專利名稱：數(shù)據(jù)符號的時間誤差估計的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種寬帶傳輸系統(tǒng)中的符號時間誤差估計的方法和 系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
本發(fā)明優(yōu)選地用于采用正交頻分復(fù)用(OFDM)的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng) 中，尤其用于數(shù)字視頻廣播(DVB，例如DVB-H、 DVB-T)的無線 應(yīng)用中，但是本發(fā)明也能用于其他的傳輸模式，諸如ISDB-T、 DAB、 WiBro禾卩WiMax。 DVB (例如DVB-H禾卩DVB-T)是已知的用于將 數(shù)字電視內(nèi)容例如引入移動裝置的標(biāo)準(zhǔn)。
這種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)對于符號間干擾(ISI)非常敏感，這是 由符號的正交性的損失引起的。本發(fā)明涉及通過估計符號時間誤差來 進行符號間干擾的補償。
正交頻分復(fù)用模式是這樣一種模式其將幀中的符號流轉(zhuǎn)換為 模塊單元的并行數(shù)據(jù)，然后將并行符號多路傳輸為不同的子載波頻 率。多載波多路傳輸具有以下特性所有載波相對于通常為2n的特 定長度而彼此正交，從而能使用快速傅立葉變換。在接收機端用離散 傅立葉變換(DFT)和在發(fā)射機端用離散傅立葉逆變換(IDFT)來 實現(xiàn)OFDM模式，這通過離散傅立葉變換的正交特性和定義能容易 地獲得。
在寬帶傳輸系統(tǒng)中，對于每個OFDM符號，離散傅立葉逆變換 的輸出之前的循環(huán)擴展(cyclic extension)形成了保護間隔(guard interval)。
圖1示出了保護間隔所保護的OFDM符號的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)。該保護 間隔是由循環(huán)前綴形成的，即所謂的有用部分的最后樣品的復(fù)制處在 有用部分之前。如果沒有多路徑，接收機能在該符號內(nèi)的任意位置選取一個有用數(shù)據(jù)部分大小的窗口，如圖2所示。
保護間隔保護有用數(shù)據(jù)部分，使其免于多路徑失真，以及如果
所選的保護間隔足夠長，則允許單頻網(wǎng)(SFN)。在SFN中，多個 發(fā)射機同時發(fā)射同一信號，以便在接收機端，這些信號能被處理為多 路徑信號。
在多路徑傳播環(huán)境中，發(fā)射信號通過多個路徑到達接收機，每 個路徑可能引入一個不同的延遲、幅度和相位，從而增大了從一個符 號到下一個符號的過渡時間(transition time)。如果過渡時間小于保 護間隔，則接收機能選擇接收符號中不受鄰近符號所引入的任何干擾 影響的部分。
識別有用部分，即OFDM符號中包含最小的鄰近信號干擾(符 號間干擾)的有用數(shù)據(jù)部分是接收機要執(zhí)行的時間同步任務(wù)。這個任 務(wù)對于整體接收機性能是關(guān)鍵的。
時間同步能被分為兩個主要的類別獲取和跟蹤。符號時間獲 取定義了最初發(fā)現(xiàn)正確定時(timing)的任務(wù)。通常，符號時間獲取 被劃分為兩個或多個步驟，其中在第一步驟中，實現(xiàn)粗略的時間同步。 在接下來的步驟中，精確化時間窗口。對于那些連續(xù)的步驟，通常應(yīng) 用用于跟蹤的類似或相同算法。跟蹤定義了在連續(xù)接收過程中不斷調(diào) 整時間窗口以保證時間窗口處于其最佳位置的任務(wù)。
對于OFDM，針對時間跟蹤已經(jīng)進行了很多努力。已知方法能 被分為數(shù)據(jù)輔助跟蹤和非數(shù)據(jù)輔助跟蹤，以及基于pre-FFT或 post-FFT的跟蹤。數(shù)據(jù)輔助跟蹤利用OFDM中的已知符號，例如導(dǎo) 頻符號或前導(dǎo)碼，而非數(shù)據(jù)輔助跟蹤利用信號的相關(guān)特性。
在針對連續(xù)接收的DVB-T中，該標(biāo)準(zhǔn)沒有定義任何的前導(dǎo)碼。 導(dǎo)頻符號包含于多路中，其中該標(biāo)準(zhǔn)定義了在每個12th載波處的所謂 離散導(dǎo)頻，以及定義了在固定載波位置存在的較小數(shù)量的連續(xù)導(dǎo)頻。
如European Telecommunication Standards Institute ETSI EN 300 744 V1.4.1(2001-01)的第27頁中的圖11所述的傳統(tǒng)的功率提高的離 散導(dǎo)頻的傳統(tǒng)插入，參見圖3-現(xiàn)有技術(shù)。
在DFT之后，以及僅僅在已經(jīng)建立了一些粗略時間同步之后，才能獲得那些導(dǎo)頻符號。因此，用于DVB-T/H的大多數(shù)時間同步算 法采用具有循環(huán)擴展的OFDM符號的自相關(guān)性來進行粗略的符號時 間估計，然后依賴于導(dǎo)頻來進行精確時間同步和跟蹤。
在DVB-T中，可選取保護間隔為FFT (或DFT)大小的1/4、 1/8、 1/16或1/32。在大規(guī)模的單頻網(wǎng)(SFN)中，甚至FFT大小的 1/4的保護間隔也能被多路徑充分利用。在一些情況下，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)， 延遲擴展甚至超過了保護間隔。通過每個12th載波處的導(dǎo)頻符號，僅 僅能估計出FFT長度的1/12的時間間隔的信道脈沖響應(yīng)，很明顯這 對于等于或大于1/8的保護間隔來說是不夠的。因此，為了實現(xiàn)針對 等于FFT大小的1/8或更長的保護間隔的可靠時間同步，有必要以用 于估計頻域均衡器所需要的信道傳遞函數(shù)相同或類似的方式來從連 續(xù)符號采集導(dǎo)頻碼。
已知兩個基于post-FFT的時間同步的基本方法都采用信道傳遞 函數(shù)的估計第一個方法計算從一個離散導(dǎo)頻到另一個的平均相位 差，從而估計出信道傳遞函數(shù)的平均斜率。這基于FFT的時域延遲 對應(yīng)于與載波指標(biāo)和時域延遲成正比的相位的特性。因此，在單路徑 信道中，如圖2所表示的時間延遲能從斜率直接估計出來。遺憾的是， 在繁重的多路徑條件下，該技術(shù)不能令人滿意地執(zhí)行。更精確的方法 是通過IFFT將估計的信道傳遞函數(shù)變換回時域，從而獲得信道脈沖 響應(yīng)的估計。之后，對估計的信道脈沖響應(yīng)執(zhí)行能量搜索。
另一個已知的方法僅基于連續(xù)導(dǎo)頻。
已知可代替基于post-FFT的時間同步的方法是進一步改善通常 用于粗略時間同步的基于時域相關(guān)的方法。
如上所述，時間跟蹤對于整體系統(tǒng)性能是至關(guān)重要的。在 DVB-T/H中，缺乏能有助于準(zhǔn)確地估計信道脈沖響應(yīng)的前導(dǎo)碼使得 找到最佳的時間窗口變得困難。
已經(jīng)發(fā)現(xiàn)一些利用自相關(guān)性的基于pre-FFT時域的時間跟蹤技 術(shù)需要相對長的平均時間來產(chǎn)生適當(dāng)?shù)慕Y(jié)果。另一個缺點是在已經(jīng)獲 得信號之后在接收機的其他位置不需要那些類型的計算。另外，繁重 的多路徑下的性能總是不理想。上述介紹的基于post-FFT的方法也有缺點。如上所述，已經(jīng)發(fā) 現(xiàn)采用信道傳遞函數(shù)的斜率的平均值的估計的簡單方法(盡管在具有 低延遲擴展的信道中給出了令人滿意的結(jié)果)在如在SFN中能經(jīng)歷 的繁重的多路徑條件下不能給出適當(dāng)?shù)慕Y(jié)果。實驗已經(jīng)顯示該方法不 能經(jīng)得起單頻網(wǎng)中的保護間隔應(yīng)用的測試。
到目前為止最具魯棒性的技術(shù)看起來是基于IFFT的方法，該方
法根據(jù)估計信道傳遞函數(shù)計算出信道脈沖響應(yīng)。然而，該方法也是計 算量最大的方法，需要額外的存儲器。采用這種類型的算法時需要克 服的問題是由于當(dāng)采集多個符號時每隔兩個載波間隔的離散導(dǎo)頻而 導(dǎo)致的1/3 FFT長度之后的信道脈沖響應(yīng)的重復(fù)俘獲。重復(fù)俘獲可能 使識別信道脈沖響應(yīng)的開始或結(jié)束變得困難。當(dāng)脈沖響應(yīng)的能量分布 于大的時間間隔上時，在嘈雜的環(huán)境中識別脈沖響應(yīng)也是困難的。 為移動接收設(shè)計的DVB-H給符號時間同步算法施加了另外的
挑戰(zhàn)
(1) 在移動環(huán)境中，信道的相干時間較低，即信號更易隨時間變化。
(2) DVB-H利用了時間分片技術(shù)。在時間分片技術(shù)中，數(shù)據(jù) 以脈沖串來傳輸，以允許接收機在脈沖串之間關(guān)閉。然而，允許接收
機節(jié)省大量的能量消耗的這個特性也意味著在脈沖串之間不能對信 道進行跟蹤。
作為優(yōu)點，用于DVB-H的時間跟蹤算法基本上必須比用于 DVB-T的時間跟蹤算法要快。
為了描述這些挑戰(zhàn)，考慮了如在測試情況中使用的兩路徑模型 的以下示例。
圖4分別示出了傳統(tǒng)的兩路徑模型在兩個時刻tl和t2的幅度。 兩個路徑是由0.9倍的保護間隔持續(xù)時間Tg分割開的。在時刻tl， 第二路徑由于衰落實際上是看不見的。實際上，第一路徑可能源于一 個發(fā)射機，而第二路徑源于另一個發(fā)射機。兩個發(fā)射機在同頻網(wǎng) (SFN)上同時發(fā)射相同的信號。在時刻tl，第二路徑是看不見的， 這是由于它能被障礙物阻擋(陰影衰落)，或該路徑實際上是tl時刻破壞性增加的多路徑的疊加(快衰落)。鎖定到在時刻tl經(jīng)過該 信道的接收信號的接收機僅僅看到了第一路徑，并可能僅將該路徑集 中到保護間隔中間。如果接收機與信號同步來接收時間分片的脈沖 串，則該接收機基本上沒有任何信道歷史記錄可以依賴。
當(dāng)經(jīng)過一段相對短的時間，例如兩個10ms之后，出現(xiàn)第二路徑， 接收機必須迅速地重新調(diào)整符號定時，并且把兩個路徑都放入保護間 隔中，以便在有用部分中不會產(chǎn)生符號間干擾。
同樣地，還可行的是在時刻tl，第一路徑衰落，并且接收機 最初鎖定在第二路徑上。
該示例示出尤其是在靜止或準(zhǔn)靜止環(huán)境中，DVB-H的符號時間 跟蹤要求比連續(xù)接收的符號時間跟蹤要求要嚴(yán)格的多。
對于DVB-T，經(jīng)常被爭論的是，能降低基于IFFT的方法的計算 量，這是由于能以較低速度完成符號時間跟蹤，因此不必針對每個接 收到的符號來計算IFFT。在移動DVB-T,即隨時間快速變化的信道 和快速重新獲取次數(shù)以降低接通時間和因此降低功耗的環(huán)境中，這種 假設(shè)不成立。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是描述一種用于估計符號時間誤差來避免符號間 干擾的新方法和系統(tǒng)。
根據(jù)本發(fā)明，通過本發(fā)明第一方面給出的特征的用于在寬帶傳 輸系統(tǒng)中估計符號時間誤差的方法和本發(fā)明第二方面給出的特征的 用于在寬帶傳輸系統(tǒng)中估計符號時間誤差的系統(tǒng)來解決這個問題。
在從屬權(quán)利要求中給出了有利的實現(xiàn)方式。
本發(fā)明的關(guān)鍵方面是采用每個接收到的符號中的預(yù)定周期， 基于符號間的相關(guān)性來確定數(shù)據(jù)符號流中的離散傅立葉變換模塊的 輸入信號的時間誤差信號。接收到的符號(例如實際符號、先前符號 或后續(xù)符號)的DFT或FFT的輸入信號的多個樣本被選擇作為所述 符號的不同部分(例如所述符號的結(jié)束部分和中間部分)的預(yù)定周期。 在時域中，基于所述符號的所述不同部分的所選樣本的符號間干擾來
10確定時間誤差值。
更具體地，在寬帶傳輸系統(tǒng)的接收機中，設(shè)立了符號時間誤差 估計器。優(yōu)選的符號時間誤差估計器包括一個單元和一個緩沖器，該 單元用于選取離散傅立葉變換的輸入信號的接收到的符號的不同部 分的多個樣本，該緩沖器用于存儲所述符號(例如實際符號、先前符 號或后續(xù)符號)的不同部分的所選樣本。而且，相關(guān)符號的不同部分 的這些所選樣本與所述相關(guān)符號的同樣的不同部分的被緩沖的所選 樣本進行逐元素復(fù)共軛相乘。對于所述相關(guān)符號的第一部分，與來自 時移向量的對應(yīng)向量逐元素復(fù)共軛形成的第一向量被累加為第一平 均總和信號。對于所述相關(guān)符號的第二部分，與來自時移向量的對應(yīng) 向量逐元素復(fù)共軛相乘的第二向量被累加為第二平均總和信號。所述 平均總和信號的實數(shù)部分的差值表示時間誤差值。時移對應(yīng)于保護間 隔長度。
因此，本發(fā)明提供了一種用以快速獲取和連續(xù)跟蹤OFDM信號 的定時的具有魯棒性的方案。在優(yōu)選實施例中，使用時間誤差估計器 所確定的時間誤差值來調(diào)整，尤其是前移或推后快速傅立葉變換選擇 窗口 ，或者在使用采樣速率轉(zhuǎn)換器的情況下增大或減小采樣轉(zhuǎn)換器中 的采樣轉(zhuǎn)換速率，或者在使用模數(shù)轉(zhuǎn)換器的情況下，增大或減小模數(shù) 轉(zhuǎn)換器中的采樣速率。
換句話說本發(fā)明是一種新的用來在時域上對符號進行時間跟
蹤的非數(shù)據(jù)輔助方法。符號時間誤差估計器和用來估計符號時間誤差 的方法是基于時域的。
基于新的非數(shù)據(jù)輔助標(biāo)準(zhǔn)，本發(fā)明關(guān)注數(shù)據(jù)調(diào)制OFDM信號的 符號時間同步，OFDM信號使用循環(huán)前綴(或后綴)來保護符號不 受符號間干擾的影響。由于基本上所有的OFDM系統(tǒng)利用該方法， 并且該標(biāo)準(zhǔn)是非數(shù)據(jù)輔助的，所以本發(fā)明適于更廣泛的基于OFDM 的系統(tǒng)。本發(fā)明適于具有任意FFT長度(大的FFT大小會產(chǎn)生更小 噪聲的估計)以及最實用的保護間隔(至少從1/32至1/2)的OFDM。
本發(fā)明利用一種新的標(biāo)準(zhǔn)，其產(chǎn)生一個與發(fā)生的符號間干擾成 正比的值作為絕對值，并且將朝什么方向調(diào)整定時作為其符號。這樣
11的話，接收機能調(diào)整其定時，以便將接收到的符號的符號間干擾降到 最小。誤差估計本身沒有偏差。
本發(fā)明傳輸符號定時的誤差信號，該誤差信號能被用于傳統(tǒng)的 跟蹤環(huán)路中調(diào)整時間窗口，從而為解調(diào)器選取最佳的樣本向量。與傳
統(tǒng)的跟蹤環(huán)路結(jié)合的本發(fā)明的性能預(yù)計與基于IFFT的信道脈沖相應(yīng) 估計方法的性能(如果不超過)相當(dāng)。甚至當(dāng)路徑之間的延遲超過了 保護間隔持續(xù)時間時，該標(biāo)準(zhǔn)在包括SFN的單路徑和多路徑環(huán)境中 也能產(chǎn)生良好的結(jié)果。當(dāng)脈沖響應(yīng)分布在保護間隔內(nèi)的很長持續(xù)時間 上時，其也能產(chǎn)生良好的結(jié)果。
誤差信號是從FFT的輸入信號得到的，并且考慮了在前、實際 或后續(xù)符號的FFT輸入。因此，本發(fā)明是僅僅基于pre-FFT的。
計算復(fù)雜性和存儲器要求與簡單的斜率估計方法相當(dāng)。不需要 目前最常用的額外的IFFT。
本發(fā)明的時間跟蹤算法能很好地映射到標(biāo)準(zhǔn)的數(shù)字信號處理器。
存在不同的實現(xiàn)變型，于是跟蹤環(huán)路能適應(yīng)于應(yīng)用的實現(xiàn)和性 能需要。
而且，可以將這些實現(xiàn)變型結(jié)合起來提高性能。 如果正確地選擇參數(shù)，本發(fā)明的跟蹤環(huán)路的跟蹤范圍是FFT大 小樣本到保護間隔的左側(cè)或右側(cè)的1/2 (相當(dāng)于Tu/2的持續(xù)時間)。 在FFT大小樣本的1/4 (相當(dāng)于Tu/4的持續(xù)時間)的范圍內(nèi)，由時 間誤差估計器獲得的平均誤差信號幾乎與實際的時間誤差成正比，從 而使該時間估計器對于傳統(tǒng)的跟蹤環(huán)路實現(xiàn)是理想的。該時移對應(yīng)于 保護間隔的長度。
根據(jù)均衡器的實現(xiàn)方式(不是本發(fā)明的主題)，可能需要信道
傳遞函數(shù)的平均斜率的補償。通過在頻域中與具有線性增大或減小相 位的向量進行的相乘，或者通過循環(huán)移位FFT的輸入向量能完成斜 率的補償。通過包括校正因數(shù)，本發(fā)明能夠處理已經(jīng)循環(huán)移位的FFT 輸入的FFT輸出。因此，本發(fā)明還非常適于利用循環(huán)的FFT輸入向 量移位技術(shù)的接收機結(jié)構(gòu)。所述的時域符號時間誤差估計器，其根據(jù)通過循環(huán)移位FFT的
輸入向量而基于符號的不同部分的所選樣本的符號間干擾來確定時 間誤差，這種時域符號時間誤差估計器比頻域符號時間誤差估計器允 許更少的計算量。相比之下，時域符號時間誤差估計器的更大內(nèi)存需
要是可以忽略的。而且，頻域符號時間誤差估計器利用FFT的濾波 特性，以及如果接收機依賴FFT來降低殘留鄰近信道干擾，則其對 于相鄰信道干擾沒有時域符號時間誤差估計器敏感。兩種符號時間誤 差估計器，在之前提出并且有助于本專利申請的專利申請(amtliches Aktenzeichen von Invention Disclosure #298172 einfiigen)中所述的步頁 域符號時間誤差估計器和在此所述的時域符號時間誤差估計器具有 相同的數(shù)學(xué)背景，并且都具有令人滿意的特性。


圖1示出了保護間隔所保護的OFDM符號的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)，
圖2示出了傳統(tǒng)的FFT窗口中的時間延遲的示意圖，
圖3示出了傳統(tǒng)的功率提高的離散導(dǎo)頻的傳統(tǒng)插入的示意圖，
圖4分別示出了傳統(tǒng)的兩路徑模型在兩個時刻tl和t2的幅度，
圖5示出了用于寬帶傳輸系統(tǒng)的接收機的優(yōu)選實施例的框圖，
圖6示出了接收機的符號時間誤差估計器的優(yōu)選實施例的框圖，
圖7示出了用于時間跟蹤DLL的適當(dāng)環(huán)路濾波器的實施例的框
圖，
圖8用示例示出了保護間隔1/4、FFT大小為2048和SNR為10犯
的單個路徑的S曲線圖，
圖9用示例示出了根據(jù)圖7的S曲線的加權(quán)函數(shù)圖，
圖10A到圖IOD示出了相對于接收到的符號的有用數(shù)據(jù)樣本的
FFT窗口的不同位置以及在符號間干擾的情況下兩個連續(xù)的向量之
間的相關(guān)性。
標(biāo)號列表1接收機；2頻率誤差校正單元；3采樣速率轉(zhuǎn)換 器；4窗口選擇和保護間隔去除單元；5FFT單元；6符號時間誤差 估計器；6.1樣本選擇模塊；6.2樣本選擇模塊；6.3緩沖模塊；6.4緩沖模塊；6.5常數(shù)相乘模塊；6.6常數(shù)相乘模塊；6.7實數(shù)部分； 6.8實數(shù)部分；6.9求和模塊；6.10求和模塊；6.11差值模塊；7公 共相位誤差估計器；8公共相位誤差校正單元；9頻率跟蹤單元； 10均衡器；11信道估計器；12外部接收機；12.1至12.7外部接 收機的功能模塊；13環(huán)路濾波器；13.1相乘模塊；13.2連續(xù)積分 模塊；13.3求和模塊；13.4延遲模塊；13.5數(shù)字轉(zhuǎn)換器；13.6求
和模塊
具體實施例方式
為了詳細描述如何使用本發(fā)明，首先，考慮典型的DVB-T/H接收機。
圖5示出了典型的DVB-T/H接收機1的框圖。為了簡單起見， 未示出基于post-FFT的獲取的電路。通常通過控制頻率誤差校正單 元2中的數(shù)字移頻器來對由模擬前端、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和另外 的數(shù)字濾波器電路提供的數(shù)字IQ輸入IN進行進一步頻率誤差校正。
然后，通過采樣速率轉(zhuǎn)換器3 (SRC)饋送校正信號，其中采樣 速率轉(zhuǎn)換器3 (SRC)能校正發(fā)射機和接收機ADC之間的采樣頻率 偏移。采樣速率轉(zhuǎn)換器3可選擇性地包括另外的抽取和低通濾波。
在對頻率和采樣頻率時鐘偏移進行校正之后，對于每個接收到 的符號，使用用于窗口選擇和去除保護間隔Tg的單元4。更具體地， 選取FFT大小樣本的向量。在該向量上，在FFT單元5中執(zhí)行FFT。
根據(jù)接收機的實現(xiàn)方式，需要去除殘留公共相位誤差(CPE)。 通常，從多路提取連續(xù)導(dǎo)頻，并且在單元7中使用這些連續(xù)導(dǎo)頻來估 計公共相位誤差，從單元7能獲得適當(dāng)?shù)墓烙?。然后在CPE校正單 元8中使用這個估計來校正FFT單元5的輸出端的公共相位誤差。
在頻率跟蹤電路9中，能進一步使用估計公共相位誤差來跟蹤 任何的殘留頻率偏移以控制頻率誤差校正模塊2。
對于連續(xù)的處理，必須通過均衡器IO來去除CPE校正符號中的 由信道所增加的損壞。通常使用從多路提取的離散導(dǎo)頻，從信道估計 器11獲得信道傳遞函數(shù)(CTF)的估計。通常，通過在時域和頻域
14對來自基于離散導(dǎo)頻的估計的信道進行內(nèi)插，來獲得信道估計。
然后，校正的OFDM符號和估計的信道傳遞函數(shù)被傳輸?shù)酵獠?接收機12。然后，外部接收機12執(zhí)行符號去映射、符號和位去交織、 解壓縮(Depuncturing)、通常由Viterbi處理器進行的巻積解碼、外 部(Forney)去交織、Reed-Solomon解碼，以及最后的去隨機(解 密)來傳送MPEG傳輸流(MPEG-TS)。因此，外部接收機12包括 多個傳統(tǒng)的功能模塊或單元12.1至12.7。
如圖4所示，在本發(fā)明的公開中所述的建議的時間跟蹤算法使 用FFT單元5的輸入或用來進行窗口選擇和去除保護間隔Tg的單元 4的輸出，其中FFT單元5與用于對窗口選擇單元4或采樣速率轉(zhuǎn)換 器3進行符號時間控制的符號時間誤差估計器6連接。這與使用離散 導(dǎo)頻或信道傳遞函數(shù)CTF估計的其他已知技術(shù)相反。
圖6示出了建議時間跟蹤算法的可行的實現(xiàn)方式的框圖，其中 重點是發(fā)明的符號時間誤差估計器6。符號時間誤差估計器6得到接 收到符號的FFT單元5的輸入樣本。
對于時間誤差估計，僅僅包含載波的FFT的輸入樣本才是有用的。
具體地，提供了兩個單元6.1和6.2，這兩個單元選取所述接收 到的符號的不同部分的多個樣本。例如，選擇先前符號末端的樣本和 該符號的中間部分的樣本。為了降低計算復(fù)雜性，還可以僅僅選擇那 些載波的子集。然而，僅選擇載波的子集會損壞噪聲器誤差估計，并 且需要較小的環(huán)路濾波器帶寬來處理類似的時間抖動。這是否能被容 忍取決于所需的跟蹤收斂時間。載波集或者子集應(yīng)該是順序的。
所述兩個單元6.1和6.2是多路分配器。第一多路分配器6.1將 大小為N的接收到的符號的向量選擇為4個部分刪除由FFT輸入 信號的接收到的符號的最初NG個樣本組成的第一部分，其中NG對 應(yīng)于保護間隔的大小。將由L個樣本組成的第二部分傳輸?shù)綄@L 個樣本進行緩沖的第一緩沖器6.3。大小為N-2L-NG的第三部分也被 刪除。最后，長度為L的最后部分被傳輸?shù)降诙彌_器6.4。
第二多路分配器6.2將大小為N的相同輸入向量選擇為4個不第一部分被傳輸?shù)降谝怀朔ㄆ?.5，
第一乘法器6.5將L個這些樣本與來自第一緩沖器6.3的緩沖樣本的 復(fù)共軛進行相乘，在用于總和計算的第一單元6.9中，從這些乘積計 算出經(jīng)過結(jié)果的實數(shù)部分6.7的第一總和。刪除N-2L-NG個樣本的 輸入向量的第二部分。由接下來的L個樣本組成的第三部分被傳輸 到第二乘法器6.6，第二乘法器6.6將L個這些樣本與第二緩沖器6.4 的L個緩沖樣本的復(fù)共軛進行相乘，在用于總和計算的第二單元6.10 中，從這些乘積計算出經(jīng)過結(jié)果的實數(shù)部分6.8的第二總和。在單元 6.9和6.10中進行的總和計算通常被稱為"積分陡落(integrate and dump)"。最后，刪除長度為NG的最后一個部分。
在用于差值計算的單元6.11中，計算出第一總和與第二總和之 間的差值，從而形成誤差信號s。誤差信號e被傳輸?shù)絺鹘y(tǒng)的環(huán)路濾 波器13，該傳統(tǒng)的環(huán)路濾波器13具有低通特性，其輸出對窗口選擇 單元4進行控制。另外的環(huán)路濾波器能對該輸出進行濾波來控制采樣 速率轉(zhuǎn)換器3。
更具體地，數(shù)字FFT輸入信號的向量x和y之間的誤差信號e 的校正值是通過將它們的元素x 和y 6wJ ， 0《m《iV-l的乘積 求和來進行計算的，其中7V是向量的長度(對于OFDM為FFT的長 度)
由于循環(huán)前綴是最后樣本的相同復(fù)制，如果評述校正，則將僅 需要評述向量x和y的實數(shù)部分Rx， Ry。
針對符號時間跟蹤，確定符號間干擾(ISI)的發(fā)生。另外對于 符號間干擾的發(fā)生，確定FFT窗口是向前位移還是向后位移。
為了將源于FFT窗口的向前位移的符號間干擾和源于FFT窗口 的向后位移的符號間干擾分隔開，校正函數(shù)被劃分為兩個局部校正。
由于窗口向前位移而導(dǎo)致的符號間干擾能被估計為以下形式
16& =叫2& [『'
由于窗口向后位移而導(dǎo)致的符號間干擾能被估計為以下形式:
其中L是定義跟蹤范圍的常數(shù)，e代表較前的時間誤差估計，1 代表較后的時間誤差估計。利用這兩個測量結(jié)果，通過計算向前時間 誤差估計和向后時間誤差估計的實數(shù)部分之間的差值，能以與符號時
間誤差信號e相似的方式來定義符號時間誤差估計器6，其中誤差標(biāo)
準(zhǔn)S簡單表示為
為了關(guān)閉跟蹤環(huán)路，符號時間誤差值s被饋送到環(huán)路濾波器13， 其中環(huán)路濾波器13執(zhí)行另外的求平均值來降低符號時間誤差值s的 噪聲。跟蹤環(huán)路的設(shè)計是簡單的。在圖7中描述了環(huán)路濾波器13的 可行實施例。
在圖7中，來自時間誤差估計器6的符號時間誤差值￡首先在 相乘模塊13.1中與積分常數(shù)Ki相乘。該常數(shù)確定了環(huán)路濾波器帶寬。 該乘積在具有求和模塊13.3和延遲模塊13.4以及在具有求和模塊 13.6的數(shù)字轉(zhuǎn)換器13.5的連續(xù)積分電路13.2中進行累加。具體地講， 將相乘模塊13.1的輸出信號加到由記為Z"的單值延遲元件所賦值 (enable)的所有先前累加值的和中。被累加的值還被提供給包含零 值的數(shù)字轉(zhuǎn)換器13.5。如果總和超過了一個或多個整數(shù)，則將該整數(shù) 作為推后/前移信號提供給保護間隔/時間窗口控制模塊4,以在采樣 速率轉(zhuǎn)換器3中對進入的樣本流前移或推后整數(shù)個樣本。同時，從環(huán) 路濾波器13中累加的值中減去該整數(shù)值。
以類似的方式，通常使用二階或高階環(huán)路濾波器能估計時間漂 移。然后能使用該時間漂移估計來調(diào)整采樣速率轉(zhuǎn)換器3的采樣速率 轉(zhuǎn)換因數(shù)。在該部分的剩余部分，描述時間誤差估計器6的性能。
圖8示出了從對100個連續(xù)的OFDM符號進行模擬所獲得的可 能S曲線，其中信道為單路徑信道。FFT大小為2048樣本，保護間 隔為1/4。在該示例中，常數(shù)L如下定義了跟蹤范圍L=(N-Nc)/2。 用10dB的SNR增加了高斯白噪聲。該S曲線顯示了對所有100個 符號進行平均的結(jié)果。通過模擬符號時間誤差值s，獲得了時間偏移 t的S曲線，其中在樣本中定義了t，以及t=0意味著對OFDM符號 的第一樣本進行FFT計算，即循環(huán)前綴完全地包括在FFT的輸入向 量中。S曲線表示對于從0至511的偏移量t，符號時間誤差值s實 阮卜先f)-針干魚路^佶憎承說.對干忟個^T闈.、》有出現(xiàn)符號間干
擾，因此，對于這個范圍，無需調(diào)整FFT窗口。
對于負(fù)的t，接收機1經(jīng)受來自先前符號的符號間干擾。符號時 間誤差值S變?yōu)樨?fù)的，來通知跟蹤電路將接收到的樣本流推后。對于 超過保護間隔持續(xù)時間的t,接收機1經(jīng)受了來自后續(xù)符號的符號間 干擾。在這種情況下，符號時間誤差值S變?yōu)檎模瑏硗ㄖ欕娐?將接收到的樣本流前移。
與將校正函數(shù)劃分為不同部分的方式不同，描述時間誤差值S 的相同數(shù)學(xué)方式是
其中Wf)nj是加權(quán)函數(shù)，對于0《/ <TZ，該加權(quán)函數(shù)為正；對于 A^K《/ <7\HVe，該加權(quán)函數(shù)為負(fù)；以及m為其他值時，該加權(quán)函數(shù) 為0。對于如使用的Z二"HVj/么產(chǎn)生圖8所述的S曲線。圖9示出 了加權(quán)函數(shù)MYm卩的可能圖形。
能通過循環(huán)巻積如下在數(shù)學(xué)上表示循環(huán)移位向量^—h
f)w」=x*卩附」 5 + 」
其中吖 =
1 m=0, 0 m#0因此，時間誤差值S能被表示為:
利用所謂的帕斯法爾定律:
Zx(m)/0) = :^XO)r(m)
其中，X(m)和Y(m)分別是x(m)和y(m)的傅立葉表示。能夠獲得 用于時間誤差值e的頻域表示
由于MYmJ是相對低的帶寬，所以H^^中的大多數(shù)能量都位于零載 波附近，而且，由于u^^的平均值為0，所以W(O)-O。因此，能將時 間誤差值s進行如下近似-
這將導(dǎo)致在提交的申請EP05112274.5中所述的方法和設(shè)備。
圖10A到圖10D示出FFT窗口相對于接收到的符號的有用數(shù)據(jù)
的不同位置，以及在符號間干擾的情況下的兩個連續(xù)向量之間的相關(guān)性。
上述的發(fā)明允許通過獲得所述時間誤差值s的無偏估計來測量符 號間干擾。估計時間誤差值s的符號表示需要向哪個方向調(diào)整FFT窗 ID。
圖IOA到圖IOD示出FFT窗口相對于接收到的符號和所選樣本 的不同位置。在圖IOA中，F(xiàn)FT窗口有點向后，這意味著在每個符 號中都包括下一個符號的一些樣本。在圖10B中示出了 FFT窗口的 非常向后位移。注意，循環(huán)前綴是OFDM符號的最后樣本的相同復(fù)制，可以看出，在FFT窗口選取向后的情況下，在兩個連續(xù)的窗口 中包括相同的樣本，即第k窗口的樣本向量Xk包含一些樣本，這些 樣本與向量xw中包含的一些樣本相同。在FFT窗口向后位移的情 況下，向量Xk和x^包含被校正的樣本。通過用包含保護間隔長度 的多個樣本將中的元素循環(huán)旋轉(zhuǎn)到左側(cè)，相關(guān)的樣本將處于相同
的位置，即在向量Xk的右側(cè)部分，并且循環(huán)旋轉(zhuǎn)的向量x^從該向 量的末端開始減去保護間隔的長度后接近該向量的開始端。相關(guān)樣本 的數(shù)量隨著FFT窗口位移量到達保護間隔的長度而增加。之后，xk
中的相關(guān)樣本模塊和循環(huán)旋轉(zhuǎn)的向量Xk.i開始向左移位。
在圖10C中，F(xiàn)FT窗口有點太向前，這意味著在每個符號中都 包括前一符號的幾個樣本。圖IOD示出了 FFT窗口的非常向前位移。
可以看出，在這些情況下，在Xk的左側(cè)部分和循環(huán)旋轉(zhuǎn)的向量Xk.i
中存在相關(guān)樣本。
如上所述，盡管建議將本發(fā)明用于DVB-T/H的環(huán)境，但是本發(fā) 明不僅僅限于DVB-T/H，而是適于更廣泛的OFDM系統(tǒng)，其包括 DAB、 ISDB-T、 DMB-T和其他可能，例如ADSL/VDSL中，或者是 用于即將到來的WiBro和WiMax標(biāo)準(zhǔn)。
20
權(quán)利要求
1. 一種用于估計寬帶傳輸系統(tǒng)中的符號時間誤差的方法，其包括采用每個接收到的符號中的預(yù)定周期，基于符號間相關(guān)性來確定數(shù)據(jù)符號流中的離散傅立葉變換模塊(5)的輸入信號的定時誤差信號，選擇符號的不同有用數(shù)據(jù)部分的多個樣本作為預(yù)定周期，基于所述符號的不同部分的所選樣本的符號間干擾來確定時間誤差值(ε)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，包括 使用先前符號、后續(xù)符號或?qū)嶋H符號來選擇多個樣本。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其中時間誤差值(s)的確 定包括在循環(huán)擴展的傅立葉逆變換之前，在發(fā)射機中，為每個符號復(fù) 制所選樣本作為輸出信號間隔的前循環(huán)擴展或后循環(huán)擴展。
4. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任一權(quán)利要求所述的方法，其中執(zhí)行離散傅立葉變換的所選樣本的數(shù)量等于離散傅立葉變換的 長度。
5. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任一權(quán)利要求所述的方法，其中在執(zhí)行所選數(shù)量的樣本的離散傅立葉變換之前對先前符號末端的樣本的第一向量進行緩沖，對先前符號的中間部分的樣本的第二向量進行緩沖，第一向量與來自實際符號的時移向量的對應(yīng)向量進行逐元素復(fù)共軛相乘，第二向量與來自所述實際符號的時移向量的對應(yīng)向量進行逐元素復(fù)共軛相乘，計算進行了逐元素復(fù)共軛相乘后的第一向量的第一平均總和信號，計算進行了逐元素復(fù)共軛相乘后的第二向量的第二平均總和信號，計算第一平均總和信號的實數(shù)部分和第二平均總和信號的實數(shù) 部分之間的差值的誤差值。
6. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任一權(quán)利要求所述的方法，包括 通過使用不同的樣本移位因數(shù)來確定多個單獨的時間誤差值(S)。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，包括通過對各個時間誤差值(e)求和來確定組合時間誤差值。
8. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任一權(quán)利要求所述的方法，包括 使用確定的時間誤差值(S)來調(diào)整定時。
9. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任一權(quán)利要求所述的方法，包括 使用確定的時間誤差值(S)來調(diào)整，尤其是前移或推后快速傅立葉變換選擇窗口。
10. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任一權(quán)利要求所述的方法，包括 使用確定的時間誤差值(S)來增大或減小采樣速率轉(zhuǎn)換器中的采樣轉(zhuǎn)換速率。
11. 根據(jù)前述權(quán)利要求中的任一權(quán)利要求所述的方法，包括 使用確定的時間誤差值(S)來增大或減小模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的采樣速率。
12. —種用于估計寬帶傳輸系統(tǒng)中的符號時間誤差的系統(tǒng)，其從 發(fā)射機接收數(shù)據(jù)符號流，該系統(tǒng)包括符號時間誤差估計器(6)，其使用每個接收到的符號中的預(yù)定 周期，基于符號間相關(guān)性來佔計數(shù)據(jù)符號流中的離散傅立葉變換模塊 (5)的數(shù)字輸入信號的定時誤差信號，其中符號的不同有用數(shù)據(jù)部 分的多個樣本被選擇作為預(yù)定周期，并且基于所述符號的不同部分的所選樣本的符號間干擾來確定時間誤差值(S)。
13. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的系統(tǒng)，包括兩個單元(6.1， 6.2)，用于選擇離散傅立葉變換模塊(5)的 所述輸入信號的符號的同樣的不同有用數(shù)據(jù)部分的多個樣本。
14. 根據(jù)權(quán)利要求12或13所述的系統(tǒng)，包括緩沖器(6.3， 6.4)，用于存儲所述符號的不同有用數(shù)據(jù)部分的 所選樣本。
15. 根據(jù)上述權(quán)利要求12到14中的任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)，包括兩個單元(6.5， 6.6)，用于將相關(guān)符號的所選樣本和相關(guān)符號 的對應(yīng)部分的緩沖樣本進行逐元素復(fù)共軛相乘，兩個單元(6.9， 6.10)，用于計算進行了逐元素復(fù)共軛相乘的 樣本對應(yīng)部分的第一平均總和信號和第二平均總和信號，以及單元(6.11)，用于計算第一平均總和信號的實數(shù)部分和第二平 均總和信號的實數(shù)部分之間的差值，從而將時間誤差值(s)映射到 實軸或虛軸。
16. 根據(jù)上述權(quán)利要求12至15中的任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)，其中-使用時間誤差估計器(6)的時間誤差值(e)來調(diào)整定時。
17. 根據(jù)上述權(quán)利要求12至16中的任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)，其中使用時間誤差估計器(6)的時間誤差值(s)來調(diào)整，尤其是 前移或推后快速傅立葉變換選擇窗口。
18. 根據(jù)上述權(quán)利要求12至17中的任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)，其中使用時間誤差估計器(6)的時間誤差值(s)來增大或減小采 樣速率轉(zhuǎn)換器(3)中的采樣轉(zhuǎn)換速率。
19. 根據(jù)上述權(quán)利要求12至18中的任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)，其中使用時間誤差估計器(6)的時間誤差值(s)來增大或減小模 數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣速率。
20. 根據(jù)上述權(quán)利要求12至19中的任一權(quán)利要求所述的系統(tǒng)， 其中通過FIR或IIR環(huán)路濾波器來對時間誤差值(s)進行平均，并 且使用環(huán)路濾波器的輸出來調(diào)整定時。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于估計寬帶傳輸系統(tǒng)中的符號時間誤差的方法和系統(tǒng)，該方法包括使用每個接收到的符號中的預(yù)定周期，基于符號間相關(guān)性來確定數(shù)據(jù)符號流中的離散傅里葉變換模塊(5)的輸入信號的定時誤差信號；選擇符號的不同有用數(shù)據(jù)部分的多個樣本作為預(yù)定周期；基于所述符號的不同部分的所選樣本的符號間干擾來確定時間誤差值(ε)。
文檔編號H04L27/26GK101507219SQ200780030609
公開日2009年8月12日 申請日期2007年8月6日 優(yōu)先權(quán)日2006年8月18日
發(fā)明者福爾克爾·奧厄 申請人:Nxp股份有限公司