SFN (single frequency network)網(wǎng)絡(luò)中，這樣的最大時延容許范圍是不夠的。
為了提高最大時延的容許范圍，必須通過時間方向上的插值以減少離散 導(dǎo)頻之間的間隔。方法通常有三種
(1) 直接法直接將連續(xù)四個符號的離散導(dǎo)頻提取合并成一個符號間 隔為3的離散導(dǎo)頻。
(2) 線性插值法利用前后多個(如7個)符號的離散導(dǎo)頻進行線性 插值得到一個間隔較小(如3)的離散導(dǎo)頻，線性插值的具體過程如下，請
參閱圖7:
圖7中縱方向表示符號l，橫方向表示每個符號內(nèi)的子載波k，每點數(shù)據(jù) 表示為Yu。為得到圖中第4個符號的間隔為3的導(dǎo)頻，必須得到Y(jié)《4+3p與 Y4,7+3p (p=0， 1， 2...)，其中4+3p與7+3p表示第4與7的位置之間的間隔 為3。公式如下-
1 1
74,4+3/7 = 5 ^，4+3/7 +5 K，4+3p ------------ (3)
3 1
^,7+3; = 7y3'7+3P +"777'7+3" ------------ (4)舉例如圖，方程式(3)顯示分別通過標(biāo)號703位置(1=2、 k=4)與標(biāo) 號704位置(1=6、 k=4)的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)計算出標(biāo)號701位置(1=4、 k=4)的插 值數(shù)據(jù)，因為兩點的中央，故系數(shù)使用l/2;方程式(4)顯示利用標(biāo)號705 位置(1=3、 k=7)與標(biāo)號706位置(1=7、 k=7)的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)計算出標(biāo)號702 位置(1=4、 k=7)的插值，而標(biāo)號702的位置并非該兩點的中央，而是有偏 向一點，故有不同的系數(shù)3/4與1/4。標(biāo)號701與702兩點內(nèi)插出的導(dǎo)頻數(shù) 據(jù)以減少離散導(dǎo)頻之間的間隔，并且，以上計算步驟將應(yīng)用于其它相對位置 的計算。
(3)另有方法是利用前后多個(通常>7)符號的離散導(dǎo)頻，經(jīng)過FIR 濾波得到一個符號間隔為3的離散導(dǎo)頻。
上述三種插值方法都可以使最大時延的容許范圍擴大到Tu/3，其實現(xiàn)的 復(fù)雜度依次遞增，而對抗時變信道的能力也依次遞增，而本發(fā)明的較佳實施 例是應(yīng)用線性插值減少離散導(dǎo)頻之間的間隔。
經(jīng)上述計算圖7所示的運算，得到間隔為3的離散導(dǎo)頻，通過公式(1)、 (2)計算得到信道沖擊響應(yīng)，將通過設(shè)定門限值來判斷有效的徑(path)的 位置和個數(shù)。
<formula>formula see original document page 14</formula>(5)
<formula>formula see original document page 14</formula> ( 6 )
其中，& 為信道沖擊響應(yīng)，長度為N/2。 W^" —C^為信道沖擊響應(yīng)
的幅度的均值。A:為比例因子，可以根據(jù)實際應(yīng)用設(shè)置，根據(jù)信道沖擊響應(yīng) 的統(tǒng)計特性設(shè)置，例如在DVB-T系統(tǒng)中，A:可以設(shè)置為5。
通過公式(5) 、 (6)，門限值可以與信道沖擊響應(yīng)的均值成比例，且 超過門限值的即為有效的徑，否則就是噪聲。精符號同步完成后，在信道沖 擊響應(yīng)中的延遲最大的那根徑對應(yīng)的時延即為信道最大時延(Channel DelaySpread)，因此本發(fā)明所提供的演算方法除了可以得到正確的窗口位置，還 能獲得最大時延信息和噪聲功率。
如先前技術(shù)所述，在多徑信道下，粗符號同步會將符號起始位置鎖在最 大徑位置，當(dāng)?shù)谝粡侥芰啃∮诘诙綍r，窗口位置會定在第二徑附近。此時， 如果直接根據(jù)求得的信道沖擊響應(yīng)結(jié)果，以第一個過門限值的徑作為第一 徑，將會出現(xiàn)誤判。如圖8所示，當(dāng)?shù)谝粡侥芰啃∮诘诙綍r，即如圖中顯 示經(jīng)過精符號同步后的信道沖擊響應(yīng)。
如圖6與圖8所示，信道沖擊響應(yīng)中除了徑以外的點都是噪聲，如接近 零的低能量部分，噪聲的功率可以表示為方程式(7):
^ -------------------- (7)
其中『w為符號間干擾引入的噪聲，『icw為信道的高斯噪聲，『/c/為 子載波間干擾引入的噪聲。
在時不變信道(time-invariant channel)中，K，Giv基本保持不變，如果
FFT窗口位 置找錯，如第一徑在窗口以外，則『/s/和『/c/都會增加，導(dǎo)致總
的噪聲功率『變大。本發(fā)明即提出根據(jù)正確的位置其噪聲功率最小這一判斷 準(zhǔn)則，通過比較每種可能的FFT窗口位置的噪聲功率，得到最佳的窗口位置。 而在時變信道(time-variant channel)下，由于信道的時間選擇性衰落
(Time-Selective Fading)特性的影響，連續(xù)符號的『,③隨時間會有一定 的波動，即使FFT窗口不變，不同符號得到的噪聲功率也有所不同，在不同 符號內(nèi)調(diào)節(jié)窗口位置計算相應(yīng)的噪聲功率，可能出現(xiàn)正確位置的噪聲功率比 錯誤位置的大，從而引起誤判。因此，本發(fā)明進一步提出在計算噪聲功率前， 可以先預(yù)存一定數(shù)量(大于一個符號)的時域數(shù)據(jù)(FFT前)，之后每次在 此預(yù)存的時域數(shù)據(jù)中移動窗口，只從中獲取一個符號的數(shù)據(jù)輸出到快速傅立 葉變換模塊，確保精符號同步模塊每次計算的噪聲功率都取自同一個符號，消除K^^在時間上波動的影響。為簡化計算，噪聲功率『的值可以由信 道沖擊響應(yīng)的絕對值求和來得出。
本發(fā)明所提供利用噪聲功率判定正確的第一徑的過程具體如圖9所示的 流程，包括先將上述流程得出的信道沖擊響應(yīng)，通過設(shè)定的門限值，可得出
多個徑(步驟S901);接著，將找到的第一條徑往左移至信道沖擊響應(yīng)的
起始位置，如圖6或是圖8信道沖擊響應(yīng)圖式的左方，本發(fā)明則以延遲FFT 窗口的方式實現(xiàn)左移的動作，如將時域上的FFT窗口起始位置延遲相應(yīng)的數(shù) 據(jù)個數(shù)(步驟S903)，將新窗口位置的FFT輸出通過提取間隔為12的離散 導(dǎo)頻，計算信道頻域響應(yīng)(步驟S905)，補零到N/2，然后經(jīng)過IFFT得到 信道沖擊響應(yīng)(步驟S907)，通過求IFFT輸出的絕對值和，得到第一次噪 聲功率結(jié)果(步驟S909)。
之后，依次將找到的其余徑左移到?jīng)_擊響應(yīng)的起始位置，同樣是FFT窗 口起始位置延遲相應(yīng)的數(shù)據(jù)個數(shù)，計算其余的噪聲功率結(jié)果。
本發(fā)明所提出的方法不需移動所有的徑，只要經(jīng)比對程序后判斷第一次 最佳徑的位置(步驟S911)，如后一次的噪聲功率比前一次大，左移過程 即可停止，說明前一次的窗口位置是該左移過程中最佳的。如果移到最后一 個徑(如第M條)而未出現(xiàn)比前一次噪聲功率大的情況，則說明第M條徑 才是左移過程中的最佳位置。
經(jīng)上述將徑左移的過程結(jié)束后，則開始右移過程，從最后一徑開始依次 右移至沖擊響應(yīng)的起始位置，要實現(xiàn)該過程只需將時域上的FFT窗口起始位 置提前相應(yīng)的數(shù)據(jù)個數(shù)(步驟S913)。
將提前的新窗口位置的FFT輸出通過提取的離散導(dǎo)頻，并接著計算信道 頻域響應(yīng)(步驟S915)，經(jīng)補零與經(jīng)過IFFT得到信道沖擊響應(yīng)(步驟S917)， 通過求IFFT輸出的絕對值和，得到(估計)噪聲功率(步驟S919)。
同樣，經(jīng)比對得到右移方向最佳徑的位置(步驟S921)，而比對結(jié)束 的條件同樣是后一次的噪聲功率比前一次大，或者移到第一徑(此例是由最后一徑開始移動)時才出現(xiàn)噪聲功率最小值。
最后，比較左移與右移兩個方向的最小噪聲功率，較小的那個才是本發(fā)
明使用的正確的第一徑和移動方向(步驟S923)。
再請參閱圖10，其顯示本發(fā)明使用的精符號同步算法的系統(tǒng)示意圖，與 以往技術(shù)(如圖l)不同的是，本發(fā)明先利用線性插值得到間隔為3或其它 值的離散導(dǎo)頻，經(jīng)計算信道頻域響應(yīng)與補零后，再經(jīng)過IFFT得到信道沖擊 響應(yīng)，經(jīng)此同步過程調(diào)整FFT窗口位置，以估計噪聲功率，并藉比較噪聲功 率判斷第一徑的正確位置，即得到最佳的FFT窗口起始位置。
圖中所示的系統(tǒng)包括有接收信號后進行移除循環(huán)前綴的模塊101，由于 發(fā)送端在傳送信號時，會因為要避開前一個符號因多路徑延遲抵達所造成的 信號干擾，即于輸出信號前加上循環(huán)前綴，并于此接收端需將其移除后，才 能進行其它動作。
接著信號通過快速傅立葉變換模塊102，經(jīng)轉(zhuǎn)換后傳送出去，然而，為 避免多路徑效應(yīng)產(chǎn)生的信號干擾，需要得到正確的FFT窗口進行符號同步， 故輸出的信號將經(jīng)由信道頻域響應(yīng)計算模塊103先提取出離散導(dǎo)頻，藉由上 述線性插值得到符號內(nèi)間隔較小(如3)的離散導(dǎo)頻，以得到較大的時延容 許范圍，再利用上述方程式(1)計算信道頻域響應(yīng)。
之后，符號內(nèi)先補零，以將計算點數(shù)湊成2的冪次方(如DVB-T系統(tǒng) 中，計算點數(shù)為N/2， N為FFT窗口長度，也即移除循環(huán)前綴后的符號長度)， 再經(jīng)反快速傅立葉變換模塊104，由信道沖擊響應(yīng)計算模塊106計算信道沖 擊響應(yīng)，以此得出徑的數(shù)量、各徑的位置和能量以及各徑間的延遲。
接著，通過門限值的各徑信息傳送至噪聲功率估計模塊105，此模塊105 根據(jù)徑的位置與數(shù)量，并將各徑作為第一徑并對應(yīng)FFT窗口，每次都調(diào)整 FFT窗口位置，再經(jīng)上述模塊101、 102、 103、 104等模塊根據(jù)信道沖擊響 應(yīng)計算模塊106產(chǎn)生的各徑數(shù)據(jù)，逐筆計算所對應(yīng)的噪聲功率，最后，以所 計算的噪聲功率最小的徑設(shè)為正確的第一徑，以此能得出最佳的FFT窗口，即準(zhǔn)確的符號起始位置。
起始位置找尋完畢后，再次通過提取離散導(dǎo)頻、IFFT轉(zhuǎn)換、得出信道 沖擊響應(yīng)，根據(jù)門限值找到最后一徑的位置，得到信道最大時延，并根據(jù)門 限值以下各點的能量計算平均噪聲功率。
上述找尋FFT窗口的過程中，除了在連續(xù)的符號中進行噪聲功率估計， 也可以通過另一儲存單元107儲存同一個符號中的數(shù)據(jù)，以在同一個符號中 估計噪聲功率，消除信號在時間上的波動對噪聲功率判斷的影響。
根據(jù)上述精符號同步系統(tǒng)的各模塊的運作整理出如圖11所示的符號同 步方法的較佳實施例的流程。
于步驟S111中，信號進入此OFDM系統(tǒng)，此接收端將經(jīng)過信道的數(shù)據(jù) 去掉循環(huán)前綴，并接著進行快速傅立葉變換(步驟S113)，之后，經(jīng)上述 線性插值后，得到符號內(nèi)間隔較小的離散導(dǎo)頻(步驟S115)，并再提取線 性插值后的離散導(dǎo)頻(步驟S117)，在較佳實施例中，是先在FFT后提取 多個(如7個)離散導(dǎo)頻，進行線性插值得到一個符號內(nèi)間隔為較小(如3) 的離散導(dǎo)頻，以提高最大時延的容許范圍。
接著，于步驟S119計算信道頻域響應(yīng)，較佳實施例是以利用方程式(l) 計算信道頻域響應(yīng)，經(jīng)信道頻域響應(yīng)補零后，執(zhí)行反快速傅立葉變換得到信 道沖擊響應(yīng)(步驟S121)。根據(jù)此門限值在信道沖擊響應(yīng)中找到并記錄多 徑的位置和數(shù)量等信息(步驟S123)。
根據(jù)上述多徑的位置和個數(shù)，嘗試將每條徑作為第一徑放在窗口起始位 置，分別進行相應(yīng)的FFT窗口調(diào)整(步驟S125)，調(diào)整過程可以在連續(xù)的 符號中進行，也可以儲存一定數(shù)據(jù)在同一個符號中進行。再從每次窗口調(diào)節(jié) 后的FFT結(jié)果中提取一個符號的離散導(dǎo)頻，如同之前間隔為12的離散導(dǎo)頻， 再計算相應(yīng)每次FFT窗口的噪聲功率(步驟S127)。
之后重復(fù)S117、 S119、 S121、 S123、 S125與S127等步驟，包括重復(fù) 提取離散導(dǎo)頻、計算信道頻域響應(yīng)、執(zhí)行IFFT計算信道沖擊響應(yīng)等步驟(S117、 S119、 S121)，于得出并記錄徑的信息之后(步驟S123)，再進 行FFT窗口調(diào)整(步驟S125)，再計算相應(yīng)每次FFT窗口的噪聲功率(步 驟S127)。
經(jīng)反復(fù)上述步驟后，最后根據(jù)噪聲功率的比對結(jié)果，能得到正確的第一 徑位置，也就是噪聲功率最小的最佳的符號起始位置(步驟S129)。
綜上所述，本發(fā)明為一 OFDM系統(tǒng)中精符號時序同步方法，主要是利 用線性插值得到間隔較小的離散導(dǎo)頻，經(jīng)計算信道頻域響應(yīng)、補零后，經(jīng)過 IFFT得到信道沖擊響應(yīng)，并根據(jù)最小噪聲功率推測進行判斷第一徑的步驟， 藉以得到正確的FFT窗口起始位置，也就是經(jīng)此同步的步驟得到OFDM系 統(tǒng)中最佳的符號起始位置。
但以上所述僅為本發(fā)明的較佳可行實施例，非因此即局限本發(fā)明的專利 范圍，故舉凡運用本發(fā)明說明書及圖示內(nèi)容所為的等效結(jié)構(gòu)變化，均同理包 含于本發(fā)明的范圍內(nèi)，合予陳明。
權(quán)利要求
1、一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，其特征在于，該方法包括有接收信號；進行一快速傅立葉變換；執(zhí)行一線性插值，以得到間隔較小的離散導(dǎo)頻；提取線性插值后的離散導(dǎo)頻；由提取的離散導(dǎo)頻計算信道頻域響應(yīng)；執(zhí)行一反快速傅立葉變換，計算信道沖擊響應(yīng)與一有效的徑的門限值，將信道沖擊響應(yīng)與所述門限值比較，得到多個徑的信息；根據(jù)所述多個徑的信息，重復(fù)調(diào)整符號的FFT窗口位置；提取離散導(dǎo)頻、計算信道頻域響應(yīng)與計算信道沖擊響應(yīng)等步驟，得到一個以上相對于所述多個徑的信道沖擊響應(yīng)，并計算噪聲功率；以及根據(jù)所述一個以上的噪聲功率的比對結(jié)果，得到所述符號的正確起始位置。
2、 如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，其 特征在于所述線性插值是利用所述符號前后多個符號的離散導(dǎo)頻進行所述 線性插值得到一個符號間隔較小的離散導(dǎo)頻。
3、 如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，其 特征在于于計算所述信道頻域響應(yīng)后，進行補零，以形成具有2的冪次方 的數(shù)據(jù)個數(shù)。
4、 如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，其 特征在于經(jīng)所述信道沖擊響應(yīng)計算后，反映出所述正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的時 域信道的多徑信息，包括徑數(shù)、各徑的位置和能量以及所述信道最大時延。
5、 如權(quán)利要求4所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，其特征在于將各徑作為所述正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的第一徑，設(shè)定在所述FFT窗 口起始位置，并調(diào)整相應(yīng)的FFT窗口，以計算相對的噪聲功率。
6、 如權(quán)利要求5所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，其 特征在于以相對所述噪聲功率為最小的徑?jīng)Q定所述FFT窗口的位置。
7、 如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，其 特征在于所述FFT窗口調(diào)整過程在連續(xù)的符號中進行。
8、 如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，其 特征在于所述FFT窗口調(diào)整過程在同一符號中進行。
9、 如權(quán)利要求8所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，其 特征在于是先預(yù)存一大于一個符號的時域數(shù)據(jù)，之后每次移動所述FFT窗口都只是從中獲取一個符號的數(shù)據(jù)，以確保每次計算的噪聲功率的『^^v部 分都取自同一個符號。
10、 如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，其 特征在于所述噪聲功率是由所述信道沖擊響應(yīng)的絕對值求和求出。
11、 如權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，其特征在于所述符號的起始位置相對于所述正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的第一徑，所述第一徑的判斷步驟包括有設(shè)定一門限值，由所述信道沖擊響應(yīng)得出多個徑； 將所述多個徑依次往左移至所述信道沖擊響應(yīng)的起始位置； 將相對所述徑的FFT窗口位置的FFT輸出通過提取離散導(dǎo)頻； 計算相對所述徑的信道頻域響應(yīng)； 補零到具有2的冪次方的數(shù)據(jù)個數(shù)；經(jīng)過所述反快速傅立葉變換得到相對所述徑的信道沖擊響應(yīng)； 計算相對所述徑的噪聲功率；經(jīng)比對相對于所述多個往左移的徑的噪聲功率，判斷最佳徑的位置； 將所述多個徑依次往右移至所述信道沖擊響應(yīng)的起始位置；將相對所述徑的FFT窗口位置的FFT輸出通過提取離散導(dǎo)頻；計算相對所述徑的信道頻域響應(yīng)；補零到具有2的冪次方的數(shù)據(jù)個數(shù)；經(jīng)過所述反快速傅立葉變換得到相對所述徑的信道沖擊響應(yīng)； 計算相對所述徑的噪聲功率；比對相對于所述多個往右移的徑的噪聲功率，判斷最佳徑的位置；以及 比較往左移與往右移兩個方向的最小噪聲功率，以決定所述正交頻分復(fù) 用系統(tǒng)的第一徑和移動方向。
12、 如權(quán)利要求11所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法， 其特征在于是將時域上的FFT窗口起始位置延遲相應(yīng)的數(shù)據(jù)個數(shù)實現(xiàn)將所 述徑左移的動作。
13、 如權(quán)利要求11所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法， 其特征在于是將時域上的FFT窗口起始位置提前相應(yīng)的數(shù)據(jù)個數(shù)實現(xiàn)將所 述徑右移的動作。
14、 如權(quán)利要求11所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法， 其特征在于所述噪聲功率是由所述信道沖擊響應(yīng)的絕對值求和求出。
15、 一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法，應(yīng)用于一多徑信道 的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中，通過正確FFT窗口的判斷得到所述系統(tǒng)中符號的 起始位置，其特征在于，所述方法步驟包括有接收信號；將經(jīng)過信道的信號去掉循環(huán)前綴； 進行一快速傅立葉變換；執(zhí)行一線性插值，以得到間隔較小的離散導(dǎo)頻；提取線性插值后的離散導(dǎo)頻；由提取的離散導(dǎo)頻計算信道頻域響應(yīng)；在計算出的信道頻域響應(yīng)后補零，以形成具有2的冪次方的數(shù)據(jù)個數(shù)；執(zhí)行一反快速傅立葉變換，計算信道沖擊響應(yīng)與一有效的徑的門限值， 將信道沖擊響應(yīng)與所述門限值比較，得到多個徑的信息；根據(jù)所述多個徑的信息，重復(fù)調(diào)整符號的FFT窗口；提取離散導(dǎo)頻、計算信道頻域響應(yīng)與計算信道沖擊響應(yīng)等步驟，得到一 個以上相對于所述徑的信道沖擊響應(yīng)，并計算噪聲功率；以及比對所述一個以上的噪聲功率，以相對所述噪聲功率為最小的徑?jīng)Q定所 述FFT窗口的位置，得到所述符號的起始位置。
16、 如權(quán)利要求15所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法， 其特征在于經(jīng)所述信道沖擊響應(yīng)計算后，反映出所述正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的 時域信道的多徑信息，包括徑數(shù)、各徑的位置和能量以及所述信道最大時延。
17、 如權(quán)利要求16所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法， 其特征在于將各徑作為所述正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的第一徑，設(shè)定在所述FFT 窗口起始位置，并調(diào)整相應(yīng)的FFT窗口，以計算相對的噪聲功率。
18、 如權(quán)利要求15所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法， 其特征在于所述FFT窗口調(diào)整過程在連續(xù)的符號中進行。
19、 如權(quán)利要求15所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法， 其特征在于所述FFT窗口調(diào)整過程在同一符號中進行。
20、 如權(quán)利要求19所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法， 其特征在于是先預(yù)存一大于一個符號的時域數(shù)據(jù)，之后每次移動所述FFT 窗口都只是從中獲取一個符號的數(shù)據(jù)，以確保每次計算的噪聲功率都取自同 一個符號。
21、 如權(quán)利要求15所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中精符號時序同步方法， 其特征在于所述噪聲功率是由所述信道沖擊響應(yīng)的絕對值求和求出。
全文摘要
一種正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中精符號時序同步方法，為于對抗多徑時延擴展時產(chǎn)生同步誤差的缺點，以解決符號間干擾(ISI)和子載波間干擾(ICI)，此精符號時序同步方法為找尋于接收的OFDM符號中正確的快速傅立葉變換的窗口位置，較佳實施例是經(jīng)由信道頻域響應(yīng)計算模塊提取其中的離散導(dǎo)頻，即線性插值得到符號內(nèi)間隔較小的離散導(dǎo)頻，計算信道頻域響應(yīng)，通過補零，經(jīng)快速反傅立葉變換得出信道沖擊響應(yīng)，以此得出信道的徑的信息，由噪聲功率估計模塊根據(jù)徑的位置與數(shù)量逐筆計算/估計所對應(yīng)的噪聲功率，最后以噪聲功率最小的窗口位置設(shè)為最佳的FFT窗口，達到符號時序同步的目的。
文檔編號H04L27/26GK101552758SQ20081009085
公開日2009年10月7日 申請日期2008年4月2日 優(yōu)先權(quán)日2008年4月2日
發(fā)明者徐玉婷, 丹 趙 申請人:揚智科技股份有限公司