專利名稱：符號級適配方法，用于實現(xiàn)該方法的存儲器、均衡器以及接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于均衡器系數(shù)的符號級適配方法，一種用于實現(xiàn)該方法的存儲器、均衡器以及接收機(jī)。

背景技術(shù)：
貫穿本說明書所使用的術(shù)語與關(guān)于諸如UMTS(通用移動電信系統(tǒng))之類的CDMA(碼分多址)通信系統(tǒng)的3GPP(第三代合作伙伴計劃)標(biāo)準(zhǔn)中所定義的術(shù)語一致。
注意到，在CDMA通信系統(tǒng)中，將擴(kuò)頻應(yīng)用到用于將數(shù)據(jù)符號從發(fā)射機(jī)傳輸至接收機(jī)的物理信道。擴(kuò)頻至少包括將每個數(shù)據(jù)符號轉(zhuǎn)換為由多個碼片組成的碼片序列的信道化操作，從而增大了傳輸信號的帶寬。碼片是最小持續(xù)時間鍵控元素。將每個數(shù)據(jù)符號的碼片的數(shù)目稱作擴(kuò)頻因子。
在信道化操作中，將來自一個信道的每個數(shù)據(jù)符號與信道化碼相乘。通常，同時將多個信道從發(fā)射機(jī)傳輸至接收機(jī)。每個信道與其自身的信道化碼相關(guān)聯(lián)。在正交CDMA系統(tǒng)中，信道化碼是正交的。例如，使用OVSF(正交可變擴(kuò)頻因子)碼。
在CDMA通信系統(tǒng)中，從發(fā)射機(jī)到接收機(jī)的傳輸包括至少一個導(dǎo)頻信道和多個業(yè)務(wù)信道。導(dǎo)頻信道用于傳輸每個接收機(jī)已知的預(yù)先確定的數(shù)據(jù)符號。將這些預(yù)先設(shè)定的數(shù)據(jù)符號稱作導(dǎo)頻符號?？梢酝ㄟ^所有接收機(jī)對導(dǎo)頻信道進(jìn)行解擴(kuò)。
意在利用單獨(dú)的接收機(jī)對每個業(yè)務(wù)信道進(jìn)行解擴(kuò)。因此，使用只有發(fā)射機(jī)和該接收機(jī)已知的信道化碼對每個業(yè)務(wù)信道進(jìn)行解擴(kuò)。相反地，使用發(fā)射機(jī)和所有接收機(jī)已知的信道化碼對導(dǎo)頻信道進(jìn)行擴(kuò)頻。
在正交CDMA接收機(jī)中使用均衡器來均衡在接收機(jī)處接收的信道，從而近似地恢復(fù)在接收的碼片序列中的正交性并且減少碼片間干擾(ICI)。換言之，均衡器校正碼片級的信道失真。
信道失真隨時間變化。因此，有必要適配均衡器系數(shù)以跟蹤信道改變。為此，存在根據(jù)信道失真適配均衡器系數(shù)的方法?，F(xiàn)有方法包括步驟 -根據(jù)在由解擴(kuò)器輸出的導(dǎo)頻符號估計與相應(yīng)的期望導(dǎo)頻符號之間的誤差來適配均衡器系數(shù)的值。
因為將要最小化的誤差是在解擴(kuò)導(dǎo)頻符號與相應(yīng)的期望導(dǎo)頻符號之間的誤差，所以將這些現(xiàn)有的方法稱為“符號級自適應(yīng)”。相反地，如果將要最小化的誤差是在導(dǎo)頻符號的碼片與期望導(dǎo)頻符號的相應(yīng)的碼片之間的誤差，則將該適配方法稱為“碼片級適配”。在文獻(xiàn)D1(ColinD.Frand，Eugene Visotsky and Upamanyu Madhow“Adaptiveinterference suppression for the downlink of a direct sequence CDMAsystem with long spreading sequence”；Journal of VLSI Signal Processing，vol.30，no.1，pp 273-291，March 2002)中進(jìn)一步詳細(xì)描述了符號級適配和碼片級適配之間的差別。
已經(jīng)證實了符號級適配方法是有效的。然而，僅能夠以導(dǎo)頻符號速率進(jìn)行符號級適配。事實上，有必要在開始對該導(dǎo)頻碼片序列進(jìn)行解擴(kuò)之前等待對導(dǎo)頻符號的每個碼片的接收，以獲得對導(dǎo)頻符號的可靠估計，根據(jù)所述估計能夠計算誤差。例如，如果導(dǎo)頻信道化碼具有256的擴(kuò)頻因子，則僅能夠每隔256個碼片間隔執(zhí)行符號適配。因此在跟蹤快速變化的信道時，符號級適配方法是較慢的。
在Visotsky等人的US 6,175,588中提出了該問題的一種解決方案。更準(zhǔn)確地，US 6,175,588公開了如何使用比全導(dǎo)頻信道化碼短的信道化碼來對導(dǎo)頻符號進(jìn)行解擴(kuò)，以便以比導(dǎo)頻符號速率高的速率產(chǎn)生導(dǎo)頻符號估計。然而，較短的導(dǎo)頻信道化編不與其它同時使用的信道化碼正交。結(jié)果，所獲得的導(dǎo)頻符號估計受到了通過其它信道同時接收到的其它符號的強(qiáng)烈干擾。這種方法的可靠性較差。


發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種能夠更好地跟蹤快速變化的信道的符號級適配方法。
本發(fā)明提供了一種符號級適配方法，其中，所述方法包括步驟 a)確定是否存在縮短的導(dǎo)頻信道化碼，所述縮短的導(dǎo)頻信道化碼具有比全導(dǎo)頻信道化碼的擴(kuò)頻因子短的擴(kuò)頻因子，并且同時仍然與任何其它同時有效的信道化碼正交，如果利用某一信道化碼解擴(kuò)的信號的功率比預(yù)定閾值高，則該信道化碼是“有效的”，以及 b)如果存在縮短的導(dǎo)頻信道化碼，則使用該縮短的導(dǎo)頻信道化碼對導(dǎo)頻信道進(jìn)行解擴(kuò)以獲得導(dǎo)頻符號估計，或者在不存在這種碼的情況下，使用全導(dǎo)頻信道化碼對導(dǎo)頻信道進(jìn)行解擴(kuò)以獲得導(dǎo)頻符號估計，以及 c)根據(jù)從步驟b)獲得的導(dǎo)頻符號估計與相應(yīng)的期望導(dǎo)頻符號之間的誤差來對均衡器系數(shù)的值進(jìn)行適配。
因為如果存在縮短的導(dǎo)頻信道化碼，則能夠每導(dǎo)頻符號周期執(zhí)行多于一次的導(dǎo)頻信道解擴(kuò)，所以能夠以比導(dǎo)頻符號速率高的速率執(zhí)行上述符號級適配方法。此外，在以比導(dǎo)頻符號速率高的速率進(jìn)行導(dǎo)頻符號解擴(kuò)時，導(dǎo)頻符號估計的可靠性保持不變，這是因為用于這一目的的縮短的導(dǎo)頻信道化碼仍然與任何其它當(dāng)前使用的信道化碼正交。因此，可以比僅使用全導(dǎo)頻信道化碼的現(xiàn)有方法更快地對均衡器系數(shù)進(jìn)行適配，同時所述均衡器系數(shù)保持與這些現(xiàn)有方法一樣可靠。
因為至少偶爾使用縮短的導(dǎo)頻信道化碼，所以上述符號級適配方法還使得導(dǎo)頻符號的解擴(kuò)更快。
以上方法的實施例可以包括以下特征中的一個或幾個 -步驟a)包括對利用當(dāng)前使用的信道化碼之一解擴(kuò)的信號的功率進(jìn)行估計的操作，以及將所估計的功率與預(yù)定閾值進(jìn)行比較以確定該信道化碼是否是有效的信道化碼的操作， -選擇足夠高的預(yù)定閾值，以便對于步驟a)將同時用于傳送不干擾導(dǎo)頻信道的解擴(kuò)的低功率信號的信道化碼視為非有效的信道化碼。
-步驟a)包括根據(jù)通過信道之一接收到的指令來確定信道化碼是否是非有效的信道化碼的操作。
-步驟a)包括在OVSF(正交可變擴(kuò)頻因子)碼樹中選擇與同全導(dǎo)頻信道化碼相關(guān)聯(lián)的節(jié)點(diǎn)的父節(jié)點(diǎn)相關(guān)聯(lián)的信道化碼的操作，該父節(jié)點(diǎn) -不具有與同時有效的信道化碼相關(guān)聯(lián)的其它子節(jié)點(diǎn)；以及 -盡可能地接近OVSF碼樹的根節(jié)點(diǎn)。
-如果存在其擴(kuò)頻因子全導(dǎo)頻信道化碼的擴(kuò)頻因子的1/x的縮短的導(dǎo)頻信道化碼，則在每個縮短的導(dǎo)頻符號周期TSS的末端至少執(zhí)行步驟b)和c)，周期TSS定義如下 TSS＝Tfs/x，其中Tfs是全導(dǎo)頻符號周期。
該方法的上述實施例呈現(xiàn)出了以下優(yōu)點(diǎn) -對解擴(kuò)信號的功率進(jìn)行估計，以區(qū)分有效的與非有效的碼，這導(dǎo)致以下事實與僅將非當(dāng)前使用的信道化碼視為非有效的信道化碼的情況相比，更頻繁地遇到非有效的信道化碼，從而更頻繁地進(jìn)行對均衡器系數(shù)的適配， -使用從發(fā)射器接收到的指令來確定當(dāng)前使用的是哪個信道化碼，從而使得可以避免對利用該信道化碼進(jìn)行解擴(kuò)的信號的功率進(jìn)行估計，以及 -使用OVSF碼樹能夠簡單地確定仍然與任何其它有效的信道化碼正交的最短的可能導(dǎo)頻信道化碼，并且最終導(dǎo)致快速均衡器系數(shù)適配。
本發(fā)明還涉及一種包括指令的存儲器，所述指令用于在由電子計算器執(zhí)行時，執(zhí)行上述符號級自適配方法。
本發(fā)明還涉及適于執(zhí)行上述符號級適配方法的均衡器，以及配備有這樣的均衡器的正交CDMA接收機(jī)。
根據(jù)以下描述、附圖以及權(quán)利要求，本發(fā)明的這些和其它方面將顯而易見。



圖1是正交CDMA通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的示意圖； 圖2是圖1中使用的OVSF碼樹的圖解； 圖3是能夠在圖1的系統(tǒng)中使用的自適應(yīng)均衡器的特定實施例的示意圖； 圖4是在圖1的系統(tǒng)中傳送的碼片序列的圖解；以及 圖5是在圖1的系統(tǒng)中實現(xiàn)的符號級適配方法的流程圖。

具體實施例方式 圖1示出了正交CDMA通信系統(tǒng)2。在下列描述中，不詳細(xì)描述本領(lǐng)域技術(shù)人員所熟知的功能或結(jié)構(gòu)。
例如，圖2是諸如UMTS之類的無線電信網(wǎng)絡(luò)。
為了簡單起見，僅示出一個基站4和一個用戶設(shè)備。例如，用戶設(shè)備是諸如移動電話之類的無線電接收機(jī)6。
基站4具有無線正交CDMA發(fā)射機(jī)10，以將數(shù)據(jù)符號發(fā)送至小區(qū)內(nèi)的許多用戶設(shè)備。
例如，發(fā)射機(jī)10遵從與擴(kuò)頻和調(diào)制有關(guān)的3GPP TS 25.213標(biāo)準(zhǔn)的規(guī)范。因此，這里僅描述對理解本發(fā)明必不可少的發(fā)射機(jī)10的詳情。
將發(fā)射機(jī)10設(shè)計為同時發(fā)送K個數(shù)據(jù)符號a1，n，a2，n，...，ai，n，...，aK，n，其中指數(shù)i表示信道，索引n標(biāo)識通過信道i傳送的符號的序號。僅為了例證目的，假設(shè)符號a1，n是將要在被稱為PCPICH(基本公共導(dǎo)頻信道)的信道中傳送的導(dǎo)頻符號。還假設(shè)a2，n是將要通過PCCPCH(基本公共控制物理信道)傳送的符號。例如，其它符號a3，n至aK，n是將要在諸如業(yè)務(wù)信道之類的其它信道(在UMTS標(biāo)準(zhǔn)中限定的)中傳送的符號。
將每個符號ai，n傳送至各自的用于執(zhí)行信道化操作的模塊Spi。更準(zhǔn)確地，每個模塊Spi將接收到的符號ai，n與信道化碼Ci相乘，其中信道化碼Ci與同時用于其它信道的任何其它信道化碼正交。
例如，在圖2的OVSF碼樹中選擇信道化碼Ci。在圖2中，標(biāo)記Cch，SF，n表示具有擴(kuò)頻因子SF的第n個信道化碼。
在3GPP TS 25.213標(biāo)準(zhǔn)中描述了圖2的碼樹以及將每個碼分配給各自信道。
在圖2中，僅全部表示了碼樹級I、II和III，并且僅部分示出了碼樹級VII、VIII和IX。圖2中未示出碼樹級IV和VI。
級I僅包括與信道化碼Cch，1，0相對應(yīng)的根節(jié)點(diǎn)20。
級II包括根節(jié)點(diǎn)20的兩個子節(jié)點(diǎn)22和24。節(jié)點(diǎn)22和24分別與信道化碼Cch，2，0和Cch，2，1相對應(yīng)。這兩個信道化碼是正交的。在級II中，每個信道化碼具有等于2的擴(kuò)頻因子。
節(jié)點(diǎn)22和24還分別是子節(jié)點(diǎn)26、28和30、32的父節(jié)點(diǎn)。節(jié)點(diǎn)26、28、30和32與信道化碼Cch，4，0、Cch，4，1、Cch，4，2和Cch，4，3相對應(yīng)。級III的信道化碼具有等于4的擴(kuò)頻因子，并且彼此正交。
級III的每個節(jié)點(diǎn)是級IV中的兩個子節(jié)點(diǎn)的父節(jié)點(diǎn)，等等。
圖2僅示出了 -在級VII中與信道化碼Cch，64，0相對應(yīng)的節(jié)點(diǎn)34； -在級VIII中分別與信道化碼Cch，128，0和Cch，128，1相對應(yīng)的兩個子節(jié)點(diǎn)36和38；以及 -在級IX中分別與信道化碼Cch，256，0、Cch，256，1、Cch，256，2和Cch，256，3相對應(yīng)的四個節(jié)點(diǎn)40、42、44和46。
應(yīng)該注意的是，與圖2中的OVSF碼樹的一個節(jié)點(diǎn)相對應(yīng)的信道化碼與跟同級節(jié)點(diǎn)相關(guān)聯(lián)的任何信道化碼正交。該信道化碼還與跟其它同級節(jié)點(diǎn)之一的子節(jié)點(diǎn)相關(guān)聯(lián)的任何信道化碼正交。例如，信道化碼Cch，2，1與信道化碼Cch，2，0以及跟節(jié)點(diǎn)22的子節(jié)點(diǎn)相關(guān)聯(lián)的任何信道化碼正交。因此，信道化碼Cch，2，1與信道化碼Cch，256，0或Cch，256，1正交。
與上述相反，跟父節(jié)點(diǎn)相關(guān)聯(lián)的信道化碼不與跟其子節(jié)點(diǎn)相關(guān)聯(lián)的信道化碼正交。例如，信道化節(jié)點(diǎn)Cch，128，0不與信道化碼Cch，256，0或Cch，256，1正交，而是與信道化碼Cch，256，2正交。
為了例證的目的，假設(shè)以上定義的信道化碼C1和C2分別與信道化碼Cch，256，0和Cch，256，1相等。
每個模塊Spi的輸出端連接至加法器50。加法器50將與每個擴(kuò)頻符號ai，n相對應(yīng)的碼片序列相加。
加法器50將所產(chǎn)生的總碼片序列輸出至擾碼器52。擾碼器52對總碼片序列進(jìn)行擾碼。更準(zhǔn)確地，擾碼器52將總碼片序列與擾碼S[I]相乘，以獲得加擾后的總碼片序列b[l]。在利用天線56將序列b[l]作為無線電信號58輻射到空中之前，通過不同模塊(未示出)來傳送序列b[l]。在CDMA通信系統(tǒng)中，將無線電信號58稱為“下行鏈路信號”。
接收機(jī)6具有天線60，用于接收無線電信號58；以及射頻接收機(jī)62，用于將接收到的無線電信號轉(zhuǎn)換為基帶加擾總碼片序列y[l]。
可以根據(jù)以下關(guān)系估計序列y[l] y[l]＝b[l]*h[l]+v[l] (1) 其中 -b[l]是加擾后的總碼片序列， -h[l]是時變碼片速率離散時間系統(tǒng)， -v[l]是模擬平均高斯噪聲和來自其它基站的干擾的擾動項；以及 -符號“*”是卷積運(yùn)算。
序列y[l]進(jìn)入自適應(yīng)均衡器64，均衡器64輸出估計的加擾總碼片序列

。對序列y[l]的均衡引入了等于ld的延遲。
通過用于對所估計的碼片序列進(jìn)行解擾的解擾器66接收估計的總碼片序列

。事實上，解擾器66在時刻l-ld處將序列

與發(fā)射機(jī)10中所使用的擾碼S[l-ld]的復(fù)共軛S*[l-ld]相乘。
然后將解擾后的總碼片序列傳送至解擴(kuò)器Ds1和解擴(kuò)器Dsj。
解擴(kuò)器Ds1對解擾后的總碼片序列進(jìn)行解擴(kuò)，以獲得導(dǎo)頻符號估計

。為此，解擴(kuò)器Ds1將解擾后的總碼片序列與信道化碼C1相乘。
將導(dǎo)頻符號估計

傳送至減法器70，減法器70從導(dǎo)頻符號估計

中減去相應(yīng)的期望導(dǎo)頻符號a1，n，以得到誤差e。應(yīng)注意，導(dǎo)頻符號是在利用接收機(jī)6進(jìn)行接收之前已知的預(yù)定導(dǎo)頻。減法器70將誤差e傳送至均衡器64，以便均衡器64能夠適配其自身系數(shù)，以使該誤差e最小。將參考圖3，更詳細(xì)地描述均衡器64的特定實施例。
解擴(kuò)器Dsj使用另一信道化碼的共軛來對解擾后的總碼片序列進(jìn)行解擴(kuò)，以獲得通過信道j傳送的符號的符號估計
圖1示出了接收機(jī)6的實施例，在接收機(jī)6中均衡發(fā)生在解擾和解擴(kuò)之前。然而，在圖3中，在解擾和解擴(kuò)發(fā)生在均衡之前的情況下更詳細(xì)地描述了均衡器64。在上文中提到的文獻(xiàn)D1中描述了圖3中的均衡器64的一般特性。
均衡器64具有用于接收序列y[l]的輸入端90以及用于輸出導(dǎo)頻符號估計

的輸出端92。
均衡器64包括由以下方程限定的自適應(yīng)濾波器96 其中 -具有L1≤m≤L2的Wm是濾波器96的L2-L1+1個系數(shù)；以及 -z-m表示m個碼片間隔的延遲。
濾波器96可以采取有限橫向濾波器或任何其它適當(dāng)?shù)慕Y(jié)構(gòu)的形式。均衡器64適配濾波器96的系數(shù)，以使由噪聲、干擾以及碼片間干擾所引起的平方誤差最小。由誤差e驅(qū)動自適應(yīng)均衡器64的適配，誤差e向均衡器指示系數(shù)應(yīng)該移動到的方向，以便更精確地表示數(shù)據(jù)。
因此，均衡器64具有與輸入端90相連接、并且包括L1+L2的延遲塊TL1至TL2的抽頭延遲線94。每個延遲塊將序列y[l]延遲一個碼片間隔。
濾波器96具有L2-L1+1個并聯(lián)支路。每個支路的一端連接至濾波器96的相應(yīng)輸入端，而另一端連接至加法器98，加法器98將每個并聯(lián)支路輸出的結(jié)果相加。每個并聯(lián)支路包括乘法器，該乘法器將在該支路一端輸入的信號與相應(yīng)的系數(shù)Wm相乘。在圖3中，根據(jù)系數(shù)的順序來布置并聯(lián)支路，以使得最高支路將輸入信號與WL1相乘，而最低并聯(lián)支路將輸入信號與系數(shù)WL2相乘。
最高并聯(lián)支路的輸入端通過解擴(kuò)器Ds1和解擾器66連接至輸入端90。其它并聯(lián)支路通過解擴(kuò)器Ds1和解擾器66連接至延遲塊TLi的相應(yīng)輸出端。如文獻(xiàn)D1中所闡述的，上述結(jié)構(gòu)在均衡之前首先執(zhí)行解擾和解擴(kuò)。
均衡器64還包括計算器110，該計算器10能夠修改濾波器96的每個系數(shù)Wm的值，以便根據(jù)信道變化來適配均衡器64。更準(zhǔn)確地，計算器110能夠執(zhí)行自適應(yīng)算法，該自適應(yīng)算法計算使誤差e最小的系數(shù)Wm的值。為此，計算器110所執(zhí)行的算法是MMSE(最小均方誤差)算法。優(yōu)選地，在不同的MMSE算法中，在本實施例中使用的自適應(yīng)算法是LMS(最小均方)算法或NLMS(標(biāo)準(zhǔn)化最小均方)算法。在下列文獻(xiàn)中進(jìn)一步詳細(xì)描述了LMS和NLMS算法 “On the statistical efficiency of the LMS family of adaptivealgorithms”(Berbark Widrow and Max Kamenetsky，ISL-Deparment ofElectrical Engineering，Stanford University，Stanford CA)。
圖4示出了與三個連續(xù)導(dǎo)頻符號130至132的接收相對應(yīng)的碼片序列。為了簡單起見，針對具有等于6的擴(kuò)頻因子的全導(dǎo)頻信道化碼，示出了導(dǎo)頻符號130至132。因此，每個擴(kuò)頻導(dǎo)頻符號包括六個連續(xù)碼片。
在導(dǎo)頻符號周期Tfs期間，傳送與同一導(dǎo)頻符號相對應(yīng)的每個連續(xù)碼片。周期Tfs等于碼片間隔Tc乘以全導(dǎo)頻信道化碼的擴(kuò)頻因子。
如果存在其擴(kuò)頻因子是全導(dǎo)頻信道化碼的擴(kuò)頻因子的1/6的縮短的導(dǎo)頻信道化碼，并且該縮短的導(dǎo)頻信道化碼同時仍然與由發(fā)射機(jī)10同時使用的任何其它信道化碼完全正交，那么可以定義縮短的導(dǎo)頻符號周期TSS。周期TSS等于周期Tfs除以x。
例如，圖4示出了縮短的導(dǎo)頻符號周期TSS。在這種特定情況下，縮短的導(dǎo)頻信道化碼是全信道化碼的1/2。
現(xiàn)在將參考圖5對接收機(jī)6的操作進(jìn)行描述。
在步驟140，在建立發(fā)射機(jī)10與接收機(jī)6之間的連接期間，發(fā)射機(jī)10將指令傳送至接收機(jī)6。這些指令中的一些指定將哪些信道化碼分配用于發(fā)射機(jī)10與接收機(jī)6之間的連接。
這里假設(shè)在步驟142接收機(jī)10構(gòu)造僅包括要在該連接期間使用的信道化碼在內(nèi)的列表L。根據(jù)在步驟140期間接收到的指令建立列表L。
然后，在步驟144中，在數(shù)據(jù)符號的接收期間，計算器110確定是否存在其擴(kuò)頻因子比全導(dǎo)頻信道化碼的擴(kuò)頻因子短、并且仍然與任何其它同時有效的信道化碼正交的縮短的導(dǎo)頻信道化碼。下面，如果利用某一信道化碼解擴(kuò)的接收信號的功率高于預(yù)定閾值S1，則認(rèn)為該信道化碼是“有效的”。
首先，在操作146中，計算器110確定不屬于列表L的任何信道化碼是非有效碼。在不對利用不在列表L中的那些碼來解擴(kuò)的接收信號的功率進(jìn)行估計的情況下，執(zhí)行操作146。
隨后，在操作148中，將節(jié)點(diǎn)40設(shè)置為“當(dāng)前節(jié)點(diǎn)”。
然后，在操作150中，計算器110選擇當(dāng)前節(jié)點(diǎn)的相鄰節(jié)點(diǎn)。相鄰節(jié)點(diǎn)是與OVSF碼樹中的當(dāng)前節(jié)點(diǎn)處于同級、并且直接在當(dāng)前節(jié)點(diǎn)級以下的級中具有相同父節(jié)點(diǎn)的節(jié)點(diǎn)。
在操作152中，計算器110檢測所選的相鄰節(jié)點(diǎn)是否與屬于列表L的信道化碼相關(guān)聯(lián)。如果是，則計算器110前進(jìn)至操作154。在操作154期間，計算器110對利用與所選相鄰節(jié)點(diǎn)相關(guān)聯(lián)的信道化碼解擴(kuò)的信號的功率進(jìn)行估計。然后，在操作156中，將估計的功率與閾值S1相比較。如果估計的功率大于閾值S1，則在步驟158中選擇當(dāng)前信道化碼作為將要被用于導(dǎo)頻信道的隨后解擴(kuò)的信道化碼。
相反地，如果估計的功率小于閾值S1，或如果與相鄰節(jié)點(diǎn)相關(guān)聯(lián)的信道化碼不屬于列表L，則計算器110前進(jìn)至操作160。在操作160中，將在碼樹級中直接處于當(dāng)前節(jié)點(diǎn)的級以下的當(dāng)前節(jié)點(diǎn)的父節(jié)點(diǎn)設(shè)置為新的當(dāng)前節(jié)點(diǎn)。然后，該方法轉(zhuǎn)向操作150。只要在操作158中尚未選定最短的導(dǎo)頻信道化碼，則重復(fù)操作150至160。
在操作158之后，在步驟162中，如果在步驟144中選定了縮短的導(dǎo)頻信道化碼，則在每個周期TSS的末端，步驟144停止并且進(jìn)行導(dǎo)頻符號解擴(kuò)。否則，在每個周期TSS的末端使用全導(dǎo)頻信道化碼執(zhí)行解擴(kuò)。
隨后，在步驟164中，對解擴(kuò)后的導(dǎo)頻符號進(jìn)行均衡，以獲得導(dǎo)頻符號估計
然后，在步驟166中計算誤差e。
一旦計算了新的誤差e，則在步驟168中，計算器110對均衡器系數(shù)的值進(jìn)行適配，以使得誤差e最小。在步驟168期間，計算器110執(zhí)行諸如MMSE算法和優(yōu)選地LMS算法或NLMS算法之類的自適應(yīng)算法。
一旦適配了均衡器64的系數(shù)，如果尚未達(dá)到周期Tfs的末端，則該方法轉(zhuǎn)向步驟162。在周期Tfs的末端，方法轉(zhuǎn)向步驟150，以確定是否仍存在縮短的導(dǎo)頻信道化碼。
例如，在公共CDMA通信系統(tǒng)中，信道PCCPCH并非在全部時間都是有效的。因此，在這些周期期間，可以使用信道化碼Cch，128，0代替信道化碼Cch，256，0來對導(dǎo)頻信道PCPICH進(jìn)行解擴(kuò)。因此，可以以每128個碼片而不是每256個碼片進(jìn)行對導(dǎo)頻信道的解擴(kuò)。這使得可以在256個碼片導(dǎo)頻符號周期期間對均衡器進(jìn)行兩次適配，而不是一次。
許多其它實施例是可能的?？梢栽谂c圖3中詳細(xì)描述的均衡器具有不同結(jié)構(gòu)的均衡器中實現(xiàn)上述教義。例如，如在以下文獻(xiàn)中所描述的，均衡器64的結(jié)構(gòu)可以是所謂的微小間隔方案 F.Petre，M.Moonen，M Engels，B.Gyselinckx，and H.D.Man，“Pilotaided adaptive chip equalizer receiver for interference suppression inds-cdma forward link，”Proc.Vehicular Technology Conf.，pp.303-308，Sept 2000. MMSE算法族包括許多使誤差e的平方最小的其它迭代算法。例如，該族還包括RLS(遞歸最小二乘法)算法。
已經(jīng)在用戶設(shè)備中實現(xiàn)的均衡器的特定情況下描述了符號級適配方法。然而，以上教義適用于任何正交CDMA接收機(jī)，例如像在基站中實現(xiàn)的接收機(jī)。
在本說明書和權(quán)利要求中，在元素前面的詞“一”或“一個”不排除多個這種元素的存在。此外，詞“包括”不排除所列出的那些以外的其它元素或步驟的存在。
權(quán)利要求中的括號中包含的附圖標(biāo)記旨在幫助理解而不旨在限定。
權(quán)利要求
1、一種用于對均衡器的至少一個系數(shù)進(jìn)行適配的符號級適配方法，所述均衡器用于正交CDMA(碼分多址接入)接收機(jī)中以在芯片級校正信道失真，所述接收機(jī)同時接收以全導(dǎo)頻信道化碼擴(kuò)頻的導(dǎo)頻信道以及以各自信道化碼擴(kuò)頻的其它信道，每個信道化碼與任何其它同時使用的信道化碼正交，其中，所述方法包括步驟
a)確定(144)是否存在縮短的導(dǎo)頻信道化碼，所述縮短的導(dǎo)頻信道化碼具有比全導(dǎo)頻信道化碼的擴(kuò)頻因子短的擴(kuò)頻因子，并且同時仍然與任何其它同時有效的信道化碼正交，如果利用某一信道化碼解擴(kuò)的信號的功率比預(yù)設(shè)閾值高，則所述信道化碼是“有效的”，以及
b)如果存在縮短的導(dǎo)頻信道化碼，則使用所述縮短的導(dǎo)頻信道化碼對導(dǎo)頻信道進(jìn)行解擴(kuò)(162)以獲得導(dǎo)頻符號估計，或者在不存在這種碼的情況下，使用全導(dǎo)頻信道化碼對導(dǎo)頻信道進(jìn)行解擴(kuò)以獲得導(dǎo)頻符號估計，以及
c)根據(jù)從步驟b)獲得的導(dǎo)頻符號估計與相應(yīng)的期望導(dǎo)頻符號之間的誤差來對均衡器系數(shù)的值進(jìn)行適配(168)。
2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，步驟a)包括對利用當(dāng)前使用的信道化碼之一解擴(kuò)的信號的功率進(jìn)行估計的操作(154)，以及將所估計的功率與預(yù)定閾值進(jìn)行比較以確定所述信道化碼是否是有效的信道化碼的操作(156)。
3、根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中，選擇足夠高的預(yù)定閾值，以便對于步驟a)將同時用于傳送不干擾導(dǎo)頻信道的解擴(kuò)的低功率信號的信道化碼視為非有效的信道化碼。
4、根據(jù)前述任一權(quán)利要求所述的方法，其中，步驟a)包括根據(jù)通過信道之一接收到的指令來確定信道化碼是否是非有效的信道化碼的操作(146)。
5、根據(jù)前述任一權(quán)利要求所述的方法，其中，步驟a)包括在OVSF(正交可變擴(kuò)頻因子)碼樹中選擇與同全導(dǎo)頻信道化碼相關(guān)聯(lián)的節(jié)點(diǎn)的父節(jié)點(diǎn)相關(guān)聯(lián)的信道化碼的操作(158)，所述父節(jié)點(diǎn)
-不具有與同時有效的信道化碼相關(guān)聯(lián)的其它子節(jié)點(diǎn)；以及
-盡可能地接近OVSF碼樹的根節(jié)點(diǎn)。
6、根據(jù)前述任一權(quán)利要求所述的方法，其中，如果存在擴(kuò)頻因子是全導(dǎo)頻信道化碼的擴(kuò)頻因子的1/x的縮短的導(dǎo)頻信道化碼，則在每個縮短的導(dǎo)頻符號周期TSS的末端至少執(zhí)行步驟b)和c)，如下定義周期TSSTSS＝Tfs/x，其中Tfs是全導(dǎo)頻符號周期。
7、一種存儲器(116)，包括計算器指令，所述計算器指令用于在由電子計算器執(zhí)行時，執(zhí)行根據(jù)前述任一權(quán)利要求所述的符號級適配方法。
8、一種自適應(yīng)均衡器，具有至少一個可調(diào)系數(shù)；以及計算器(110)，能夠執(zhí)行根據(jù)權(quán)利要求1至6中任一項所述的符號級適配方法。
9、一種正交CDMA(碼分多址接入)接收機(jī)(6)，具有根據(jù)權(quán)利要求8所述的均衡器(64)。
全文摘要
一種對均衡器的至少一個系數(shù)進(jìn)行適配的符號級適配方法，其中，該方法包括步驟a)確定(144)是否存在縮短的導(dǎo)頻信道化碼，所述縮短的導(dǎo)頻信道化碼具有比全導(dǎo)頻信道化碼的擴(kuò)頻因子短的擴(kuò)頻因子，并且同時仍然與任何其它同時有效的信道化碼正交，b)如果存在縮短的導(dǎo)頻信道化碼，則使用該縮短的導(dǎo)頻信道化碼對導(dǎo)頻信道進(jìn)行解擴(kuò)(162)以獲得導(dǎo)頻符號估計，以及c)根據(jù)從步驟b)獲得的導(dǎo)頻符號估計與相應(yīng)的期望導(dǎo)頻符號之間的誤差來對均衡器系數(shù)的值進(jìn)行適配(168)。
文檔編號H04B1/707GK101390318SQ200780006235
公開日2009年3月18日 申請日期2007年2月8日 優(yōu)先權(quán)日2006年2月22日
發(fā)明者艾哈邁德·巴什圖, 皮埃爾·杰馬伊 申請人:Nxp股份有限公司