Ofdm信道估計的制作方法

文檔序號：7678711閱讀：172來源：國知局

專利名稱：Ofdm信道估計的制作方法
OFDM信道估計
背景
當今，有許多形式的信息從諸如電視內(nèi)容供應商之類的信息源向諸如百姓家中的電視之類的接收機發(fā)送。從而，如此的信息的示例有數(shù)字電視(DTV)信息。傳送數(shù)字信息通常涉及將數(shù)字信息轉(zhuǎn)換成模擬信號并使用該模擬信號調(diào)制RF (射頻)載波頻率的振幅和/或相位，并在諸如空氣之類的傳播介質(zhì)上向接收機發(fā)送此經(jīng)調(diào)制的信號。
參照

圖1，通信系統(tǒng)1包括發(fā)射機2和接收機4。發(fā)射機2和接收機4具有各自的天線6和8，盡管天線6和8在此被示為外置于發(fā)射機2和接收機4，但它們可被認為是發(fā)射機2和接收機4的部件。發(fā)射機2被配置成在傳播介質(zhì)——這里為地面廣播系統(tǒng)——上向接收機4發(fā)送信息(例如，正如信號14、 16、和18那樣)。在傳播介質(zhì)上傳輸信息會引入由噪聲(例如，靜電)、強度變動(衰落)、相移變動、多普勒展寬、多普勒衰落、多徑延遲等引起的信號畸變。多徑延遲起因于所傳輸?shù)男盘柪缫驗閺慕ㄖ?0反射和/或通過中繼站12被中繼等而取道發(fā)射機與接收機之間不同的路徑通過傳播介質(zhì)。傳輸信號; (O (例如，信號14、 16、和18) 不同的路徑導致不同的增益和不同的延遲時間，其導致信號p(O諸時延拷貝在與直接傳輸?shù)男盘?6相比不同的時間到達接收機4處(就像回聲)。收到的信號K0 是此直接傳輸?shù)男盘柡?或諸副本(若有)的組合。多徑畸變導致令其他碼元的加權影響被添加到當前碼元上的碼元間干擾(ISI)、和/或令分開的副載波相互干擾
的信道間干擾。信號KO中的噪聲和/或干擾還可能來自于諸如發(fā)射機之類的其他源。這些效應可能導致從發(fā)射機2向接收機4的信息的轉(zhuǎn)送和/或?qū)Υ诵畔⒌慕庾x 中出錯。當系統(tǒng)的比特出錯率(BER)超過閾值并且過了系統(tǒng)的差錯容限時，系統(tǒng) 就失效了。
正交頻分復用(OFDM)可被用來在傳播介質(zhì)上傳送多路DTV信號。OFDM 系統(tǒng)并行地在一個或更多個副載波上使用每個副載波中的一個或更多個時隙來傳送諸如電視信號之類的信號。每個副載波位于用來傳送DTV信號的頻譜的不同部分處。各副載波的間距使得每個副載波的頻率與其他副載波中每一個的頻率正交(例如，各副載波的頻率間距基本等于OFDM碼元歷時的倒數(shù))。副載波頻率的
正交性提供了比將非正交頻率用作副載波時更高的抗RF干擾和多徑畸變性。每個
副載波包括例如數(shù)據(jù)碼元、導頻碼元、和/或作為特殊類型數(shù)據(jù)碼元的傳輸參數(shù)信
號(TPS)碼元。導頻碼元是用來幫助接收機估計傳輸信道的預定已知信號。
一旦接收機4接收到OFDM信號(例如，，就使用信道估計來消去畸變對所傳送的信號(例如，的影響。例如，由于r(0是信號14、 16、和18的線性組合，因此特定的數(shù)學函數(shù)(即，傳遞函數(shù))可描述p(0到r(f)的關系。一旦傳播介質(zhì)的傳遞函數(shù)已知，就可使用作為該傳播介質(zhì)的傳遞函數(shù)的逆的濾波器來降低由傳播介質(zhì)所引入的畸變的影響。由于傳播介質(zhì)不斷在改變(例如，造成多徑誤差的物體可能移動、天氣可能變化、噪聲電平可能改變等)，任何給定傳播介質(zhì)的傳遞函數(shù)也是不斷改變的。當傳播介質(zhì)正在快速變化時，KO就變成"快衰落"傳輸信道，這會增大估計過程的復雜度。"長信道"出現(xiàn)在傳播介質(zhì)具有長延遲展開之時。例如，若信號18到達接收機4要行進的距離與信號16相比足夠長，則信號 18中的碼元可能在相同碼元經(jīng)由信號16到達接收機4之后才達到，由此造成ISI。
概要
一種用于接收包括使用數(shù)個副載波傳送的含數(shù)據(jù)碼元和導頻碼元的正交頻分復用(OFDM)碼元集的OFDM數(shù)字視頻廣播(DVB)信號的接收機，OFDM DVB 信號是經(jīng)由傳輸信道向接收機傳送的，該接收機包括輸入模塊，配置成經(jīng)由傳輸信道接收此OFDM DVB信號；以及耦合至輸入模塊的信道估計模塊，配置成通過對OFDM碼元集執(zhí)行傅立葉變換以產(chǎn)生頻域中的經(jīng)變換碼元集并通過使用此 OFDMDVB信號中的導頻碼元的子集對經(jīng)變換碼元集執(zhí)行最小均方誤差(MMSE)
均衡來計算傳輸信道的信道估計。
本發(fā)明的實現(xiàn)可包括以下特征中的一個或更多個。信道估計模塊對每個收到的OFDM碼元集執(zhí)行單次傅立葉變換。上述導頻碼元子集遠少于OFDM碼元集中的導頻碼元的全部。信道估計模塊被配置成選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù) 碼元的頻率低的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元和使用頻率比此用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率高的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元作為上述導頻碼元子集。信道估計模塊被配置成選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率高的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元作為上述導頻碼元子集。信道估計模塊被配置成選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率低的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元作為上述導頻碼元子集。信道估計模塊計算與用以傳送這些
OFDM碼元集中每一集的每個分別的副載波相對應的信道估計。
而且，本發(fā)明的實現(xiàn)還可包括以下特征中的一個或更多個。信道估計模塊被
配置成并行地計算一個以上數(shù)據(jù)碼元的信道估計。常數(shù)N等于2且信道估計模塊
被配置成根據(jù)下式來執(zhí)行對執(zhí)行數(shù)據(jù)碼元中的每一個的信道估計
麵)=^ 》
其中Cp是分別的濾波器系數(shù)，A(m》是對導頻碼元的上述子集中分別的導頻碼元的
信道估計，而/7是導頻碼元的上述子集中分別的導頻碼元的索引值。信道估計模塊
被配置成根據(jù)下式計算濾波器系數(shù).-
c(/n)二[Cj()n) c2( i) c3(w) c4(m)]=
及((附一附2)m) i ((W — m3;V)及((W —附4)w)]R—1
其中
1(0) i (M-12) T (M-24) J (M-36)— —/ (12) T (O) 及(M-12) / (M-24) + 2! —/ (24) i (12) 及(O) i (M —12) +￡7 ，
/ (36) ，;>/ (12) 卿
且
及(附)二J]ofe^ ， 0S附SM —1
其中M是此OFDM DVB信號中呈現(xiàn)的副載波的總數(shù)，/是代表多徑OFDM DVB
信號的每條分別的路徑的索引，Z是代表信道115的延遲展開的數(shù)字，w是代表介
于兩個選中計算其相關性的信道之間的居間信道的數(shù)量的整數(shù)值，并且
￡{,|2} = CT,2
其中MQ是傳輸信道的第/條路徑在時刻A:的信道沖激響應。
而且，本發(fā)明的實現(xiàn)還可包括以下特征中的一個或更多個。信道估計模塊被配置成在頻域中計算與傳輸信道有關的信道間干擾(ICI)值。信道估計模塊被配置成使用此ICI值來執(zhí)行信道估計。信道估計模塊被配置成在從收到OFDM DVB 信號減去此ICI值之后再執(zhí)行MMSE均衡。信道估計模塊被配置成通過根據(jù)下式估計信道相關性值來計算信道估計
其中K是滿足(^-&)M= m的情形的數(shù)目而M是此OFDM DVB信號中呈現(xiàn)的副載
10波的總數(shù)。估計的信道相關性值根據(jù)下式求平均
》(附)=(1 - / )》(W) +俯(附)，
其中y5是預定的已知參數(shù)。信道估計模塊被配置成使用維特比(Viterbi)解碼器。一般化地，在另一方面，本發(fā)明提供了一種用于計算用來傳送包括使用數(shù)個副載波傳送的含數(shù)據(jù)碼元和導頻碼元的正交頻分復用(OFDM)碼元集的OFDM 數(shù)字視頻廣播(DVB)信號的傳輸信道的信道估計的方法，該方法包括在接收機處經(jīng)由傳輸信道接收OFDM DVB信號；通過對OFDM碼元集執(zhí)行傅立葉變換以產(chǎn)生頻域中的經(jīng)變換碼元集、以及通過使用此OFDMDVB信號中的導頻碼元的子集對這些經(jīng)變換碼元集執(zhí)行最小均方誤差(MMSE)均衡在頻域中計算傳輸信道的信道估計。
本發(fā)明的實現(xiàn)可包括以下特征的一個或更多個。計算信道估計包括通過對每個收到的OFDM碼元集執(zhí)行單次傅立葉變換來計算信道估計。該方法還包括選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率低的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元和使用頻率比此用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率高的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元作為上述導頻碼元子集。該方法還包括選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率低的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元作為上述導頻碼元子集。該方法還包括選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率高的副
載波傳送的N個最靠近的導頻碼元作為上述導頻碼元子集。計算信道估計包括并行地計算一個以上數(shù)據(jù)碼元的信道估計。
而且，本發(fā)明的實現(xiàn)還可包括以下特征的一個或更多個。計算信道估計包括按N等于2并根據(jù)下式來計算感興趣的數(shù)據(jù)碼元的信道估計
) = ^ 》
其中Cp是分別的濾波器系數(shù)，A(m,)是對導頻碼元的上述子集中分別的導頻碼元的
信道估計，而p是導頻碼元的上述子集中分別的導頻碼元的索引值。計算信道估計包括根據(jù)下式計算濾波器系數(shù)-.
其中卿 A(M-12) 24)及(M-36)'
R— i (12) i (O) 及(M-12) ,-24) 2
一 / (24) i (12) i (O) ,-12) +CT ，
陽i (36) i (24) 及(12) T (O) _
且
i (m)^ofe a/ ， o^mSAf-1,
其中M是此OFDM DVB信號中呈現(xiàn)的副載波的總數(shù)，/是代表多徑OFDM DVB
信號的每條分別的路徑的索引，丄是代表信道115的延遲展開的數(shù)字，m是代表介
于兩個選中計算其相關性的信道之間的居間信道的數(shù)量的整數(shù)值，并且
￡{,|2} = cT,2
其中/^(Q是傳輸信道的第/條路徑在時刻A的信道沖激響應。
而且，本發(fā)明的實現(xiàn)還可包括以下特征中的一個或更多個。計算信道估計包括計算與用以傳送此OFDM DVB信號的每個分別的副載波相對應的信道估計。該方法還包括在頻域中計算與傳輸信道有關的信道間干擾(ICI)值。計算信道估計包括使用此ICI值來計算傳輸信道的信道估計。計算信道估計包括在從OFDMDVB 信號減去此ICI值之后再執(zhí)行MMSE均衡。計算信道估計還包括通過根據(jù)下式估計信道相關性值來計算信道估計
其中尺是滿足(^,)^= w的情形的數(shù)目而M是此OFDM DVB信號中呈現(xiàn)的副載波的總數(shù)。計算信道估計還包括根據(jù)下式對估計的信道相關性值求平均
》(附)=(1 - ;0)》(W) +瘋附)，其中々是預定的己知參數(shù)。計算信道估計還包括執(zhí)行維特比解碼。
本發(fā)明的各種方面可以提供以下能力之中的一個或更多個。由DTV信道估計模塊執(zhí)行的計算與現(xiàn)有技術相比能夠有所減少。DTV信道估計模塊的實現(xiàn)成本與現(xiàn)有技術相比能夠有所降低。信道估計可通過對經(jīng)由OFDM DTV信號的每個信道收到的每個碼元使用單次傅立葉變換來執(zhí)行?？稍陬l域中執(zhí)行一維信道估計。可使用經(jīng)由OFDM DTV信號提供的導頻碼元的子集來執(zhí)行最小均方誤差估計?？墒褂?導頻碼元子集(例如，4個)來計算選中信道的信道估計。使用每第三個碼元(在第二最低頻率的副載波處開始)與導頻碼元的聯(lián)合在8KDVB-T/H系統(tǒng)中能得到與使用所有副載波相近的性能。在細閱以下附圖、具體描述、和權利要求書之后，本發(fā)明的這些和其他能力隨同本發(fā)明本身將得到更加全面的理解。
附圖簡述
圖l是傳輸信道的示意圖。
圖2是包括發(fā)射機和接收機的基帶OFDM系統(tǒng)的框圖。圖3是由圖2中所示的發(fā)射機發(fā)射的OFDM幀的示圖。圖4是圖2中所示的接收機的功能要素的框圖。
圖5是在圖2中所示的OFDM傳輸系統(tǒng)中執(zhí)行信道估計的過程的流程圖。具體描述
本發(fā)明的實施例提供用于通過在頻域?qū)⑹褂萌w可用導頻碼元的子集的最小均方誤差(MMSE)均衡與信道間干擾(ICI)估計相組合來進行數(shù)字視頻廣播(DVB) 傳輸?shù)膫鬏斝诺拦烙嫼途獾募夹g。例如，DTV系統(tǒng)包括發(fā)射機和接收機。發(fā)射機產(chǎn)生包括導頻碼元的OFDM信號。發(fā)射機向接收機廣播此OFDM信號。接收機使用頻域MMSE均衡來計算信道估計。MMSE均衡是使用信道相關性信息和 OFDM信號中所包含的導頻的子集來執(zhí)行的。這些信道估計被接收機用來估計發(fā) 射機所發(fā)射的信號。接收機輸出結果所得的與由發(fā)射機向接收機發(fā)射的信號基本相似的信號。其他實施例也落在本發(fā)明的范圍內(nèi)。
參照圖2， OFDM傳輸系統(tǒng)100包括發(fā)射機105和接收機110。系統(tǒng)100包括
用以實現(xiàn)以下所描述的功能的恰當硬件、固件、和/或軟件(包括計算機可讀指令，優(yōu)選為計算機可執(zhí)行指令)。發(fā)射機105和接收機110可被配置成互通各種類型的信息。這里，僅作為示例而非限定，發(fā)射機105是用于DTV信號的發(fā)射機而接收機110是諸如數(shù)字電視或者機頂盒與數(shù)字電視組合之類的DTV接收機。例如，系統(tǒng)100被配置成經(jīng)由天線(圖2中未示出)根據(jù)DVB-T/H標準發(fā)射和接收地面DTV 信號。發(fā)射機105和接收機110由傳輸信道115相鏈接。傳輸信道115是諸如大氣 (在地面廣播的情形中)之類的傳播介質(zhì)，雖然其他傳播介質(zhì)也是可能的(例如，在使用恰當?shù)陌l(fā)射器和接收器的情況下可為電纜)。發(fā)射機105被配置成接收輸入信號120并向接收機110廣播OFDM信號125。傳輸信道115會影響信號125并將其變換成信號130。接收機110被配置成接收信號130并輸出優(yōu)選基本等于信號 125的輸出信號135。
信號125與130的關系可在時域被定義為y,》州x(A;-/) + "(" ， 0《BM-1， (1)
其中乂A:)是信號130， /是(傳輸信道115的)代表時域中的信道抽頭的信道路徑的索引，x(A-Z)是信號125， /^(A)是傳輸信道115的第/條路徑在時刻A:的信道沖激響應(CIR) ， ((^KM-1)是時域中實和虛分量兩者都具有零均值和方差a2 的獨立復數(shù)值隨機高斯變量(例如，加性高斯白噪聲(AWGN))，丄是代表信道 115的延遲展開的數(shù)字，而M是發(fā)射機105所使用的副載波的數(shù)量。CIR WW (os^:-1)可以是對應于不同路徑的具有高斯分布的獨立復數(shù)值隨機變量，其可以代表具有頻率選擇性瑞利(Rayleigh)衰落的信道，其中
(2)
傳輸信道115隨時間的變動可以由值/d7;來表征，其中/d是多普勒頻率而z;是
OFDM碼元集歷時。此外，瑞利衰落過程的功率譜(例如，信號的時間展開(或即信號色散)和/或傳輸信道115的時變行為)可被定義為
WW-/2'
0，其他
(3)
其中時域中的CIR抽頭(例如，多徑信號中的單條路徑的CIR)的相關性可表征為
￡{/^ 2)}=",v0(2《a —& it;/m) ， (4)
其中j。(0是第一類零階貝塞爾函數(shù)
)=l:^r 。 (5)
"0么 WW
發(fā)射機105包括調(diào)制單元140、串-并(S/P)轉(zhuǎn)換器150、處理器155和160、以及并-串(P/S)轉(zhuǎn)換器165。調(diào)制單元140被配置成接收包括信息(例如，代表著視頻圖像的信息)的頻域信號120以及使用若干調(diào)制方案中的一種(或更多種) 調(diào)制信號120。例如，調(diào)制單元140可使用諸如正交相移鍵控(QPSK)、或正交調(diào)幅(QAM)(例如，16QAM或64QAM)等調(diào)制方案將信號120映射至星座，但其他調(diào)制方案也是可能的。調(diào)制方案可以是對每個副載波不同的(例如，一個副載波可以使用16QAM調(diào)制，而另一個使用QPSK調(diào)制)，或者所有副載波可使用相同調(diào)制方案。調(diào)制單元140被配置成輸出可包括復數(shù)數(shù)據(jù)變量的已調(diào)信號145(例如，義(O), ...^(A/-l)，其中M是副載波的數(shù)目(例如，一個OFDM碼元中樣本的數(shù)目)。調(diào)制單元140被配置成將已調(diào)信號145提供給S/P轉(zhuǎn)換器150。 S/P轉(zhuǎn)換器150被配置成將信號145轉(zhuǎn)換成能在并行流上向處理器155提供的并行信息信號 152。并行流的數(shù)目可取決于所實現(xiàn)的DVB系統(tǒng)的類型(例如，2K、 4K、或8K 系統(tǒng))。處理器155被配置成對信號152執(zhí)行快速傅立葉逆變換(IFFT)以將信號145轉(zhuǎn)換成包括輸出碼元x(0), ...,x(M-l)的時域信號157。處理器160被配置成向處理器155所產(chǎn)生的每個輸出碼元的開頭添加循環(huán)前綴并產(chǎn)生信號162。幀x的循環(huán)前綴可復制幀;c-l的一部分，并可被用于減小碼元間干擾(ISI)的影響。P/S 轉(zhuǎn)換器165被配置成將信號162轉(zhuǎn)換成串行傳送信號125。發(fā)射機105被配置成經(jīng) 由天線(圖2中未示出)廣播信號125。盡管發(fā)射機105已被描述為包括多件處理器和硬件，然而發(fā)射機105所提供的功能可被組合在例如具有多個執(zhí)行各自任務的軟件模塊的單塊芯片中。
再參照圖3，信號125包括OFDM幀205，其包括若干OFDM碼元集210。這些OFDM碼元集210中的每一集包括多個由特異的副載波頻率調(diào)制的碼元215。每個OFDM碼元集210包括導頻碼元220、數(shù)據(jù)碼元225、以及TPS碼元227，然而其他配置也是可能的。導頻碼元220包括在這些OFDM碼元集210中的每一集中均由相同副載波頻率調(diào)制的連續(xù)導頻碼元221、和在不同碼元集210中被安設在不同副載波位置上的分散導頻碼元222。各分散導頻碼元222之間的間距為12個碼元位置以使得碼元集中每第12個碼元位置由分散導頻碼元占據(jù)。連續(xù)導頻碼元 221和分散導頻碼元222的出現(xiàn)可能重合(例如，導頻碼元223)。盡管OFDM幀 205在圖3中被示為包括12個OFDM碼元集210，但其他數(shù)量的碼元集210也是可能的。此外，導頻碼元220、數(shù)據(jù)碼元225、及TPS碼元227的放置可以與圖3 中所示的排列不同。
接收機110包括S/P轉(zhuǎn)換器170、處理器175、 180、 185、 190、和191、以及解調(diào)單元200。接收機110被配置成接收信號130并輸出信號135。信號130包括時域信息(例如，碼元乂0)， ...， XA/-1)，其中M是用于傳送信號130的副載波的數(shù)目)。S/P轉(zhuǎn)換器170被配置成接收信號130并將其轉(zhuǎn)換成并行信號172。 S/P 轉(zhuǎn)換器170被配置成使得信號172的并行路徑172!到172n中的每一條包括使用不同副載波頻率傳送的碼元。信號172中并行流的數(shù)目等于每個OFDM碼元集210 中碼元215的數(shù)量，然而其他配置也是可能的。S/P轉(zhuǎn)換器170被配置成向處理器 175提供信號172。處理器175被配置成接收信號172并移除由處理器160所添加的循環(huán)前綴。處理器175被配置成向處理器180提供并行時域信號177。處理器180 被配置成執(zhí)行快速傅立葉變換(FFT)以將時域信號177轉(zhuǎn)換成頻域信號182。處理器191被配置成提供碼元同步，這樣可獲得OFDM時域OFDM碼元集的起始碼元以供在傅立葉變換中使用。
由處理器180所實行的FFT操作可定義為
-c
/=0 rt=0
其中r(m)是信號182， Z(")是信號152， Mw)是在頻域描述的AWGN，而///(m-") 由下式提供
")=士^>,(* m 。 (7)
式(6)可以用向量形式重寫成
i:^h工+^， (8)
其中信道矩陣h的第m行第n列中的元素為:
(9)
/=0
處理器185和190各自被配置成接收由處理器180所提供的信號182。處理器 185被配置成使用由處理器190提供的信息(例如，如下所描述的最終信道估計) 來估計在所選取的調(diào)制方法的星座中樣本的位置。例如，信號182中并行信息流中的每一個包含調(diào)制碼元(例如，16QAM、 64QAM、禾卩/或QPSK)，且處理器185 可使用由處理器190所提供的最終信道估計將這些調(diào)制碼元映射到對應的星座點。盡管接收機110已被描述為包括多件處理器和其他硬件，但由接收機110提供的功能可被組合在例如具有多個提供各自功能的軟件模塊的單塊芯片中。
對于接收機110經(jīng)由信號130從發(fā)射機105接收到的每個OFDM碼元集210，處理器190被配置成
預先計算(或從存儲器取回)Ot-，)的IFFT;
使用初始信道相關性估計、內(nèi)插、以及在信號182中呈現(xiàn)的導頻碼元的子集來計算MMSE濾波系數(shù)；
使用計算出的MMSE濾波系數(shù)實行MMSE信道估計；使用MMSE信道估計的結果和單抽頭均衡器(包含在處理器190中)來估計信號125。
計算傳輸信道115的頻域變動；執(zhí)行ICI消去方案以重新估計發(fā)射的信號125;
使用先前計算出的MMSE系數(shù)對信號130的已從中減去估計的ICI的版本
16實行MMSE均衡；
使用信號125的最終估計和信號130來獲得傳輸信道115的傳遞函數(shù)的估計；
在頻域中估計并更新信道相關性；，更新MMSE濾波系數(shù)；以及
，將最終信道估計(例如，傳遞函數(shù))提供給處理器185。參照圖2和3，處理器190被配置成使用先驗已知的導頻碼元作為已知錨點來用于估計傳輸信道115的特性。接收機110被配置成預期在每個OFDM幀205中的某些頻率和/或時間處有導頻碼元。處理器190被配置成搜索信號130以尋找這些導頻碼元，其已被傳輸信道115所影響(例如，根據(jù)式(l)中所示的傳遞函數(shù))。處理器190被配置成使用在每個OFDM碼元集210中接收到的分散導頻碼元222 的子集(例如，4個)——優(yōu)選為圍繞并且最靠近要估計的碼元215的那些——來計算傳輸信道115的信道估計。例如，為了對碼元245執(zhí)行信道估計，可使用導頻碼元246、 247、 248、和249。對出現(xiàn)在最低和最高頻率副載波(例如，分別為碼元250和碼元255)附近的碼元215的信道估計可使用少于4個導頻碼元來計算。例如，為了計算對碼元253的信道估計，可使用導頻碼元246和247，或者可使用導頻碼元246、 247、 248、和249。盡管導頻碼元子集已被描述為兩個和/或四個分散導頻碼元222，但其他數(shù)量也是可能的。使用分散導頻碼元222的子集，便可在頻域應用MMSE均衡以提供可對快速變化的傳輸信道和/或長傳輸信道使用的信道估計算法。
再參照圖4，處理器190包括模塊300和305、總線310、以及存儲器315。模塊300和305可以是例如在處理器上運行的軟件功能，然而其他配置也是可能的 (例如，分開的數(shù)件硬件)。處理器190被配置成接收對由接收機110所接收到的每一 OFDM碼元集210中每個碼元215的拷貝并將最終信道估計輸出至處理器 185。存儲器315被配置成存儲接收自處理器180的碼元215的拷貝。盡管所示處理器190包括總線310，但其他拓撲結構也是可能的(例如，點對點連接)。處理器191被配置成基于S/P轉(zhuǎn)換器170的輸出計算合需的傅立葉變換窗。例如，處理器191被配置成利用OFDM碼元集的循環(huán)前綴是對在前OFDM碼元集的尾端的重復這一屬性。
模塊300被配置成使用導頻碼元222和內(nèi)插來執(zhí)行初始信道相關。相關性是對基于第二副載波的傳遞函數(shù)的測量能多好地預測出第一副載波的傳遞函數(shù)的度量。兩個副載波之間的相關性值越高指示基于對第二副載波的觀測能預測出第一副載波的行為(例如，傳遞函數(shù))的概率越高。因此，較大的相關性值能夠指示副載波頻率具有彼此非常相似的傳遞函數(shù)，由此準許兩個副載波之間能有較高程度的可預測性。較小的相關性值能夠指示信道是獨立的，由此降低了兩個副載波之間可預測性的程度。模塊300被配置成使用假定的相關性根據(jù)下式來計算兩個副載波之間的初始相關性
丄-1 一/2;r^
A(附)二Zcj/eM， OSm^M—1， (10)
/=o
其中M是副載波的總數(shù)，Z是代表信道115的延遲展開的數(shù)字，而/是(傳輸信道 115的)代表時域中的信道抽頭的信道路徑的索引。式(10)優(yōu)選在接收機110還未接收到在前OFDM碼元集210時(例如，在啟動時)使用，然而式(10)也可在已接收到先前OFDM碼元集210時使用。
對于每個OFDM碼元集210中的每個碼元215，模塊300被配置成確定這4 個最近導頻222的位置。為了選擇離感興趣的副載波最近的四個導頻，模塊300 被配置成選擇副載波索引比感興趣的副載波高的兩個最靠近的分散導頻碼元222，和副載波索引比感興趣的副載波低的兩個最靠近的分散導頻碼元222。例如，為了計算對碼元245的信道估計，模塊300被配置成選擇導頻碼元246和247 (索引比感興趣的副載波低的兩個最靠近的導頻碼元222)并選擇導頻碼元248和249 (索引比感興趣的副載波高的兩個最靠近的導頻222)。
對于"邊緣"副載波(例如，用于傳送介于導頻246與導頻247之間的碼元 215的副載波)，模塊300被配置成在估計過程中使用少于4個導頻。例如，僅有一個導頻碼元222是使用了比碼元253低的頻率副載波傳送的(例如，導頻碼元 246)。同樣，僅有一個導頻碼元222是使用比碼元254高的頻率副載波傳送的，即導頻碼元256 (假定導頻碼元256被認為是"分散"導頻碼元)。模塊300用來計算對邊緣副載波的信道估計的導頻可以是對稱的或非對稱的。例如，為了計算對碼元253的信道估計，可使用導頻碼元246和247;導頻碼元246和248;導頻碼元247和248;或者導頻碼元248和249。替換地，模塊300可被配置成定位出四個(或更多個)將用來估計邊緣副載波的導頻。例如，模塊300可被配置成選擇導頻碼元246、 247、 248和249來計算對碼元253的信道估計。使用比四個少兩個的導頻碼元來估計邊緣副載波可減少在估計過程中使用的計算次數(shù)。
模塊300被配置成為接收機110接收到的每個OFDM碼元集210計算至少12
18集MMSE濾波系數(shù)。每個MMSE濾波系數(shù)集對應居于導頻碼元247與248之間的那些碼元215中的一個，且有一個系數(shù)集對應于導頻碼元248。此外，每個MMSE 濾波系數(shù)集對應于各自的碼元位置(相對于圍繞的分散導頻碼元222而言)。例如，第一MMSE系數(shù)集對應于索引比分散導頻碼元222的索引高出1的數(shù)據(jù)碼元225 (例如，第一 MMSE系數(shù)集對應于碼元260、 270、 280、...)，第二MMSE系數(shù) 集對應于索引比分散導頻碼元222的索引高出2的數(shù)據(jù)碼元225(例如，第二MMSE 濾波系數(shù)集對應于碼元261、 271、 281、...)，第三MMSE系數(shù)集對應于索引比分散導頻碼元222的索引高出3的數(shù)據(jù)碼元225 (例如，第三MMSE系數(shù)集對應于碼元262、 272、 282、...)，等等。這些MMSE系數(shù)集中的一集(例如，第十二集)對應于分散導頻碼元222。模塊300被配置成根據(jù)下式計算這十二個MMSE 濾波系數(shù)集R—'， (11)
其中^是模運算且
其中R優(yōu)選在接收機110每次接收到一個OFDM碼元集210時計算。然而，對于每個接收到的OFDM碼元集210， R也可計算多次。
模塊300被配置成計算與鄰近用于傳送信號125的最高和最低副載波頻率的副載波相對應的增補MMSE濾波系數(shù)。由模塊300所計算的增補MMSE系數(shù)的數(shù) 量取決于導頻碼元220的模式。圖3中所示的OFDM碼元集210對分散導頻碼元 222有四種不同配置。例如，分散導頻碼元222的配置在OFDM幀211與216中，在OFDM幀212與217中，在OFDM幀213與218中，以及在OFDM幀214與 219中是全同的。由處理器190計算的增補MMSE系數(shù)集的數(shù)量可取決于介于最低頻率副載波與最低頻率分散導頻碼元222 (或在最低頻率連續(xù)導頻碼元221與最低頻率分散導頻碼元222重合時是第二最低頻率分散導頻碼元222)之間的數(shù)據(jù)碼元225的數(shù)量。例如，若最低頻率導頻碼元222是使用第四最低副載波傳送的，則計算四個增補MMSE系數(shù)集。若最低頻率導頻碼元222是使用第七最低副載波傳送的，則計算七個增補MMSE系數(shù)集。同樣，由處理器計算的增補MMSE系數(shù)集
i (O)
鵬 i (24) W(36)
i (M-12) i (M-24) ，-36)
, i (M-12) / (M-24)
/ (12) 及(O) W(M-12)
i (24)/ (12) 及(0)
+ cr2I， (12)R =
(12a)
R =
R =
+ o"2I， (12b)
(12c)
(12d)
的數(shù)量取決于介于最高頻率副載波與最高頻率分散導頻碼元222 (或在最高頻率連
續(xù)導頻碼元221與最高頻率分散導頻碼元222重合時是第二最高頻率分散導頻碼元
222)之間的數(shù)據(jù)碼元225的數(shù)量。式12可根據(jù)導頻碼元220的模式而改變。例如，
若是使用兩個導頻碼元220來計算對邊緣副載波的信道估計，則式12可被重寫成
—及(O)及(-s)_ 卿 i (O) _
其中S是用于計算信道估計的導頻碼元220的間距。例如，對于0FDM幀2B，式12可被重寫成
R = p(0) 3)_ 卞(3)復
對于OFDM幀214，式12可被重寫成
—/ (。) / (-6)— —及(6)及(0)—
對于OFDM幀216，式12可被重寫成
-，J (-9)— 及(9) i (O)」
對于OFDM幀217，式12可被重寫成
卿 i (-12)— i (12)i (O) _
盡管模塊300已被描述為計算4、 7、 10、或13個增補MMSE系數(shù)，但也可計算其他數(shù)量的系數(shù)。
使用以上濾波系數(shù)，模塊300被配置成根據(jù)下式計算對感興趣的副載波的信道估計
麵)=^ 》，(13)
其中A(m》是用于傳送選中的導頻碼元220子集(如上所描述地選擇)的副載波的信道估計
麵》=^ 4， (i3a)
并且Cp(m)是對應的MMSE濾波系數(shù)。
模塊300被配置成使用以式(13)獲得的初始信道估計來估計發(fā)射機105所發(fā)射的信號(例如，信號125)。模塊300被配置成使用所有用于發(fā)射信號125的副載波的信道估計來估計發(fā)射機105所發(fā)射的信號。模塊300被配置成根據(jù)下式使用單抽頭均衡來計算信號125的估計
R =
+ ct2I， (12e)i(w) = i^， OSw^M-1， (14)
其中i(m)是發(fā)射信號(這里是信號125)的估計版本，r(m)是信號130的傅立葉變換，并且A(m)是使用式(13)獲得的信道估計。
模塊300被配置成用實際發(fā)射的導頻碼元220代替接收到的導頻碼元并用估計的TPS碼元替換接收到的TPS碼元227。用實際導頻碼元替換接收到的導頻碼元220、以及用估計的TPS碼元替換接收到的TPS碼元227可增加處理器190所計算出的信道估計的準確度。例如，分散導頻碼元247受到傳輸信道115的影響(如上所描述)。然而，接收機110先驗地知道導頻碼元247的值。因此，模塊300 可用導頻碼元247的實際版本來代替導頻碼元247的收到版本。模塊300還被配置成用估計的TPS碼元來替換接收到的TPS碼元227以建立增補的已知參照點。為了用估計的TPS碼元替換接收到的TPS碼元227，模塊300被配置成通過根據(jù)下式取單個OFDM碼元集210中所有TPS碼元的平均來估計TPS碼元227:
y —
yi加—
-1 Z義og〈0。
通過使用替代后的導頻碼元220和經(jīng)平均的TPS碼元227來增加信道相關性計算的準確度就能增加信道估計過程的準確度。因此，模塊300被配置成修正使用式(10)計算出的初始信道相關性值。模塊300被配置成通過根據(jù)下式計算信道估計的另一輪迭代來修正初始信道相關性
々0) = i^， OSw￡M —1， (10
其中iX附)現(xiàn)在是信號125的具有替代后的導頻碼元和替代后的TPS碼元的估計版本。模塊300被配置成用下式計算信道相關性的估計(由此替換式(10)中所作的假定)
其中K是滿足(^-&)m= m的情形的數(shù)目。信道相關模塊300被配置成將存儲在存儲器315中。優(yōu)選將導頻碼元220和TPS碼元227用來計算信道相關性，因為使用這些碼元獲得的信道估計比使用數(shù)據(jù)碼元的更可靠。既先驗已知導頻碼元 220，處理器190就能計算出更準確的信道相關性。例如，處理器190可通過將實際發(fā)射導頻碼元與此發(fā)射導頻碼元的收到版本作比較來計算出(在每個分別的導頻碼元220的具體時間和頻率上)相當準確的信道估計。使用導頻碼元220的相當準確的信道估計，處理器190計算出更準確的信道相關性值的可能性就能更高?？墒?用例如信噪比作為選擇準則來選取其他信道(例如，非導頻或TPS碼元)作為參照點。
信道相關模塊300被配置成根據(jù)下式獲得時域中信道115的估計經(jīng)平均相關
性
》(附)=(1-〃)》(附)+瘋附)，(18) 其中-是用于替換先前相關性估計的一部分的預定已知參數(shù)(例如，1/16、 1/8)。增加用于計算平均信道相關性的碼元集210的數(shù)量便可得到更加平滑和/或更接近實際信道相關性的信道相關性。信道相關模塊300被配置成將》(m)存儲在存儲器305中。
為了執(zhí)行對快速變化的傳輸信道的信道估計，接收機IIO應在信道估計計算中納入ICI。信道間干擾會在傳輸信道115在單個OFDM碼元集210內(nèi)不恒定時發(fā) 生。在MMSE計算中可通過將式(6)重寫成下式來計及ICI:
y(w)=//0;Mr(w)+/c/o)+7v(w) ， os附sm-i， (19)
其中
厶一if 1 M—i 、一/2;r^
士i^(" e; m， (20) 它是特定OFDM碼元內(nèi)平均CIR的FFT，并且
丄-l m-l - C
/C/(m) = Z Zz(柳(w-")eM ， (21)
這是由傳輸信道115中的時變所引起的干擾。
模塊305被配置成通過計及信號130中呈現(xiàn)的ICI來計及快速變化的信道。模塊305被配置成估計信號130中呈現(xiàn)的頻域ICI并將其從估計的信號(例如，) 中扣除。模塊305被配置成假定傳輸信道115在兩個OFDM碼元集210之間的時域變動是線性的，然而也可作出其他假定。使用該假定，模塊305被配置成根據(jù)下式計算當前正接收的OFDM碼元集210的信道估計與先前收到的OFDM碼元集 210的信道估計之間的差
虎斜率(咖5，， (22)
其中Ae是當前OFDM碼元集210的信道估計，Ap是先前OFDM碼元集210的信道估計(例如，從存儲器315取回)，而G是保護區(qū)間的長度，是先驗已知的。伊和A"可如本文中所描述地計算。為了理解信道信道斜率與ICI項之間的關系，將式(6)重新組織成下式是有幫
助的
<formula>formula see original document page 23</formula>
其中》0)包括7V(m)和l^g的余項，其中《是副載波的索引。使用式(23)，模塊
305被配置成根據(jù)下式代表傳輸信道115的沖激響應
<formula>formula see original document page 23</formula>
其中
<formula>formula see original document page 23</formula>
且a,是信道變動的斜率。因此，式(22)可被簡化為
<formula>formula see original document page 23</formula>
其中
<formula>formula see original document page 23</formula>
(即，("？)的IFFT)，其可以是預先計算好的(例如，在接收機110的制造期間被存儲在存儲器中)，且
<formula>formula see original document page 23</formula>
(即，應肖帛是頻域中的信道斜率估計)。模塊305被配置成根據(jù)下式估計CIR斜率
^^，
其中^^^是在頻域中表達的^。模塊305被配置成將計算出的信息提供給模塊 300。
模塊300被配置成使用模塊305所提供的信息(例如，ICI信息)來估計發(fā)射的信號(例如，信號125)。模塊300被配置成通過根據(jù)下式從收到信號(例如，信號130)減去由模塊305提供的ICI信息來估計發(fā)射的信號(例如，信號125):
<formula>formula see original document page 23</formula>
其中g是小整數(shù)(例如，l或2，然而其他整數(shù)也是可能的)。
模塊300被配置成計算式(30)的進一步迭代，這可以改善最終信道估計的性能。模塊300被配置成根據(jù)下式對扣除ICI后的信號執(zhí)行頻域MMSE信道估計
l;i(,勵)j斜率((附+化)。(3i)
《=-2，一
如果需要，可由模塊300和305執(zhí)行ICI消去的增補迭代和/或增補的MMSE均衡。此外，由模塊300使用式(9)計算出的信道相關性可使用式(12)來更新。模塊300被配置成使用式(30)和(31)根據(jù)下式計算最終信道估計
模塊300被配置成將A(m)存儲在存儲器315中。對于每個感興趣的副載波，存儲器315可被配置成使用式(32)向處理器185提供最終信道估計。替換地，存儲器315 可被配置成使得從式(32)獲得的最終信道估計被存儲在存儲器中并由處理器185在需要時取回。使用處理器190提供的信息，處理器185被配置成通過將接收到的各個碼元215映射到對應的星座點(例如，QPSK、 16QAM、或64QAM星座)來計算信號130的最終估計。
在信道估計過程中可使用維特比解碼器來增加計算出的信道估計的準確度并減小副載波間的ICI。例如，模塊300被配置成使用維特比算法來分析式23的輸出。模塊300還被配置成根據(jù)例如DVB-T/H標準將經(jīng)維特比解碼的比特編碼以獲得由星座點所代表的估計的發(fā)射信號(例如，信號125)。模塊300還被配置成使用通過以維特比算法分析例如硬和/或軟判決獲得的信道斜率估計來實行ICI消去。在使用維特比解碼器時，模塊300被配置成使用扣除ICI后的信號來執(zhí)行MMSE 以獲得增補信道估計?？梢允÷缘舸耸褂每鄢齀CI后的信號的MMSE步驟以降低信道估計過程的復雜度。
在操作中，參照圖5，并進一步參照圖2-4，使用系統(tǒng)100來執(zhí)行信道估計的過程400包括所示階段。然而過程400僅是示例性而非限定性的。過程400例如可通過添加、移除、或重新排列各階段來更改。
在階段405，接收機IIO接收由發(fā)射機105經(jīng)由傳輸信道115發(fā)射的信號125 (例如，已被變換成信號130的OFDMDVB-T/H信號)。對于接收機110接收到的每個OFDM碼元集210， S/P轉(zhuǎn)換器170將該OFDM碼元集210轉(zhuǎn)換成并行信號172。每個流(例如，172i到172n)對應于用來經(jīng)由傳輸信道115傳送信號125 的不同副載波。處理器175從S/P轉(zhuǎn)換器170接收信號172。處理器175移除處理器160所添加的循環(huán)前綴。處理器175將信號177提供給處理器180。處理器180
24對信號177執(zhí)行FFT以將其變換成頻域信號182。處理器182將每個OFDM碼元集210提供給處理器185和190。
在階段410，處理器190執(zhí)行初始信道相關性估計。模塊300計算對應接收到的OFDM碼元集210的R并將R存儲在存儲器315中。模塊300使用式(ll)計算至少12個MMSE濾波器系數(shù)集，其中每一 MMSE系數(shù)集對應于數(shù)據(jù)碼元225相對于周圍的導頻碼元320各自的位置。模塊300將MMSE濾波器系數(shù)存儲在存儲器315中。模塊300計算與鄰近用于傳送該信號125的最低和最高頻率的副載波相對應的增補MMSE濾波器系數(shù)。對于幀205，取決于分散導頻碼元222在碼元集 210中的配置，模塊300使用式(11)計算4、 7、 10、或13個增補系數(shù)。
在階段415，模塊300確定將用于計算信道估計的導頻220子集。對于這些數(shù) 據(jù)碼元225和TPS碼元227之中的每一個，模塊300確定在用以傳送受檢視的碼元215的副載波與用以傳送信號125的最低和最高頻率副載波之間是否有至少兩個分散導頻碼元222。若在用以傳送受檢視的碼元215的副載波與最高和最低副載波之間有至少兩個分散導頻碼元222，則模塊300選取四個導頻碼元222用在MMSE 均衡中。例如，模塊300選取副載波頻率比受檢視的碼元215低的分散導頻碼元 222之中最靠近的兩個以及副載波頻率比受檢視的碼元215高的分散導頻碼元222 之中最靠近的兩個。例如，在計算碼元245的信道估計時，模塊300選擇導頻碼元 246、 247、 248、和249。若受檢視的碼元215在用以傳送受檢視的碼元的副載波與用以傳送信號125的最低或最高頻率副載波之間所具有的分散導頻碼元222少于兩個，則模塊300選擇兩個最靠近的(具有較低或較高頻率的副載波的)導頻222。例如，當在決定在計算對碼元253的信道估計時要使用那個導頻222子集時，該模塊選擇導頻碼元246和247。模塊300使用式(13)對受檢視的每個碼元215執(zhí)行 MMSE均衡以獲得對受檢視的每個副載波的初始信道估計。可使用多于或少于兩個的導頻222來計算邊緣信道的估計。
在階段420，模塊300使用式(14)和在階段415中計算出的初始信道估計來計算信號125的估計。模塊300用實際導頻碼元替換估計的導頻碼元。模塊300還通過使用式(15)對受檢視的OFDM碼元集210中的所有TPS碼元227求平均來改善 TPS碼元估計的準確度。模塊300使用信號125的(具有替代后的導頻和TPS碼元的)估計和式(16沐計算傳輸信道115的信道估計。模塊300使用式(17)來計算經(jīng)更新的信道相關性，其被存儲在存儲器315中。模塊300還使用式(18)來計算估計的平均相關性。在階段425，模塊305估計信號130中呈現(xiàn)的頻域ICI并將其從估計的信號(例如，中扣除。模塊305假定兩個OFDM碼元集210之間的時變是線性的并
計算正在接收的OFDM碼元集210的信道估計與先前接收到的OFDM碼元集210 的信道估計之間的差。模塊305使用式(22)計算當前信道估計與在前信道估計之間的差。模塊300使用由模塊305 (例如，或者經(jīng)由總線310直接地，或者通過存儲器315間接地)提供的ICI信息按式(31)用扣除ICI后的估計信號來實行MMSE信道估計。如果需要，可由模塊300和305執(zhí)行ICI消去的增補迭代和/或增補的MMSE 均衡。
在階段430，模塊300計算傳輸信道115的最終信道估計并更新信道相關性。模塊300使用式(32)計算傳輸信道115的最終信道估計。
在階段435，過程190確定接收機110是否已接收到另一 OFDM碼元集210。如果是，則過程400返回階段405。否則，過程400終止。
其他實施例也落在本發(fā)明的范圍和精神實質(zhì)內(nèi)。例如，由于軟件的特質(zhì)，上面描述的功能可使用軟件、硬件、固件、硬布線、或這些之中任何哪些的組合來實現(xiàn)。實現(xiàn)功能的各特征還可物理地位于各種位置，包括是分布式的以使得功能的各部分實現(xiàn)在不同的物理位置。例如，盡管圖4示出數(shù)個模塊，且其各自已被描述為執(zhí)行特定功能，然而由每個模塊所提供的功能性可被組合到單個模塊中和/或被分
成增補模塊。接收機iio可被配置成使用并行處理來基本同時地處理多個信道估
計。盡管存儲器305被示為處理器190的部分，然而其他配置也是可能的(例如，存儲器305可位于處理器185中，或者可經(jīng)由網(wǎng)絡連接定位在遠處)。
參照圖5，過程400可被修改成能容適功率分布隨時間改變的傳輸信道。例如，過程400可包括其中相關是基于當前信道估計、且增補MMSE是在應用ICI消去之前實行的階段。此外，在階段420期間執(zhí)行的MMSE可在階段410期間執(zhí)行，而信道相關性估計可從階段430被移至階段410。
盡管已在DVB-T/H標準——其中用以傳送分散導頻碼元222的副載波的間距為12——的上下文中描述了本發(fā)明，但其他配置也是可能的。例如，本發(fā)明能被適應性修改成與其中用以傳送分散導頻碼元222的副載波的間距為3的傳輸標準一起工作。
盡管處理器190己被描述為使用分散導頻碼元222，但也可使用其他導頻碼元。例如，處理器190可使用連續(xù)導頻221，即使連續(xù)導頻221中選中的一個并不與分散導頻碼元222相重合。例如，參照圖3，碼元250可被用于計算對碼元251的信道估計。然而，使用并不與分散導頻碼元222相重合的連續(xù)導頻碼元221會因為例如向式(11)和(12)中添加增補項而增加處理器190所執(zhí)行的計算的復雜度。
盡管某些值和/或量已被描述為是使用一個或更多個等式來計算的，然而其他配置也是可能的。例如，并不計算具體值，而是可預先計算好該值并從存儲器315 中取回。
盡管本發(fā)明已在數(shù)字電視廣播的上下文中進行了描述，但本發(fā)明也可用在諸如蜂窩通信、衛(wèi)星通信、衛(wèi)星無線電廣播、地面無線電廣播、無線聯(lián)網(wǎng)(例如， WiFi)等其他移動或無線信道中。
此外，盡管本描述涉及本發(fā)明，但本描述也可包括一個以上的發(fā)明。
權利要求
1.一種用于接收包括使用多個副載波傳送的含數(shù)據(jù)碼元和導頻碼元的正交頻分復用(OFDM)碼元集的OFDM數(shù)字視頻廣播(DVB)信號的接收機，所述OFDMDVB信號是經(jīng)由傳輸信道向所述接收機傳送的，所述接收機包括輸入模塊，配置成經(jīng)由所述傳輸信道接收所述OFDM DVB信號；以及耦合至所述輸入模塊的信道估計模塊，配置成通過對所述這些OFDM碼元集執(zhí)行傅立葉變換以產(chǎn)生頻域中的經(jīng)變換碼元集并通過使用所述OFDM DVB信號中的所述這些導頻碼元的子集對所述經(jīng)變換碼元集執(zhí)行最小均方誤差(MMSE)均衡來計算所述傳輸信道的信道估計。
2. 如權利要求1所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊對每個收到的OFDM碼元集執(zhí)行單次傅立葉變換。
3. 如權利要求1所述的接收機，其特征在于，所述導頻碼元子集遠少于所述 OFDM碼元集中所述這些導頻碼元的全部。
4. 如權利要求3所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊被配置成選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率低的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元和使用頻率比用以傳送所述受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率高的副載波傳送的 N個最靠近的導頻碼元作為所述導頻碼元子集。
5. 如權利要求3所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊被配置成選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率高的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元作為所述導頻碼元子集。
6. 如權利要求3所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊被配置成選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率低的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元作為所述導頻碼元子集。
7. 如權利要求1所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊計算與用以傳送所述這些OFDM碼元集中每一集的每個分別的副載波相對應的信道估計。
8. 如權利要求1所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊被配置成并行地計算一個以上所述數(shù)據(jù)碼元的信道估計。
9. 如權利要求4所述的接收機，其特征在于，N等于2并且所述信道估計模塊被配置成根據(jù)下式對所述這些數(shù)據(jù)碼元中的每一個執(zhí)行所述信道估計<formula>formula see original document page 3</formula>其中Cp是分別的濾波器系數(shù)，A(m》是所述這些導頻碼元的所述子集中分別的導頻碼元的信道估計，并且p是所述這些導頻碼元的所述子集中分別的導頻碼元的索引值。
10. 如權利要求9所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊被配置成根據(jù)下式計算濾波器系數(shù)<formula>formula see original document page 3</formula>且<formula>formula see original document page 3</formula>其中M是所述OFDM DVB信號中呈現(xiàn)的副載波的總數(shù)，/是代表多徑OFDM DVB 信號的每條分別的路徑的索引，丄是代表所述信道115的延遲展開的數(shù)字，w是代表介于兩個選中計算其相關性的信道之間的居間信道的數(shù)量的整數(shù)值，并且<image>image see original document page 3</image>其中/2^)是所述傳輸信道的第/條路徑在時刻A:的信道沖激響應。
11. 如權利要求1所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊被配置成在頻域中計算與所述傳輸信道有關的信道間干擾(ICI)值。
12. 如權利要求ll所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊被配置成使用所述ICI值來執(zhí)行所述信道估計。
13. 如權利要求12所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊被配置成在從所述收到的OFDM DVB信號減去所述ICI值之后再執(zhí)行MMSE均衡。
14. 如權利要求1所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊被配置成通過根據(jù)下式估計信道相關性值來計算信道估計其中K是滿足(^-^)M: w的情形的數(shù)目并且M是所述OFDM DVB信號中呈現(xiàn)的副載波的總數(shù)。
15. 如權利要求14所述的接收機，其特征在于，所述估計的信道相關性值是根據(jù)下式求平均的》(附)=(1 - / )》(附)+，其中^是預定的已知參數(shù)。
16. 如權利要求1所述的接收機，其特征在于，所述信道估計模塊被配置成使用維特比解碼器。
17. —種用于計算用來傳送包括使用多個副載波傳送的含數(shù)據(jù)碼元和導頻碼元的正交頻分復用(OFDM)碼元集的OFDM數(shù)字視頻廣播(DVB)信號的傳輸信道的信道估計的方法，所述方法包括在接收機處經(jīng)由傳輸信道接收所述OFDM DVB信號；通過以下動作在頻域中計算所述傳輸信道的信道估計對OFDM碼元集執(zhí)行傅立葉變換以產(chǎn)生頻域中的經(jīng)變換碼元集，以及使用所述OFDM DVB信號中的所述這些導頻碼元的子集對所述這些經(jīng)變換碼元集執(zhí)行最小均方誤差(MMSE)均衡。
18. 如權利要求17所述的方法，其特征在于，計算信道估計包括通過對每個收到的OFDM碼元集執(zhí)行單次傅立葉變換來計算信道估計。
19. 如權利要求17所述的方法，其特征在于，還包括選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率低的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元和使用頻率比用以傳送所述受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率高的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元作為所述導頻碼元子集。
20. 如權利要求18所述的方法，其特征在于，還包括選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率低的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元作為所述導頻碼元子集。
21. 如權利要求18所述的方法，其特征在于，還包括選擇使用頻率比用以傳送受檢視的數(shù)據(jù)碼元的頻率高的副載波傳送的N個最靠近的導頻碼元作為所述導頻碼元子集。
22. 如權利要求17所述的方法，其特征在于，計算信道估計包括并行地計算一個以上所述數(shù)據(jù)碼元的信道估計。
23. 如權利要求17所述的方法，其特征在于，計算所述信道估計包括按N等于2并根據(jù)下式來計算感興趣的數(shù)據(jù)碼元的信道估計麵)=^ 》其中Cp是分別的濾波器系數(shù)，A(m》是所述這些導頻碼元的所述子集中分別的導頻碼元的信道估計，并且p是所述這些導頻碼元的所述子集中分別的導頻碼元的索引值。
24. 如權利要求23所述的方法，其特征在于，計算所述信道估計包括根據(jù)下式計算濾波器系數(shù)<formula>formula see original document page 6</formula>其中<formula>formula see original document page 6</formula>且其中M是所述OFDM DVB信號中呈現(xiàn)的副載波的總數(shù)，/是代表多徑OFDM DVB 信號的每條分別的路徑的索引，丄是代表所述信道115的延遲展開的數(shù)字，m是代表介于兩個選中計算其相關性的信道之間的居間信道的數(shù)量的整數(shù)值，并且其中MQ是所述傳輸信道的第/條路徑在時刻&的信道沖激響應。
25. 如權利要求ll所述的方法，其特征在于，計算信道估計包括計算與用以傳送所述OFDM DVB信號的每個分別的副載波相對應的信道估計。
26. 如權利要求ll所述的方法，其特征在于，還包括在頻域中計算與所述傳輸信道有關的信道間干擾(ICI)值。
27.如權利要求26所述的方法，其特征在于，計算所述信道估計包括使用所述ICI值來計算所述傳輸信道的信道估計。
28. 如權利要求27所述的方法，其特征在于，計算所述信道估計包括在從所述OFDM DVB信號減去所述ICI值之后再執(zhí)行MMSE均衡。
29. 如權利要求17所述的方法，其特征在于，計算信道估計還包括通過根據(jù) 下式估計信道相關性值來計算信道估計其中《是滿足(^-m的情形的數(shù)目并且M是所述OFDM DVB信號中呈現(xiàn)的副載波的總數(shù)。
30.如權利要求29所述的方法，其特征在于，計算信道估計還包括根據(jù)下式對所述估計的信道相關性值求平均》(TW) = (1 _ P)》(W) + y5^(W)，其中々是預定的已知參數(shù)。
31.如權利要求17所述的方法，其特征在于，計算信道估計還包括執(zhí)行維特比解碼。
全文摘要
一種用于接收包括使用多個副載波傳送的含數(shù)據(jù)碼元和導頻碼元的正交頻分復用(OFDM)碼元集的OFDM數(shù)字視頻廣播(DVB)信號的接收機，此OFDM DVB信號是經(jīng)由傳輸信道向接收機傳送的，該接收機包括輸入模塊，配置成經(jīng)由傳輸信道接收OFDM DVB信號；以及耦合至輸入模塊的信道估計模塊，配置成通過對這些OFDM碼元集執(zhí)行傅立葉變換以產(chǎn)生頻域中的經(jīng)變換碼元集并通過使用此OFDM DVB信號中的導頻碼元的子集對這些經(jīng)變換碼元集執(zhí)行最小均方誤差(MMSE)均衡來計算傳輸信道的信道估計。
文檔編號H04L27/26GK101601243SQ200780031981
公開日2009年12月9日申請日期2007年8月27日優(yōu)先權日2006年8月28日
發(fā)明者A·圖滋尼, 馬曉強申請人:高通股份有限公司

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