專(zhuān)利名稱(chēng)：一種新的ofdm系統(tǒng)同步聯(lián)合方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，具體地說(shuō)是一種新的OFDM系統(tǒng)同步聯(lián)合方法，可用于數(shù) 字視頻廣播DVB系統(tǒng)、數(shù)字音頻廣播DAB系統(tǒng)以及無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)如802.11a、 802.16中。
技術(shù)背景正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)對(duì)高速數(shù)據(jù)速率傳輸系統(tǒng)，比如數(shù)字視頻廣播DVB系統(tǒng)和 數(shù)字音頻廣播DAB系統(tǒng)來(lái)說(shuō)是一種有效的技術(shù)，此外OFDM還擁有適應(yīng)未來(lái)無(wú)線(xiàn)通信系 統(tǒng)的技術(shù)特性。因?yàn)镺FDM系統(tǒng)能夠有效地抵抗無(wú)線(xiàn)信道帶來(lái)的影響，例如信道的頻率選 擇性衰落，多徑傳輸，脈沖噪聲和信道干擾等影響。然而，OFDM系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)存在一些缺點(diǎn)，其中最重要的一條是系統(tǒng)對(duì)同步的要求很高， 對(duì)定時(shí)誤差和頻率誤差要比單載波技術(shù)敏感的多。頻率偏移會(huì)導(dǎo)致信號(hào)幅度的衰減，會(huì)帶 來(lái)載波間的干擾ICI，從而增加了誤比特率BER。因此，OFDM的接收系統(tǒng)應(yīng)該能夠有效 地估計(jì)符號(hào)位置和頻率偏移。目前，OFDM系統(tǒng)的同步方法可以分為兩種數(shù)據(jù)輔助型和非數(shù)據(jù)輔助型。數(shù)據(jù)輔助 型要占用一定頻帶帶寬，降低頻譜利用率。在非數(shù)據(jù)輔助型同步方法中，最常見(jiàn)的是 Jan-Jaap van de Beek等人在1997年提出的基于循環(huán)前綴的最大似然估計(jì)ML算法，參見(jiàn) Jan-Jaap van de Beek, M Sandell， P O Borjesson. ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems[J]. IEEE Trans on Signal Processing, 1997， 45(7): 1800-1805.ML算法可實(shí)現(xiàn)定時(shí)和頻偏估計(jì)， 但只能估計(jì)小數(shù)頻偏，且估計(jì)范圍只為子載波間隔的一半，范圍過(guò)小?；谔撦d波的同步 方法，目前主要有Ufuk Tureli等人在2000年提出的類(lèi)MUSIC算法，參見(jiàn)Ufok Tureli, Hui Liu, Zoltowski M D. IEEE Trans on Communications. 2000, 48(9): 1459 1461.以及Ufok Tureli等人在2001年提出的類(lèi)ESPRIT算法，參見(jiàn)Ufuk Tureli, Didem Kivanc, Hui Liu. Experimental and Analytical Studies on a High — Re- solution OFDM Carrier Frequency Offset Estimator[J].正EE Transactions on vehicular technology, 2001, 50(2): 629-643.這兩禾中同步方 法都是基于矩陣進(jìn)行計(jì)算的，但過(guò)程復(fù)雜，運(yùn)算量大，估計(jì)精度不高。 發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是為了克服現(xiàn)有的ML算法頻率偏移估計(jì)范圍過(guò)小，算法類(lèi)MUSIC、 類(lèi)ESPRIT過(guò)程復(fù)雜，運(yùn)算量大，估計(jì)精度不高的缺點(diǎn)，提出了本發(fā)明方法，在時(shí)域和頻域進(jìn)行系統(tǒng)同步聯(lián)合估計(jì)和補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)OFDM系統(tǒng)的同步。本發(fā)明的技術(shù)方案是為解決技術(shù)問(wèn)題所采用的技術(shù)方案是，小數(shù)頻偏FFO和符號(hào)同步的估計(jì)方法采用己有的ML算法，是基于循環(huán)前綴的重復(fù)特性在時(shí)域上來(lái)實(shí)現(xiàn)的。在此基礎(chǔ)上，整數(shù)頻偏I(xiàn)FO根據(jù)虛載波的偏移位置來(lái)進(jìn)行估計(jì)，并在頻域進(jìn)行補(bǔ)償。本發(fā)明的具體實(shí)現(xiàn)步驟如下1. 設(shè)通過(guò)多徑衰落信道后，接收到的OFDM系統(tǒng)模型信號(hào)為其中//4為多徑衰落信道的響應(yīng)，X^是調(diào)制信號(hào)，^為整數(shù)頻偏I(xiàn)FO， ^為小數(shù)頻 偏FFO， 為符號(hào)偏移，『m為噪聲項(xiàng)。2. 根據(jù)上述的接收信號(hào)r(n)，采用已有的ML算法完成符號(hào)同步以及小數(shù)頻偏FFO 的估計(jì)和補(bǔ)償。符號(hào)同步和小數(shù)頻偏FFO估計(jì)的公式可表示為<formula>formula see original document page 4</formula>(2) 但該步驟沒(méi)有實(shí)現(xiàn)整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的估計(jì)。3. 對(duì)上述已完成符號(hào)同步以及小數(shù)頻偏FFO估計(jì)和補(bǔ)償?shù)男盘?hào)進(jìn)行FFT變換，實(shí)現(xiàn) 從時(shí)域到頻域的轉(zhuǎn)化。4. 根據(jù)虛載波的偏移位置進(jìn)行整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的估計(jì)，其實(shí)現(xiàn)方法是設(shè)接收信號(hào)r(n) 經(jīng)過(guò)時(shí)域同步和FFT變換后，符號(hào)同步和小數(shù)頻偏FFO已被精確定時(shí)和補(bǔ)償，僅存在整 數(shù)頻偏I(xiàn)FO。此時(shí)，虛載波的位置與整數(shù)頻偏密切相關(guān)，若整數(shù)頻偏I(xiàn)FO為正或負(fù)T倍的 子載波間隔時(shí)，虛載波的位置分別向右或向左偏移T個(gè)載波，其中T為整數(shù)?；谏鲜?，此處的整數(shù)頻偏I(xiàn)FO估計(jì)的方法表示為<formula>formula see original document page 4</formula> (3) 其中，K是接收端的一個(gè)OFDM解調(diào)信號(hào)，《是虛載波個(gè)數(shù)。5. 在頻域完成整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的補(bǔ)償。在頻域根據(jù)整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的估計(jì)值^，僅通過(guò)改變需要去除的虛載波的序號(hào)，就可以完成整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的補(bǔ)償，從而提取有用載波的信息。6. 判斷Flag標(biāo)志位，若Flag-0，則反復(fù)執(zhí)行第4 6步；若Flag^，則執(zhí)行第7步。7.完成系統(tǒng)同步在時(shí)域和頻域的聯(lián)合估計(jì)與補(bǔ)償，輸出精確同步的信號(hào)X,。 上述的一種新的OFDM系統(tǒng)同步聯(lián)合方法，所說(shuō)的在頻域完成整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的補(bǔ)償， 其實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下在頻域根據(jù)整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的估計(jì)值f,，僅通過(guò)改變需要去除的虛載波的序號(hào)，就可以完成整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的補(bǔ)償，從而提取有用載波的信息。假設(shè)沒(méi)有IFO，即^=0 時(shí)，提取的有用載波的位置為[l:M/2; 7V-(M2)+l:iV]，虛載波的序號(hào)為[M/2+l: 7V-(M/2)]; 假設(shè)^為Z時(shí)，需要去除的實(shí)際的虛載波的序號(hào)變?yōu)閇iW/2+Z+l: iV-(^/2)+Z]，則去除虛載波做出IFO補(bǔ)償后，提取的有用載波的序號(hào)變?yōu)閇l:(M/2)+Z; iV-(M/2)+Z+l :iV]。其中，Z為整數(shù)。本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有的優(yōu)點(diǎn)1、 本發(fā)明是一種新的OFDM系統(tǒng)同步聯(lián)合方法，同時(shí)提出了一種通過(guò)在頻域改變需 要去除的虛載波的序號(hào)的整數(shù)頻偏I(xiàn)FO補(bǔ)償方法。方法計(jì)算簡(jiǎn)單，可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)符號(hào)同步 和頻率同步且不需要額外的訓(xùn)練符號(hào)和導(dǎo)頻，使系統(tǒng)的冗余度大大減??；2、 本發(fā)明頻偏估計(jì)范圍為[-N/2,N/2]倍子載波間隔，與ML算法估計(jì)范圍為子載波間 隔的l/2相比，頻偏估計(jì)的范圍大大增加，估計(jì)精度很高。仿真表明，無(wú)論在AWGN信道 還是瑞利衰落信道下，本發(fā)明的同步聯(lián)合方法的誤碼率都比ML方法的誤碼率大大減小。


圖1是本發(fā)明的同步機(jī)制實(shí)現(xiàn)流程示意圖 圖2是本發(fā)明的整數(shù)頻偏I(xiàn)FO糾正示意圖 圖3是本發(fā)明頻偏估計(jì)誤差仿真樣圖 圖4是本發(fā)明與ML算法誤碼率比較仿真圖具體實(shí)施方式
參見(jiàn)圖l，它是本發(fā)明的同步機(jī)制實(shí)現(xiàn)流程示意圖。小數(shù)頻偏FFO的估計(jì)方法采用已有的ML算法相同，是基于循環(huán)前綴的重復(fù)特性在時(shí)域上來(lái)實(shí)現(xiàn)的。在此基礎(chǔ)上，整數(shù)頻偏I(xiàn)FO根據(jù)虛載波的偏移位置來(lái)進(jìn)行估計(jì)，并在頻域進(jìn)行補(bǔ)償。 從流程示意圖中可以看出本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下1.設(shè)通過(guò)多徑衰落信道后，接收到的OFDM系統(tǒng)模型信號(hào)表示為/<formula>formula see original document page 5</formula>其中//4為多徑衰落信道的響應(yīng)，J^是調(diào)制信號(hào)，f,為整數(shù)頻偏I(xiàn)FO， ^為小數(shù)頻
偏FFO， w。為符號(hào)偏移，『M為噪聲項(xiàng)。
2.根據(jù)上述的接收信號(hào)r(n)，采用己有的ML算法完成符號(hào)同步以及小數(shù)頻偏FFO 的估計(jì)和補(bǔ)償。符號(hào)同步和小數(shù)頻偏FFO估計(jì)的公式可表示為<formula>formula see original document page 6</formula>
(5)
但該步驟沒(méi)有實(shí)現(xiàn)整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的估計(jì)。
3. 對(duì)上述已完成符號(hào)同步以及小數(shù)頻偏FFO估計(jì)和補(bǔ)償?shù)男盘?hào)進(jìn)行FFT變換，實(shí)現(xiàn)
從時(shí)域到頻域的轉(zhuǎn)化。
4. 根據(jù)虛載波的偏移位置進(jìn)行整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的估計(jì)，其實(shí)現(xiàn)方法是設(shè)接收信號(hào)r(n) 經(jīng)過(guò)時(shí)域同步和FFT變換后，符號(hào)同步和小數(shù)頻偏FFO已被精確定時(shí)和補(bǔ)償，僅存整數(shù) 頻偏。。];表示FFT后的頻域第w個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)，『m表示隨機(jī)噪聲，則接收到的解
調(diào)信號(hào)可以表示為
<formula>formula see original document page 6</formula>(6)
fc=0
對(duì)括號(hào)中的項(xiàng)進(jìn)行分析
<formula>formula see original document page 6</formula>M為整數(shù)
(7)
將(7)代入(6)，得
<formula>formula see original document page 6</formula> (8)
可見(jiàn)，整數(shù)頻偏對(duì)OFDM信號(hào)的影響是解調(diào)出來(lái)的子載波上的信號(hào)發(fā)生了循環(huán)移位c
接收信號(hào)經(jīng)過(guò)FFT變換后，各子載波上的信號(hào)能量有一定變化，其中虛載波的能量比有用 載波的能量小很多，并且虛載波的位置與整數(shù)頻偏密切相關(guān)。若整數(shù)頻偏I(xiàn)FO為正或負(fù)T 倍的子載波間隔時(shí)，虛載波的位置分別向右或向左偏移T個(gè)載波，其中T為整數(shù)?；谏鲜?，此處的整數(shù)頻偏I(xiàn)FO估計(jì)的方法表示為
<formula>formula see original document page 7</formula> 其中，R是接收端的一個(gè)OFDM解調(diào)信號(hào)，K是虛載波個(gè)數(shù)。
5. 在頻域完成整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的補(bǔ)償。在頻域根據(jù)整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的估計(jì)值s,，僅通過(guò)
改變需要去除的虛載波的序號(hào)，就可以完成整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的補(bǔ)償，從而提取有用載波的信息。
6. 判斷Flag標(biāo)志位，若Flagi，則反復(fù)執(zhí)行第4~6步；若Flag^，則執(zhí)行第7步。
7. 完成系統(tǒng)同步在時(shí)域和頻域的聯(lián)合估計(jì)與補(bǔ)償，輸出精確的同步信號(hào)Xp
參見(jiàn)圖2，它是本發(fā)明的整數(shù)頻偏I(xiàn)FO糾正示意圖，其實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下設(shè)假設(shè)FFT的 長(zhǎng)度為iV，有用子載波數(shù)為M，則可得到虛載波的數(shù)目《=iV-M。在頻域根據(jù)整數(shù)頻偏I(xiàn)FO
的估計(jì)值^，僅通過(guò)改變需要去除的虛載波的序號(hào)，就可以完成整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的補(bǔ)償，從
而提取有用載波的信息。假設(shè)沒(méi)有IFO，即s,0時(shí)，提取的有用載波的位置為[l:M/2;iV-(M/2)
十l:iV]，虛載波的序號(hào)為[iW/2+l: AKM/2)];假設(shè)^等于+50時(shí)，需要去除的實(shí)際的虛載波
的序號(hào)變?yōu)閇M/2+51:iV-(M/2)+50]，則去除虛載波做出IFO補(bǔ)償后，提取的有用載波的序號(hào)
變?yōu)閇l: (M/2) +50;JV-(M/2)+51 : A];假設(shè)A等于-50時(shí)，需要去除的虛載波的序號(hào)為[M/2-49:
AK^/2)-50]，則去除虛載波做出IFO補(bǔ)償后，提取的有用載波的序號(hào)為[l:(iW72) -50 ;JV-(M/2) -49:iV]。此時(shí)，前述的Z取值為土50。
為證明本發(fā)明的有效性，分別在AWGN信道和瑞利衰落信道下用10000個(gè)OFDM符 號(hào)進(jìn)行仿真。其中瑞利衰落信道采用衰落系數(shù)分別為2個(gè)-11.787dB,2個(gè)-17.54dB， 2個(gè) -39.512dB的6條多徑信道。信號(hào)仿真的參數(shù)如表1所示。
表1仿真參數(shù)
仿真項(xiàng)目 參數(shù) 仿真項(xiàng)目 參數(shù)
調(diào)制方式 16QAM 保護(hù)間隔Tg 0.4 ns
FFT長(zhǎng)度 64 符號(hào)周期7i 3.6 ns
有效子載波數(shù) 50 子載波間隔 312.5KHz
保護(hù)間隔長(zhǎng)度 8 帶寬 20MHz
圖3和圖4是基于表1設(shè)置的仿真參數(shù)進(jìn)行仿真的。參見(jiàn)圖3，它是本發(fā)明頻偏估計(jì)誤差仿真樣圖，圖中給出了在AWGN信道下，頻偏為 1006.25KHz時(shí)，采用本發(fā)明方法在不同信噪比下的頻偏估計(jì)誤差曲線(xiàn)。為了清晰顯示，圖 中僅顯示了 10000個(gè)符號(hào)中第2201 2220的符號(hào)頻偏結(jié)果，從圖中可以看出，當(dāng)信噪比 為15dB時(shí)，本發(fā)明方法的頻偏估計(jì)誤差幾乎為0，頻偏估計(jì)幾乎完全正確。
參見(jiàn)圖4，它是本發(fā)明與ML算法誤碼率比較仿真圖，圖中給出了在AWGN信道和瑞 利衰落信道下，最大多普勒頻移為40Hz，頻偏分別為312.5 KHz和1006.25 KHz時(shí)，誤碼 率曲線(xiàn)。在圖中ML1代表在AWGN信道下，頻偏為312.5KHz時(shí)，采用ML算法得到的 誤碼率曲線(xiàn)；NEW1和NEW2分別代表在AWGN信道下，頻偏為312.5KHz和1006.25 KHz 時(shí)，采用本發(fā)明方法得到的誤碼率曲線(xiàn)；NEWlmp和NEW2mp分別代表在瑞利衰落信道 下，頻偏為312.5 KHz和1006.25KHz時(shí)，采用本發(fā)明方法得到的誤碼率曲線(xiàn)。由圖可以 看出無(wú)論是在AWGN信道，還是瑞利衰落信道下，采用本發(fā)明聯(lián)合方法的誤碼率都比 ML算法的誤碼率大大減小。
權(quán)利要求
1.一種新的OFDM系統(tǒng)同步聯(lián)合方法，該方法的實(shí)現(xiàn)過(guò)程是[1].設(shè)通過(guò)多徑衰落信道后，接收到的OFDM系統(tǒng)模型信號(hào)為
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)同步聯(lián)合方法，所說(shuō)的在頻域完成整數(shù)頻偏I(xiàn)FO 的補(bǔ)償，其實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下在頻域根據(jù)整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的估計(jì)值^，僅通過(guò)改變需要去除的 虛載波的序號(hào)，就可以完成整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的補(bǔ)償，從而提取有用載波的信息；假設(shè)沒(méi)有整 數(shù)頻偏I(xiàn)FO，即^=0時(shí)，提取的有用載波的位置為[1:M2; AKM/2)+l:iV]，虛載波的序號(hào) 為[M/2+l: iV-(M/2)];假設(shè)&為Z時(shí)，需要去除的實(shí)際的虛載波的序號(hào)變?yōu)閇M/2+Z+l: iV-(M/2)+Z]，則去除虛載波做出整數(shù)頻偏I(xiàn)FO補(bǔ)償后，提取的有用載波的序號(hào)變?yōu)閇1:(M/2) +Z; 7V-(M/2)+Z+l : A/]，其中，Z為整數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種新的OFDM系統(tǒng)同步聯(lián)合方法，它涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，其目的是用來(lái)實(shí)現(xiàn)OFDM系統(tǒng)的同步。該方法的實(shí)現(xiàn)過(guò)程是接收到OFDM信號(hào)r(n)；在時(shí)域采用已有的ML同步算法，實(shí)現(xiàn)符號(hào)同步和小數(shù)頻偏FFO估計(jì)與補(bǔ)償；對(duì)上述信號(hào)進(jìn)行FFT變化，實(shí)現(xiàn)從時(shí)域到頻域的轉(zhuǎn)化；在此基礎(chǔ)上，根據(jù)虛載波的偏移位置進(jìn)行整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的估計(jì)；在頻域完成整數(shù)頻偏I(xiàn)FO的補(bǔ)償；判斷Flag標(biāo)志位，若Flag＝0，則反復(fù)地執(zhí)行上述的，在頻域中進(jìn)行的IFO的估計(jì)和補(bǔ)償；若Flag＝1，則完成系統(tǒng)同步在時(shí)域和頻域的聯(lián)合估計(jì)與補(bǔ)償，輸出精確的同步信號(hào)X_k′。本發(fā)明可用于數(shù)字視頻廣播DVB系統(tǒng)、數(shù)字音頻廣播DAB系統(tǒng)以及無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)如802.11a、802.16中。
文檔編號(hào)H04L27/26GK101252562SQ20081001789
公開(kāi)日2008年8月27日 申請(qǐng)日期2008年4月8日 優(yōu)先權(quán)日2008年4月8日
發(fā)明者龐恒麗, 李兵兵, 王雯芳 申請(qǐng)人:西安電子科技大學(xué)