專利名稱：一種適用于IEEE802.16e基站接收機的基帶鏈路定標方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種適用于無線系統(tǒng)接收機的基帶鏈路定標方法，特別是涉及一種適用 于IEEE802.16e基站接收機的基帶鏈路定標方法。
背景技術：
WiMAX技術是一種寬帶無線接入技術，其固定應用版本為IEEE802.16-2004，習慣 上稱之為正EE802.16d，其物理層采用OFDM技術；其移動應用版本為IEEE802.16-2005， 習慣上稱之為IEEE802.16e，其物理層采用OFDMA技術。這兩種物理層技術本質(zhì)上都基 于正交頻分復用技術。正交頻分復用是一種并行多載波傳輸技術，由于允許載波之間有 部分頻譜重疊，相對于傳統(tǒng)的單載波技術，可以減小載波間隔，從而提高頻譜利用率。 另外，正交頻分復用技術在基帶采用IFFT/FFT技術實現(xiàn)快速的多載波調(diào)制/解調(diào)。IEEE802.16e在物理層將可用子載波進一步劃分為子信道，稱之為"子信道化"。將 不同的子信道分配給不同的用戶就實現(xiàn)了空口的多址接入。根據(jù)"子信道化"的具體策 略，上下行鏈路均定義了多種置換域類型，每種置換域類型針對特定的應用場景，為網(wǎng) 絡運營提供了更好的靈活性。IEEE802.16e支持最高為64QAM的高階調(diào)制方式，結合 AMC/HARQ/MIMO/AAS等技術，可以提供更高的網(wǎng)絡容量、更好的網(wǎng)絡覆蓋。移動通信系統(tǒng)中，接收機的基帶信號處理可以采用定點或浮點形式。綜合考慮運算 量、系統(tǒng)性能要求、器件水平以及成本等因素，定點形式通常是最合適的選擇。開發(fā)定點形式的接收機基帶算法，其復雜性比浮點算法要高。由于定點數(shù)據(jù)的動態(tài) 范圍較小，在信號處理鏈路的每個節(jié)點，必須進行恰當?shù)亩?。要密切關注信號的幅度 水平，避免發(fā)生溢出；同時，要以盡可能高的精度描述信號，盡可能減小舍入誤差造成 的信噪比衰減。尤其在信號處理的前級，恰當?shù)劓溌范丝梢詼p小誤差累積，提升接收 機整體性能?；鶐ф溌范朔桨感枰c物理層協(xié)議緊密結合，從具體的算法特征出發(fā)， 設計恰當?shù)亩朔桨?。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是提出一種適用于IEEE802.16e基站接收機的基帶鏈路定標方法。采 用該方案，可以使用定點DSP芯片實現(xiàn)高效的基帶接收機算法。本發(fā)明所述方法中，基站接收機按照如下步驟進行定標步驟l、執(zhí)行時域信號定標以符號為單位計算基帶I、 Q信號的功率^，并與設定的基準功率^相比較，由此產(chǎn)生定標移位值sym一shift;根據(jù)定標移位值sym_shift對該符號上的基帶I、 Q信號進行移位，正值表示左移，負值表示右移，從而使其功率調(diào)整到 基準功率附近；步驟2、執(zhí)行FFT運算過程中的定標在時域定標后的信號上以符號為單位執(zhí)行N 點FFT運算，其中N為128、或256、或512、或1024、或2048;所述FFT運算采用多 級蝶形運算結構，根據(jù)N的取值，所述多級蝶形運算結構中的除末級之外的各級均采用 基-4算法，末級采用基-4或基-8算法；其中第一級蝶形運算只做加法運算，沒有旋轉因 子，將功率衰減施加到后續(xù)各級的旋轉因子中，通過旋轉因子實現(xiàn)功率衰減，以抵消FFT 運算產(chǎn)生的功率增益，從而實現(xiàn)FFT運算輸出功率與輸入功率保持相等；步驟3、執(zhí)行信道處理過程中的定標確定信道系數(shù)的定標移位值ch_shift，使用定 標移位值ch—shift對碼塊內(nèi)的信道系數(shù)ch進行移位定標，正值表示左移，負值表示右移，移位后的信道系數(shù)為^_;根據(jù)^_，以碼塊為單位對碼塊數(shù)據(jù)執(zhí)行信道估計與均衡，以恢復出信號星座圖coM一，并根據(jù)c/^計算解調(diào)門限^—;確定信號星座圖的定標移位值const—shift,使用定標移位值const—shift對信號星座圖co氾、p進行移位定標，正值表示左移，負值表示右移，移位后的信號星座圖為cora^^;確定解調(diào)門限的定標移位值th—shift，使用定標移位值th—shift對解調(diào)門限A^進行移位定標，正值表示左移，負值表示右移，移位后的解調(diào)門限為f "。,。步驟4、解調(diào)模塊使用解調(diào)門限A,。,對信號星座圖co"W力"。,進行軟解調(diào)，輸出軟信息 至譯碼模塊。本發(fā)明所述方法中，步驟2中的FFT運算實現(xiàn)了并行多載波解調(diào)，恢復出各子載波 上承載的數(shù)據(jù)或導頻；步驟2和步驟3之間還包括解子信道化步驟，其按照IEEE802.16e 協(xié)議的規(guī)定，將數(shù)據(jù)和導頻抽取到相應的Burst (即突發(fā)數(shù)據(jù))，并對Burst進行碼塊分割 操作；步驟3中的信道系數(shù)通過對導頻進行線性插值來實現(xiàn)。本發(fā)明所述方法中，步驟1中的信號功率尸，采用定點整數(shù)形式計算尸,=丄11[/2(0 + ^(0];步驟l中的基準功率尺采用2的n次冪的形式^=2"，其中n代表基準功率值唯一有效比特位的位置。本發(fā)明所述方法中，步驟1中根據(jù)信號功率A最高有效位的位置m判斷其功率水平，其意義如下式m = Llog2P,」，其中"L」"表示向下取整；然后根據(jù)下式確定定標移位 參數(shù)J戸—"^m 。 本發(fā)明所述方法中，n=23。本發(fā)明所述方法中，步驟2中多級蝶形運算結構中第一級后的后續(xù)各級的旋轉因子需施加的衰減因子相等，分別為^" = ^^。(W2)本發(fā)明所述方法中，步驟3中對碼塊數(shù)據(jù)執(zhí)行信道估計與均衡前，使碼塊中所有數(shù) 據(jù)向最小的定標移位值^^ — W訴^進行歸一化，其中碼塊數(shù)據(jù)分屬多個符號，每個符號對應一個定標移位值sym—shift，而最小的定標移位值炒附_^辨 ^表示該碼塊中的最小定標移位值。 _本發(fā)明所述方法中，步驟3中根據(jù)下式確定信道系數(shù)的定標移位值ch—shift-p2《鄉(xiāng)><|《<會，其中M隨表示碼塊內(nèi)信道系數(shù)模值的最大值； 步驟3中根據(jù)下式確定解調(diào)門限的定標移位值th shift:丄2 2'、卿l2"-考f |A「 <丄； 步驟3中根據(jù)下式確定信號星座圖的定標移位值const—shift:""J/ — =c/ — + /力—51/^ 。本發(fā)明所述方法中，基帶I、 Q信號的位寬為16位；步驟2中采用1024點FFT，由 于采用2倍過采樣，所以實際FFT運算點數(shù)為N二2048;步驟4中，對解調(diào)模塊輸出的 軟信息直接截取高8位作為最終的軟信息。本發(fā)明所述方法中，步驟2中多級蝶形運算結構中第一級后的后續(xù)各級的旋轉因子 全部提前生成，并且各級旋轉因子獨立存儲，以提高運算效率。本發(fā)明的有益效果包括本發(fā)明所述方法中的時域信號定標，以符號為單位執(zhí)行，能為后續(xù)信號處理環(huán)節(jié)提供合適的信號幅度。本發(fā)明所述方法中的FFT運算過程中的定標，在時域定標后的信號 上執(zhí)行，能在FFT運算后保持信號功率恒定。本發(fā)明所述方法采用將功率衰減施加到旋 轉因子中的做法，從而避免引入獨立的功率衰減環(huán)節(jié)，能實現(xiàn)最高的運算效率。本發(fā)明 所述方法中通過對碼塊內(nèi)的數(shù)據(jù)進行增益水平的歸一化，并執(zhí)行信道系數(shù)移位、解調(diào)門 限移位和星座圖移位，保證解調(diào)器輸出的軟信息具有最佳形式。采用本發(fā)明所述方法， 可以使用定點DSP芯片實現(xiàn)高效的基帶接收機算法。


圖1為正EE802.16e基站接收機基帶信號處理流程圖；圖2為時域信號定標原理圖；圖3為FFT運算模塊定標原理圖；圖4為信道處理模塊定標原理圖；圖5為64QAM星座圖。
具體實施方式
下面以10MHZ帶寬配置為例，結合附圖，對本發(fā)明的具體實施方式
做詳細描述。 10MHZ帶寬采用1024點FFT， FFTSize=1024，假定采用2倍過采樣，實際FFT運算點 數(shù)為N-2048。假定輸入基帶I、 Q信號的位寬為16位，輸出軟信息位寬為8位。乘法器 輸入位寬為16位，輸出位寬為32位。乘法運算采用定點整數(shù)或定點小數(shù)形式，采用定 點小數(shù)形式時，小數(shù)點位于第16位與15位之間。如圖1所示，接收機基帶信號處理流程包括以下幾個步驟時域定標、FFT運算、 解子信道化、信道處理、解調(diào)以及譯碼。定標處理主要涉及其中3個模塊時域定標模 塊、FFT運算模塊和信道處理模塊。采用該方案，可以使用定點DSP芯片實現(xiàn)高效的基 帶接收機算法。本發(fā)明所述的時域信號定標，以符號為單位執(zhí)行，其目的是為后續(xù)信號處理環(huán)節(jié)提 供合適的信號幅度。本發(fā)明通過對I、 Q基帶數(shù)據(jù)進行移位來實現(xiàn)時域信號的定標，避免 使用乘法器。對符號內(nèi)的時域I、 Q數(shù)據(jù)，計算其數(shù)字功率，并與設定的基準功率相比較， 產(chǎn)生定標移位參數(shù)。利用產(chǎn)生的定標移位參數(shù)，對符號內(nèi)的I、 Q數(shù)據(jù)進行移位，使其功 率調(diào)整到基準功率附近。時域信號定標的原理圖如圖2所示，下面將結合附圖2對時域 信號定標的方法進行具體描述時域定標模塊以符號為單位計算基帶I、 Q數(shù)字信號的功率。假定信號已去除循環(huán)前綴，由于采用2倍過采樣， 一個符號內(nèi)的樣點數(shù)為^FFTSizeX2-2048。信號功率與基 準功率采用定點整數(shù)形式，32位精度。信號功率按下式計算基準功率采用如下形式A =2" (2)n代表基準功率值唯一有效比特位的位置。 一般要求信號均方值達到信號滿幅度的 1/4，考慮到正交頻分復用信號具有較高的峰均比，在此基礎上回退12dB，可以取n-23。對于信號功率《，直接根據(jù)其最高有效位的位置m判斷其功率水平，m的取值可以由DSP指令方便的獲取，其意義如下式<formula>formula see original document page 9</formula>根據(jù)定標移位值sym—shift對該符號上的I、 Q基帶信號進行移位，正值表示左移， 負值表示右移。定標移位后的信號功率相對基準功率的誤差在±范圍內(nèi)。本發(fā)明所述的FFT運算過程中的定標，在時域定標后的信號上執(zhí)行，其目的是在FFT 運算后保持信號功率恒定。正交頻分復用技術采用FFT算法實現(xiàn)快速并行多載波解調(diào)。 FFT算法本身具有功率增益，執(zhí)行N點FFT運算，輸出信號功率變?yōu)檩斎胄盘柟β实腘 倍，即增益值與點數(shù)相等。當N值比較大時，在FFT蝶形運算結構中，信號逐級放大， 并最終產(chǎn)生溢出。如果在每一級蝶形運算后，引入獨立的功率衰減環(huán)節(jié)，對DSP而言會 產(chǎn)生較大的運算負擔。為了實現(xiàn)最高的運算效率，本發(fā)明采用將功率衰減施加到旋轉因 子中的做法，從而避免引入獨立的功率衰減環(huán)節(jié)。根據(jù)運算點數(shù)N的取值，F(xiàn)FT運算的 前級采用基-4算法，末級釆用基-4或基-8算法。為提高運算速度，各級運算需要的旋轉 因子全部提前生成，并且各級旋轉因子獨立存儲，其中第一級蝶形運算不采用乘法運算。 由于第一級蝶形運算產(chǎn)生的功率增益無法在本級通過旋轉因子進行衰減，將該級的功率 衰減分散到后續(xù)各級的旋轉因子中。各級旋轉因子的整體功率衰減為1/N， FFT運算輸出 功率與輸入功率保持相等。FFT運算模塊定標原理圖如圖3所示，下面將結合附圖3對FFT運算模塊定標的方法進行具體描述FFT以符號為單位執(zhí)行，實際運算點數(shù)為N-2048，可以分解為5級蝶形結構，前4 級采用基-4算法，末級采用基-8算法。第l級只做加法運算，沒有旋轉因子，產(chǎn)生4倍 功率增益。后4級通過旋轉因子實現(xiàn)功率衰減，抵消FFT運算產(chǎn)生的功率增益。因此要 求后4級旋轉因子的總衰減值為1/2048。將該衰減值均分到該后4級運算中，每一級旋 轉因子需施加的衰減因子為為了提高運算效率，后4級蝶形結構所需的旋轉因子分別存儲，其數(shù)值是原始旋轉 因子與衰減因子Att相乘的結果，存儲采用16位定點小數(shù)形式。蝶形運算中的乘法器執(zhí) 行16位定點小數(shù)乘法，乘法器輸出信號截取高16位。采用上述FFT運算結構，可以在 DSP上高效實現(xiàn)并行多載波解調(diào)，并且不引入功率增益。其內(nèi)部各級蝶形運算，除第1 級具有12dB功率增益，后級運算對信號皆呈衰減趨勢。在時域定標時，信號均方值相對 滿幅度有24dB功率回退，因此各級蝶形運算都不會產(chǎn)生功率溢出。FFT模塊實現(xiàn)了并行多載波解調(diào)，恢復出各子載波上承載的數(shù)據(jù)或導頻。此后，解 子信道化模塊按照IEEE802.16e協(xié)議的規(guī)定，將數(shù)據(jù)和導頻抽取到相應的Burst (即突發(fā) 數(shù)據(jù))，并對Burst進行碼塊分割操作。解子信道化操作不涉及信號處理功能，不需要功 率定標，在此不做詳細描述。本發(fā)明所述的信道處理過程中的功率定標，以碼塊為單位執(zhí)行，目的是為譯碼器提 供最佳形式的軟信息。信道處理過程執(zhí)行信道估計與均衡，恢復出信號的星座圖，并產(chǎn) 生解調(diào)門限。解調(diào)器利用解調(diào)門限對星座圖進行解調(diào)，輸出軟信息，并交給譯碼器進行 軟判決譯碼。在軟判決譯碼過程中，軟信息的幅度代表其置信度，軟信息的最佳形式是 對接收數(shù)據(jù)進行共軛信道加權。由于接收鏈路存在AGC等功率調(diào)整單元，如果均衡過程 中不考慮這些功率調(diào)整因素，碼塊中軟信息的置信度可能基于不同的增益水平，這會導 致譯碼器性能衰退。另外，在高階調(diào)制的情況下，信號星座圖本身具有一定的動態(tài)范圍， 需要設置恰當?shù)慕庹{(diào)門限，使解調(diào)器輸出的軟信息處于合理的幅度范圍內(nèi)。本發(fā)明在信 道處理過程中對碼塊內(nèi)的數(shù)據(jù)進行增益水平的歸一化，使軟信息具有最佳形式。同時， 針對定點運算特征，通過執(zhí)行信道系數(shù)移位、解調(diào)門限移位和星座圖移位，保證解調(diào)器 輸出的軟信息處于最佳幅度范圍內(nèi)。信道處理模塊定標原理圖如圖4所示，下面將結合 附圖4對信道處理模塊定標的方法進行具體描述0.38555信道處理模塊數(shù)據(jù)位寬為16位，乘法器釆用定點小數(shù)形式，乘法器輸出截取高16 位。為了保證最終送到譯碼器的軟信息具有最佳形式，碼塊內(nèi)的數(shù)據(jù)需要具有統(tǒng)一的增 益水平。方便描述與實現(xiàn)，這里不考慮接收鏈路的中射頻部分引入的增益變化，僅考慮 圖2所示時域定標模塊引起的增益變化。在IEEE802.16e協(xié)議中， 一個碼塊在時域的延 續(xù)時間跨越多個符號，由于時域定標是以符號為單位進行的，碼塊中的數(shù)據(jù)可能具有不 同的增益水平。碼塊數(shù)據(jù)分屬多個符號，每個符號對應一個定標移位值sym_shift。增益 水平的歸一化通過對數(shù)據(jù)進行附加移位實現(xiàn)，碼塊中所有數(shù)據(jù)向最小的定標移位值進行 歸一化，附加移位值為crux/ — W辨=5>W — s/ 辨min— Ai/^ (6 )^m一A辨，表示碼塊中的最小定標移位值，^ym一W辨^表示當前數(shù)據(jù)的定標移位值。附加移位值小于或等于0，因此只發(fā)生數(shù)據(jù)右移，避免產(chǎn)生數(shù)據(jù)溢出。增益水平歸一 化后，碼塊中數(shù)據(jù)幅度的變化不再包含接收機引起的增益變化因素，而是真實反映無線 信道的信號衰落狀況，對該信號進行共軛信道加權，可以向譯碼器提供最佳形式的軟信息。IEEE802.16e支持最高為64QAM的高階調(diào)制，其星座圖如圖5所示，功率歸一化因 子為^ = 7^，解調(diào)門限th相當于坐標軸上的"1"。解調(diào)器輸出軟信息位寬為8位，該位寬需要容納星座圖的動態(tài)范圍，并為信號衰落和噪聲預留一定的動態(tài)范圍。為此，需 要對解調(diào)門限th進行恰當?shù)亩?。以定點小數(shù)的形式描述星座圖以及解調(diào)門限，并將th 的范圍描述為2的冪次的形式，要求1a與b的最佳取值為a二3， b=2，即丄^A〈上。8 4為了使軟信息滿足由th定義的幅度范圍，在信道處理過程中，對信道系數(shù)、解調(diào)門 限和均衡后的數(shù)據(jù)執(zhí)行3次移位定標操作。信道系數(shù)可以通過對導頻進行線性插值等方 法實現(xiàn)，此處不作詳細描述。對信道系數(shù)進行移位定標，在信道均衡與解調(diào)門限計算過 程中，可以防止大信號產(chǎn)生溢出，并降低小信號的精度損失。信道系數(shù)的定標移位值Ch Shift依據(jù)下式選取:<formula>formula see original document page 12</formula> (8)
|^|_表示碼塊內(nèi)信道系數(shù)模值的最大值，依據(jù)該值確定ch—shift,使大信號對應的 軟信息處于最佳幅度范圍，有利于提高譯碼性能。對碼塊內(nèi)的信道系數(shù)ch，使用參數(shù)Chjhift進行移位定標，正值表示左移，負值表示右移。移位后的信道系數(shù)為C/2^,用于信道均衡和解調(diào)門限計算，其最大模值小于1/2，在均衡和解調(diào)門限計算過程中不會產(chǎn)生溢出。均衡和解調(diào)門限計算的公式如下-<formula>formula see original document page 12</formula>(10)
^to^表示接收數(shù)據(jù)，即均衡前的碼塊數(shù)據(jù)，conj()表示共軛運算。信道均衡恢復了 信號的星座圖，而解調(diào)門限被解調(diào)器用作星座點的判決門限。此時得到的星座圖co"W^ 和解調(diào)門限A^是中間結果，需要對它們執(zhí)行移位定標操作，才能確保解調(diào)器輸出軟信息的幅度處于設計范圍內(nèi)。解調(diào)門限的定標移位值th—shift按下式確定對解調(diào)門限中間結果A一，使用參數(shù)th—shift進行移位定標，正值表示左移，負值表示右移。移位后的解調(diào)門限為最終結果，表示為^力 。,。信號星座圖的定標移位值const—shift如下式所示<formula>formula see original document page 12</formula> (11)對星座圖中間結果co"^邵，使用參數(shù)const—shift進行移位定標，正值表示左移，負 值表示右移。移位后的星座圖為最終結果，表示為co"W^。,。解調(diào)器根據(jù)解調(diào)門限^^a,對星座圖COM n。,執(zhí)行解調(diào)操作。解調(diào)器執(zhí)行軟解調(diào)，這里不作詳細描述。解調(diào)門限和星座圖位寬為16位，解調(diào)器實際輸出軟信息也是16位， 截取其高8位作為最終的軟信息。8位軟信息交給譯碼器執(zhí)行軟判決譯碼，這里不作詳細 描述。通過執(zhí)行上述定標過程，基帶接收I、 Q信號可以順暢通過基帶接收鏈路，并向譯碼器提供具有最佳形式的軟信息。以上所述，僅為本發(fā)明在10MHZ帶寬配置、過采樣率為2、接收信號位寬為16位、 軟信息位寬為8位時的具體實施方式
，但本發(fā)明的保護范圍并不局限于此，任何熟悉本 技術領域的技術人員在本發(fā)明揭露的技術范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應涵蓋 在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。
權利要求
1、一種適用于IEEE802.16e基站接收機的基帶鏈路定標方法，其特征在于，所述接收機按照如下步驟進行定標步驟1、執(zhí)行時域信號定標以符號為單位計算基帶I、Q信號的功率Ps，并與設定的基準功率Pb相比較，由此產(chǎn)生定標移位值sym_shift；根據(jù)定標移位值sym_shift對該符號上的基帶I、Q信號進行移位，正值表示左移，負值表示右移，從而使其功率調(diào)整到基準功率附近；步驟2、執(zhí)行FFT運算過程中的定標在時域定標后的信號上以符號為單位執(zhí)行N點FFT運算，其中N為128、或256、或512、或1024、或2048；所述FFT運算采用多級蝶形運算結構，根據(jù)N的取值，所述多級蝶形運算結構中的除末級之外的各級均采用基-4算法，末級采用基-4或基-8算法；其中第一級蝶形運算只做加法運算，沒有旋轉因子，將功率衰減施加到后續(xù)各級的旋轉因子中，通過旋轉因子實現(xiàn)功率衰減，以抵消FFT運算產(chǎn)生的功率增益，從而實現(xiàn)FFT運算輸出功率與輸入功率保持相等；步驟3、執(zhí)行信道處理過程中的定標確定信道系數(shù)的定標移位值ch_shift，使用定標移位值ch_shift對碼塊內(nèi)的信道系數(shù)ch進行移位定標，正值表示左移，負值表示右移，移位后的信道系數(shù)為chnew；根據(jù)chnew，以碼塊為單位對碼塊數(shù)據(jù)執(zhí)行信道估計與均衡，以恢復出信號星座圖consttmp，并根據(jù)chnew計算解調(diào)門限thtmp；確定信號星座圖的定標移位值const_shift，使用定標移位值const_shift對信號星座圖consttmp進行移位定標，正值表示左移，負值表示右移，移位后的信號星座圖為constfinal；確定解調(diào)門限的定標移位值th_shift，使用定標移位值th_shift對解調(diào)門限thtmp進行移位定標，正值表示左移，負值表示右移，移位后的解調(diào)門限為thfinal；步驟4、解調(diào)模塊使用解調(diào)門限thfinat對信號星座圖constfinal進行軟解調(diào)，輸出軟信息至譯碼模塊。
2、 根據(jù)權利要求1所述的基帶鏈路定標方法，其特征在于，步驟2中的FFT運算實現(xiàn)了并行多載波解調(diào)，恢復出各子載波上承載的數(shù)據(jù)或導頻; 步驟2和步驟3之間還包括解子信道化步驟，其按照正EE802.16e協(xié)議的規(guī)定，將數(shù)據(jù)和導頻抽取到相應的突發(fā)數(shù)據(jù)，并對突發(fā)數(shù)據(jù)進行碼塊分割操作； 步驟3中的信道系數(shù)通過對導頻進行線性插值來實現(xiàn)。
3、 根據(jù)上述任一權利要求所述的基帶鏈路定標方法，其特征在于，步驟1中的信號功率^采用定點整數(shù)形式計算《=^§[/2(/)+^ /=0步驟l中的基準功率g采用2的n次冪的形式PA=2"，其中n代表基準功率值唯一有效比特位的位置。
4、 根據(jù)權利要求3所述的基帶鏈路定標方法，其特征在于，步驟l中根據(jù)信號功率《最高有效位的位置m判斷其功率水平，其意義如下式m = Llog2JPs」，其中"L」"表示向下取整；然后根據(jù)下式確定定標移位參數(shù)^yw_A^ =w 一附2
5、 根據(jù)權利要求3或4所述的基帶鏈路定標方法，其特征在于，n=23。
6、 根據(jù)上述任一權利要求所述的基帶鏈路定標方法，其特征在于，步驟2中多級蝶 形運算結構中第一級后的后續(xù)各級的旋轉因子需施加的衰減因子相等，分別為1血=-
7、 根據(jù)上述任一權利要求所述的基帶鏈路定標方法，其特征在于，步驟3中對碼塊 數(shù)據(jù)執(zhí)行信道估計與均衡前，使碼塊中所有數(shù)據(jù)向最小的定標移位值^m一W^min進行歸 一化，其中碼塊數(shù)據(jù)分屬多個符號，每個符號對應一個定標移位值sym一shift，而最小的 定標移位值^m —A訴^表示該碼塊中的最小定標移位值。
8、 根據(jù)上述任一權利要求所述的基帶鏈路定標方法，其特征在于， 步驟3中根據(jù)下式確定信道系數(shù)的定標移位值ch—shift:+ S 2《鄉(xiāng)—|max< * ，其中|《表示碼塊內(nèi)信道系數(shù)模值的最大值；步驟3中根據(jù)下式確定解調(diào)門限的定標移位值th shift: i^2'、w'<formula>formula see original document page 3</formula>步驟3中根據(jù)下式確定信號星座圖的定標移位值const—shift :
9、根據(jù)上述任一權利要求所述的基帶鏈路定標方法，其特征在于，基帶I、 Q信號的位寬為16位；步驟2中采用1024點FFT，由于采用2倍過采樣，所以實際FFT運算 點數(shù)為N^2048;步驟4中，對解調(diào)模塊輸出的軟信息直接截取高8位作為最終的軟信 息。
10、根據(jù)上述任一權利要求所述的基帶鏈路定標方法，其特征在于，步驟2中多級 蝶形運算結構中第一級后的后續(xù)各級的旋轉因子全部提前生成，并且各級旋轉因子獨立 存儲，以提高運算效率。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種適用于802.16e基站接收機的基帶鏈路定標方法，該定標方法涉及基帶信號處理過程中的三個部分時域信號定標、FFT運算過程中的定標以及信道處理過程中的定標。其中時域信號定標為后續(xù)信號處理環(huán)節(jié)提供合適的信號幅度，F(xiàn)FT運算過程中的定標用于在FFT運算后保持信號功率的恒定，信道處理過程中的定標為譯碼器提供最佳形式的軟信息。采用該方法，可以使用定點DSP芯片實現(xiàn)高效的基帶接收機算法。
文檔編號H04L27/26GK101222471SQ20081005765
公開日2008年7月16日 申請日期2008年2月4日 優(yōu)先權日2008年2月4日
發(fā)明者韜 姜 申請人:北京北方烽火科技有限公司