專利名稱：衛(wèi)星無線電導(dǎo)航接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于衛(wèi)星無線電導(dǎo)航系統(tǒng)的接收機(jī)，所述衛(wèi)星無線電
導(dǎo)航系統(tǒng)公知為GNSS(全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng))，包括GPS、 GLONASS 和Galileo。
背景技術(shù)：
全球定位系統(tǒng)(GPS)包括連續(xù)廣播其位置和當(dāng)?shù)貢r(shí)間的24顆 低環(huán)地軌道衛(wèi)星。只要有4顆衛(wèi)星在可視范圍內(nèi)，地面(或空中)接 收機(jī)就可通過衛(wèi)星測距確定其絕對位置。
Galileo是歐洲率先發(fā)起的最新的全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(GNSS )， 提供高度精確的、有保障的全球定位服務(wù)。按照歐洲白皮書"European transport policy for 2010:time to decide", GNSS被確認(rèn)為關(guān)鍵技術(shù)。 應(yīng)當(dāng)利用時(shí)間、大地測量學(xué)以及信號結(jié)構(gòu)標(biāo)準(zhǔn)(可與民用GPS和其 增強(qiáng)系統(tǒng)互操作和兼容)來設(shè)計(jì)和開發(fā)Galileo。預(yù)期衛(wèi)星導(dǎo)航技術(shù)市 場將在近、中期的將來經(jīng)歷重大發(fā)展。
便攜式用戶GNSS接收機(jī)需要緊湊、便宜和功率低(舉例來說， 具有長的電池壽命)的解決方案。為了使GNSS能力能夠廣泛滲透到 用戶產(chǎn)品中，集成接收機(jī)應(yīng)當(dāng)使芯片外組件的數(shù)目最少。集成整個接 收機(jī)將使得離散接收機(jī)部件之間的變化最小。集成的接收機(jī)會使得從 產(chǎn)品到產(chǎn)品地再造更加容易，因?yàn)椴恍枰砂偕锨€組件的精確布 局。而且，更容易制造并達(dá)到所需產(chǎn)量，因?yàn)檎麄€接收機(jī)的功能已在 芯片級接受檢驗(yàn)。這些考慮導(dǎo)致對利用低中頻(low-IF)或零中頻 (zero-IF)(直接變頻)方法的新接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)的研究和部署(IF: 中頻)。不過，盡管提供芯片外組件的高級集成和消去，這些體系結(jié) 構(gòu)仍然承受著IQ相位和增益減損的問題，導(dǎo)致可能出現(xiàn)的有限鏡像
抑制。這正在阻礙著它們在商業(yè)產(chǎn)品中廣泛、經(jīng)濟(jì)的使用。
同樣的問題將繼續(xù)存在，而且對于Galileo所具有的與所有先前 GNSS系統(tǒng)相比顯著不同的調(diào)制格式而言，將更具挑戰(zhàn)性。這在文檔 "Status of Galileo Frequency and Signal Design (25.09.2002)，，(Guenter W. Hein等，http:〃europa.eu.int/comm/dgs /energy—transport/galileo/documents/technicalen.htm)以及工作文件
"GALILEO Signals: RF Characteristics，，(ICAO NSP/WGW: WP/36)-http:〃www.galileoju.com)中進(jìn)行了定義。Ga出eo包括三個信 號波段，即相應(yīng)中心頻率為1191.795 MHz、 1278.750 MHz和1575.420 MHz的E5、 E6和Ll。 E5波段包含E5a和E5b兩種信號。Galileo 衛(wèi)星將在E5a波段(1176.450 MHz )和E5b波段(1207.14MHz )中 傳送信號，作為中心頻率為1191.795 MHz的復(fù)合信號。E5信號的調(diào) 制將為交替二進(jìn)制偏置載波(AltBOC)。上述兩個引用文件中描迷 了該信號的產(chǎn)生。參考"Status of Galileo Frequency and Signal Design，，的附錄A，標(biāo)準(zhǔn)二進(jìn)制偏置載波(BOC )調(diào)制使用可為頻率 fs的正弦或余弦的矩形副載波(例如，sign(sin(2兀fst》)來調(diào)制時(shí)域信 號s(t)。這使得信號的頻率偏移到上邊帶和對應(yīng)的下邊帶。通常以BOC (fs, fchip)形式來表示BOC型信號，其中fs是矩形副載波頻率， fchip是擴(kuò)頻碼碼片率(chipping rate )。指明頻率為l.O" MHz的倍 數(shù)。例如，信號BOC (10， 5)實(shí)際上具有副載波頻率為lOxl.OB MHz-10.330 MHz和擴(kuò)頻碼碼片率為5x1.023 MHz-5.115 MHz。另一 方面，AltBOC利用復(fù)矩形副載波(它是被給定為sign(eJP^t))的復(fù)指 數(shù)函數(shù))?？衫脷W拉等式把它寫為sign[cos(2;rfst) + jsinP;rfst)]。以這 種方式，使信號頻譜不分裂，而只偏移到較高頻率。也可以偏移到較 低頻率。AltBOC調(diào)制的目的是以相千方式產(chǎn)生分別被復(fù)指數(shù)或副栽 波調(diào)制的E5a和E5b波段，以便信號可被接收為類似寬帶BOC的信 號。圖1中給出了 AltBOC調(diào)制信號的星座圖。
Ll信號由LIP信道、L1F數(shù)據(jù)信道和L1F導(dǎo)頻信道這三個組成 部分的多路復(fù)用構(gòu)成，而E6信號由E6p和E6c的多路復(fù)用構(gòu)成。在
E6和Ll波段上的這些信號利用相干自適應(yīng)副載波調(diào)制(CASM )(也 稱為Interplex or Modified Tricode Hexaphase )來產(chǎn)生復(fù)合信號。這 在"Tricode Hexaphase Modulation for GPS，， ( Proceedings of Insititute of Navigation(ION)-GPS Annual Meeting, pages:385畫397，1997 )和"Ll band part of Galileo Signal in Space ICD (SIS ICD) ，V也稱為"Galileo standardisation document for 3GPP" (http:〃www.galileoju.com )中被定義。借助這種調(diào)制格式，產(chǎn)生自 兩個信道的組合的QPSK信號被使用第三信道進(jìn)行相位調(diào)制。調(diào)制指 數(shù)m=0.6155被用于設(shè)置三個信道間的相對功率。圖2中給出了 CASM/改進(jìn)的六相調(diào)制(Modified Hexaphase Modulation )信號的星 座圖。
E5是Galileo衛(wèi)星將傳送的最先進(jìn)和最有前途的信號之一。能夠 跟蹤該信號的Galileo接收機(jī)將獲益于其在測量精確性、室內(nèi)性能和 多徑抑制方面無與倫比的性能。然而，進(jìn)行AltBOC調(diào)制所需的信號 處理技術(shù)比那些用于傳統(tǒng)BPSK或甚至是常規(guī)BOC調(diào)制的信號處理 技術(shù)更具挑戰(zhàn)性。這源于極高的帶寬和擴(kuò)頻碼中分量的復(fù)雜相互作 用。
如上所述，Galileo接收機(jī)需承受IQ相位和增益減損的問題。正 交調(diào)制和解調(diào)系統(tǒng)把數(shù)據(jù)調(diào)制成基帶信號的同相(I)和正交(Q)分
量，然后將那些基帶信號與射頻(RF)載波的I和Q分量混頻以便 廣播調(diào)制的數(shù)據(jù)。Q信號與I信號的相位差為卯度。在接收機(jī)中執(zhí) 行反向處理，首先接收廣播信號，然后下變頻以恢復(fù)調(diào)制基帶信號的 I和Q分量，然后從那些I和Q分量中恢復(fù)數(shù)據(jù)。
利用IQ-信號處理的接收機(jī)體系結(jié)構(gòu)易受I和Q信道之間失配的 影響。這可發(fā)生在接收機(jī)的若干級中；用于把到來的RF信號在I和 Q路徑之間平分的RF分路器可能引入相位和增益差。兩個RF路徑 的長度差可能導(dǎo)致相位不平衡。用于產(chǎn)生驅(qū)動I和Q信道混頻器的I 和Q本地振蕩器(LO)信號的正交90。分相器可能并不精確為90°。 此外，I和Q信道混頻器的輸出端口之間可能存在變頻損耗差異。除
這些之外，I和Q路徑上的濾波器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)并不精確匹 配。這些缺陷對接收機(jī)性能的影響會是不利的。IQ-不平衡可由兩個 參數(shù)來表征I、 Q分支之間的幅度失配a^和相位正交性失配^。由
幅度失配c^得到以分貝為單位的幅度不平衡BETA為 <formula>formula see original document page 7</formula>
圖3的正交解調(diào)器接收機(jī)模型將IQ不平衡納入為受損LO信號。 在正交信道中把輸入信號S(t)與本地振蕩器信號fto混頻。在每個信道 中對混頻信號進(jìn)行增益和低通濾波(LPF)。
圖4示出了利用(a) 32-PSK和(b) 256-QAM調(diào)制格式改變 IQ相位和增益失配對系統(tǒng)的原始誤碼率(BER)性能的影響。如可 知的是，IQ-不平衡使系統(tǒng)的BER性能大大退化。這種性能退化是不 可取的，必須被補(bǔ)償。為了確保正確的符號檢測，必須在進(jìn)行符號判 斷之前補(bǔ)償RF減損。
在論文"Adaptive Compensation of Analog Front-End I/Q Mismatches in Digital Receivers" ( Cetin E., Kale I" Morling R.C.S., IEEE International Symposium on Circuits and Systems，(ISCAS 2001)， vol.4, pp.370-373, May 2001 ) ， "Adaptive Self-Calibrating Image Rejection Receiver" ( Cetin E" Kale I" Morling R.C.S" IEEE International Conference on Communications (ICC 2004)， vol.5， pp.2731-2735, June 2004. ) , "On the structure, convergence and performance of an adaptive I/Q mismatch corrector'" Cetin, E.; Kale, I.; Morling, R.C.S" IEEE Vehicular Technology Conference (VTC 2002 Fall), vol.4， pp. 2288-2292， September 2002 )中，討論了單端零 中頻和低中頻1/Q信道無線系統(tǒng)。這些論文提出不需導(dǎo)頻音而是利用 盲自適應(yīng)算法的盲(無監(jiān)管的)技術(shù)。認(rèn)識到，失配誤差在使用零中
頻方法的情況下在I和Q信道之間產(chǎn)生互相關(guān)，或在使用低中頻方法 的情況下在所需信道和相鄰/干擾信道之間產(chǎn)生互相關(guān)。為了消除互相 關(guān)，自適應(yīng)濾波器在I和Q信道之間交叉耦合。濾波器系數(shù)由所選的 自適應(yīng)算法更新。與如上所述的Galileo的高度復(fù)雜的寬帶方案相比，
這些論文討論的信號處理起來相對簡單。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種用于降低由I、 Q信道之間的失配引起 的衛(wèi)星無線電導(dǎo)航接收機(jī)中RF減損的裝置。
本發(fā)明的另一目的是提供可高度集成并且能經(jīng)濟(jì)節(jié)約地構(gòu)建和 運(yùn)行(即，更簡單、更便宜和功率更低)的衛(wèi)星無線電導(dǎo)航接收機(jī)。
在第一個方面，本發(fā)明提供了一種消除衛(wèi)星無線電導(dǎo)航系統(tǒng)接收 的導(dǎo)航信號中的I/Q失配的方法，所述方法包括
把接收的導(dǎo)航信號分解為I和Q信號分量，和
把所述I和Q信號分量作為輸入提供給去混頻級(demixing stage),所述去混頻級去混頻所述I和Q信號分量以去除無用信號， 去混頻級包含第一和第二自適應(yīng)濾波器，其系數(shù)由去混頻級的輸出更 新，去混頻級的輸出代表IQ失配校正信號。
在第二個方面，本發(fā)明提供一種衛(wèi)星無線電導(dǎo)航接收機(jī)，所述接
收機(jī)適于消除接收的導(dǎo)航信號中的I/Q-失配并且包括
用于把接收的導(dǎo)航信號分解為I和Q信號分量的分解裝置，和 被安排為接收所述信號分量作為輸入信號、去混頻所述信號分量以去 除無用信號的去混頻級，去混頻級包含第一和第二自適應(yīng)濾波器，和 用于由去混頻級的輸出來更新所述自適應(yīng)濾波器的系數(shù)的裝置，去混 頻級的輸出代表IQ-失配校正信號，
按照本發(fā)明，所述去混頻級對I和Q信號分量中的無用信號去 混頻或把其分離，在零中頻接收機(jī)情況下其可能為復(fù)共軛分量，或者 在低中頻接收機(jī)情況下可能是鏡像頻率上的干擾信號，如下所述。在 任何一種情況下，去混頻級的輸出代表IQ-失配校正接收信號。
本發(fā)明提出使用無監(jiān)管的算法來處理全球衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)中的模 擬前端減損。在出現(xiàn)IQ誤差時(shí)，零中頻方法情況時(shí)的I和Q信道或 低中頻方法情況時(shí)的所需信道和相鄰/干擾信道是相關(guān)的。在本發(fā)明 中，唯一的假設(shè)是"在沒有IQ減損時(shí)，I和Q信道或所需信道和相鄰
/千擾信道不相關(guān)"。
作為優(yōu)選方式，本發(fā)明被應(yīng)用于Galileo調(diào)制方案，特別是E5 信號的AUBOC方案以及Ll和E6信號的CASM/改進(jìn)的六相方案。 本發(fā)明處理這些復(fù)雜的調(diào)制方案(可能在上邊帶和下邊帶具有不同信 號，而其中可能很寬的整個帶寬則必須通過相同的RF鏈以很高的采 樣速率和時(shí)鐘頻率處理)。
按照本發(fā)明，無監(jiān)管的基于數(shù)字信號處理的補(bǔ)償方案可在時(shí)域或 頻域或時(shí)頻混合域中部署來對抗這些不合需要的損減。該技術(shù)的使用 將以額外的(增加的)數(shù)字信號處理為代價(jià)使模擬電路系統(tǒng)復(fù)雜度和 相關(guān)成本下降，得到總體上經(jīng)濟(jì)的系統(tǒng)解決方案。這些無監(jiān)管的信號 處理技術(shù)的應(yīng)用將大大地降低對離散的芯片外組件的需要，結(jié)果得到 性能增強(qiáng)的更簡單、成本更低和功率更低的接收機(jī)。隨后，它們將出 現(xiàn)在更簡單的RF前端和寬松的ADC模擬電路需求中，從而向低功 率單片全球衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)邁出重要一步。
模擬前端損減大大地限制了零中頻和低中頻收發(fā)機(jī)的性能?；?兩個數(shù)字濾波器提出一種有效的和實(shí)踐上可實(shí)現(xiàn)的低功率數(shù)字無監(jiān) 管補(bǔ)償結(jié)構(gòu)，以緩解性能退化。已經(jīng)開發(fā)出用于確定數(shù)字補(bǔ)償濾波器 系數(shù)的數(shù)字補(bǔ)償結(jié)構(gòu)和自適應(yīng)系數(shù)更新算法。
盡管本發(fā)明一般適合于GNSS接收機(jī)，但是還可適合于具有例如 Galileo、 GPS、 GSM、 CDMA的無線電導(dǎo)航i殳施的移動電話(將來 會成為標(biāo)準(zhǔn)的一種混合手持設(shè)備)。由于在數(shù)字域進(jìn)行處理，利用數(shù) 字信號處理的可配置性來處理包含但不限于GPS、 GSM、 UMTS和 WiFi應(yīng)用的集成混合系統(tǒng)中的其他信號。


現(xiàn)在將參考附圖描述本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，其中 圖1圖解示出了 Galileo系統(tǒng)中使用的AltBOC調(diào)制； 圖2圖解示出了 Galileo系統(tǒng)中使用的改進(jìn)的六相調(diào)制； 圖3是現(xiàn)有技術(shù)正交解調(diào)器的示意圖4示出了 IQ-不平衡對(a)32-PSK和(b)256-QAM調(diào)制信號的 BER的影響；
圖5示出了用于Galileo系統(tǒng)的零或低中頻接收機(jī)的示意框圖； 圖6(a)和圖6(b)是按照本發(fā)明的，用于Galileo系統(tǒng)的接收機(jī)的 時(shí)域和頻域中的優(yōu)選實(shí)施例的框圖7更詳細(xì)地示出了按照本發(fā)明的用于消除IQ-失配的優(yōu)選配
置；
圖8是用于消除I和Q信道之間的IQ失配的按照本發(fā)明的優(yōu)選 去混頻單元的示意電路圖；和
圖9是用于消除I和Q信道之間的IQ失配的按照本發(fā)明的備選 去混頻單元的示意電路圖。
具體實(shí)施例方式
在Galileo系統(tǒng)中，提出的調(diào)制格式是分別用于E5、 E6和Ll
信號的AltBOC和CASM/改進(jìn)的六相調(diào)制方案。利用CASM/改進(jìn)的
六相調(diào)制，可將L1信號寫為
s" (') = .cos(附)-CL(0《.sin(m)].cos(2dO-
其中
一 C^7(,)是載波頻率X ( "X，，代表E5a、 E5b、 E6或Ll)的Y
信道("Y，，對于兩個信道信號代表I或Q，或?qū)τ谌齻€信道信號代表 A， B或C)上的領(lǐng)']3巨碼(ranging code )。
-D^^0是X頻段中Y信道上的數(shù)據(jù)信號。
-人是X頻段中的栽波頻率。
-/7^7(0是X頻段中Y信道上的矩形副栽波。
-/w是調(diào)制指數(shù)，與CASM/改進(jìn)的六相調(diào)制相關(guān)聯(lián)。
圖2示出了星座圖，相位數(shù)等于6，因此名為"六相"。
圖5 (a)和圖5 (b)中分別示出了利用低中頻和零中頻拓樸的
可能高度集成的GNSS接收機(jī)框圖。兩個圖的體系結(jié)構(gòu)通常與圖3中 所示的對應(yīng)，不過在I和Q信道中添加了模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。在圖 5 (a)的低中頻情況下，混頻本地振蕩器信號為fLO=fRF-fIF。在圖5 (b)的零中頻情況下，混頻本地振蕩器信號為fLO=fRF。每張圖在圖 的左部圖解地示出了輸入信號的形式，并且在圖的底部圖解地示出了 納入了 RF-減損的恢復(fù)信號的可能形式(如在接收鏈末端呈現(xiàn)出的)。 如從圖5 (a)和圖5 (b)中可看出的，RF減損導(dǎo)致(a)鄰 信道干擾所需信道，(b)所需信道的復(fù)共軛干擾所需信道。在兩種 情況下，接收機(jī)性能總會受正交混頻器的線性性能限制。這些技術(shù)的 這些缺點(diǎn)已經(jīng)阻止了它們在商業(yè)和軍事應(yīng)用中的廣泛使用。
對于低中頻情況，到來的信號S(t)由在fRF的有用信號u(t)和在
fIMG (其中fmG = fRF-2fIF)的無用干擾信號i(t)構(gòu)成。因此，可將到來
的信號s(t)表示為
<formula>formula see original document page 11</formula>
其中U(t)和i(t)分別是有用信號和干擾信號的復(fù)包絡(luò)，W是U和i
的實(shí)部。納入了RF減損，可將所得IF信號表示為
<formula>formula see original document page 11</formula>
其中g(shù)1=(l + 0.5a )，g2=(l-0.5a)(參見等式1)， (丫是復(fù)共軛。如可看出
的，由于模擬失配，所需信號u(t)被帶內(nèi)泄漏的鏡像r(t)破壞。也有
自所需信號到鏡像信道的泄漏。在圖5 (a)中在完全平衡的系統(tǒng)中給 出了其頻域圖例；不過，有用信號和干擾信號被下變頻成相反的頻率 十f,F和-f^。然后信號I和Q被轉(zhuǎn)換到數(shù)字域。隨之，另一混頻器級處 理從IF到基帶的最終下變頻。因?yàn)樵撟冾l級在數(shù)字域中發(fā)生，所以I
和Q信道是匹配的，假定理想的混頻導(dǎo)致下列基帶信號
<formula>formula see original document page 11</formula>
其中h1, h2具有水平括弧指示的值?？蓪1, h2當(dāng)作混頻矩陣 H的元素。
如可以看出的，最終的基帶信號不僅包含所需信號的縮放形式， 還包含干擾信號的縮放形式。將鏡頻抑制比(IRR)定義為所需信號 與干擾信號功率之比。
對于零中頻接收機(jī)的情況，如圖5(b)中所示，給出基帶信號
"a(先)=g,[",(fc)cos(A /2)+Me(fc)sin(A /2)] + /g2[w, (&) sin(爐f Z 2) + we(&) cos((^ / 2)] =士[(2 cos ^ - + (af cos,+乂2sin,一'(,)]
其中^=(1 + 0.5 )，《2=(1-0.5 )和(*)*是復(fù)共軛，h" 112可被看作混頻矩
陣H的元素。如可看出的，在I和Q信道之間存在串?dāng)_。
圖6 (a)和6 (b)圖解地示出了用于消除RF-減損的按照本發(fā) 明優(yōu)選實(shí)施例的Galileo接收機(jī)，圖6(a)是時(shí)域配置，而圖6(b) 是頻域配置。在兩個圖中，輸入信號s(t)輸入給I和Q信道60， 61。
每個信道包含用于把輸入信號與本地振蕩器信號flX)混頻以給出所需
的零中頻信號或低中頻信號的混頻器62。將下變頻信號施加給低通濾 波器63,在ADC64中數(shù)字化該濾波信號。在時(shí)域?qū)嵤├闆r下，把 數(shù)字化信號施加給去混頻級65，在解調(diào)器66中解調(diào)校正了 RF損減 的所得信號以恢復(fù)導(dǎo)航信號。在頻域?qū)嵤├闆r下，在把到來的時(shí)域 信號施加給去混頻級65之前，對其進(jìn)行數(shù)字化，然后如在FFT67上 那樣進(jìn)行快速傅立葉變換。在施加給解調(diào)器66之前，對去混頻信號 進(jìn)行反向FFT (如在IFFT 68上那樣)?；蛘?，可在解調(diào)器66中對 去混頻信號在頻域進(jìn)行處理，而無需IFFT68。另外，F(xiàn)FT67可由簡 單的時(shí)/頻轉(zhuǎn)換裝置代替，因?yàn)樗懻摰狞c(diǎn)數(shù)較少。
在低中頻情況下，去混頻級65充當(dāng)以u(t)和i(t)作為源的2乘2 盲復(fù)源分離器(blind-complex-source separator)，并試圖根據(jù)觀察 到的信號對其進(jìn)行估計(jì)。為使該方法運(yùn)轉(zhuǎn)，不但+fw部分、而且-fw 部分都需被變頻到基帶。在零中頻情況下，優(yōu)選實(shí)施例起操作I和Q 信號的2乘2盲源分離器的作用。
圖7更詳細(xì)地描述了圖6的去混頻級65。它由具有輸入n，2和輸 出c,，2的自適應(yīng)濾波器塊70組成。系數(shù)更新塊72接收信號r、 c并向 濾波器塊70提供系數(shù)更新信號74。圖7的去混頻級(如圖8和9中 更詳細(xì)地示出的)適于圖6的時(shí)域和頻域安排。
取決于所用的接收機(jī)拓樸(即低中頻或零中頻)，信號r,、 r2、 C!和C2可分別為復(fù)數(shù)或?qū)崝?shù)。此外，拓樸的選擇還影響濾波器和自適 應(yīng)系數(shù)更新塊。它們可相對于低中頻和零中頻拓樸分別為復(fù)數(shù)或?qū)?數(shù)。此外，由于GPS數(shù)據(jù)是士1，由優(yōu)選實(shí)施例導(dǎo)致的硬件開銷最小。 優(yōu)選實(shí)施例可被筒單地集成到現(xiàn)有接收機(jī)的信號處理鏈作為IP核或 作為軟件代碼。
圖8示出了去混頻單元的優(yōu)選實(shí)現(xiàn)，包括用于解決IQ-失配的交 叉耦合的濾波器。圖8詳細(xì)地示出了自適應(yīng)濾波器系統(tǒng)使用q和r2 來產(chǎn)生校正信號的方式。在零中頻的情況下，n和r2分別是I和Q信 號；但是在低中頻情況下，r,和r2分別是在數(shù)字域中下變頻到基帶的 所需信號(+fIF)和鏡像信號(-fIF)。自適應(yīng)系統(tǒng)包含交叉耦合的自 適應(yīng)濾波器。接收的信號n和r2被輸入到交叉耦合的自適應(yīng)濾波器。 自適應(yīng)系數(shù)更新塊確定新的去相關(guān)矩陣或去混頻矩陣W ，去混頻矩陣 W在用于產(chǎn)生另一校正信號時(shí)，進(jìn)一步降低誤差信號的量級，也就是， 去混頻矩陣W用于補(bǔ)償或抵消混頻矩陣H(參見等式(5))。然后，
把系數(shù)更新塊的輸出送回給自適應(yīng)濾波器系統(tǒng)，用以代替由系數(shù)更新 塊提供的其去混頻矩陣。于是，這個新的去混頻矩陣被用于執(zhí)行反向 濾波，然后減去這些估計(jì)來生成估計(jì)的或重建的信號"(k)和c2(k)， 其中k代替t作為離散時(shí)間樣本。繼續(xù)該處理直到誤差信號的量級到 達(dá)最小或預(yù)定的門限。從而，誤差信號起作為調(diào)整去混頻矩陣的反饋 信號的作用。
如圖8中所示，載波的I和Q分量，n和r2-故施加給去混頻單 元80的輸入。去混頻單元80包括在前饋環(huán)84中的第一和第二自適 應(yīng)濾波器82。環(huán)84在兩個信道之間交叉耦合，與信道中的求和點(diǎn)86 相連，以致由自適應(yīng)濾波器修改的每個輸入信號被加入到其它輸入信
號。信道輸出Ci(k)和C2(k)代表去混頻單元的輸出，用于如在88上那 樣更新濾波器的系數(shù)。
當(dāng)消除了誤差信號時(shí)，去混頻矩陣W抵消了混頻矩陣H?？稍?Cetin E.等發(fā)表的前述論文中找到一種處理該問題的更嚴(yán)謹(jǐn)?shù)臄?shù)學(xué)方
法。對于前饋的情況，可從上述中示出源估計(jì)d(k)和C2(k)變成
<formula>formula see original document page 14</formula>當(dāng)濾波器聚合，即<formula>formula see original document page 14</formula>時(shí):
對于反饋的情況
<formula>formula see original document page 14</formula>當(dāng)濾波器聚合，即w產(chǎn)ht且w2=h2時(shí)
<formula>formula see original document page 14</formula>(8)
那么源估計(jì)變成
<formula>formula see original document page 14</formula>(9)
(10) 那么源估計(jì)變成
<formula>formula see original document page 14</formula>(11)
去混頻單元的備選實(shí)現(xiàn)是將濾波器放在反饋環(huán)中。圖9中示出了 該結(jié)構(gòu)，其中與圖8中的部件相似的部件以相同附圖標(biāo)記表示。濾波 器82 一皮放在反饋環(huán)90中。
可借助于自適應(yīng)算法來計(jì)算濾波器系數(shù)。該算法可為簡單的標(biāo)準(zhǔn) 最小均方(LMS)或遞歸最小二乘(RLS)算法。當(dāng)然，自適應(yīng)算法的 選擇會影響性能；不過，提出的方法不依賴于任何專用算法或?qū)τ糜?更新其濾波器系數(shù)的任何專用算法/方案的需要。
本申請已示出通過僅使用輸出信號的極性進(jìn)行系數(shù)更新，而整體
系統(tǒng)性能并未以任何方式受到損害；這導(dǎo)致極大降低的復(fù)雜度。此外，
自適應(yīng)濾波器的操作也被簡化，因?yàn)槭鞘褂盟孟禂?shù)的符號來操作。
為了從解調(diào)器66中的去混頻級的輸出中獲得導(dǎo)航數(shù)據(jù)(其為雙 極性，±1),需要一個非常簡單或細(xì)微的ADC操作，其可最簡單地 利用極性檢測器或硬限幅器(hard limiter )。
至少在上述實(shí)施例中的本發(fā)明的特點(diǎn)如下
1、 在全球衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)接收機(jī)中不需要導(dǎo)頻/測試音來去除RF 損減的方法。
2、 通過把濾波器放在反饋環(huán)中，找到了一種用于分離結(jié)構(gòu)的備 選實(shí)現(xiàn)。
3、 原料費(fèi)用降低而性能增強(qiáng)的設(shè)備，其使得電子器件制造者能 夠成本有效地設(shè)計(jì)和銷售價(jià)格低廉的產(chǎn)品。
4、 借助寬松的RF前端規(guī)范(通過本申請中創(chuàng)新的數(shù)字處理技 術(shù)進(jìn)行補(bǔ)償和援助)來集成和去除大型、功率耗費(fèi)大的模擬組件，從 而得到使用非專用、低生產(chǎn)成本CMOS技術(shù)設(shè)計(jì)的更健壯和功率有 效的產(chǎn)品。
5、 所述方法適于零中頻和低中頻接收機(jī)。
6、 所述方法適于時(shí)域和頻域校正。
7、 進(jìn)行校正矩陣預(yù)測的方法，使用數(shù)據(jù)的極性，提供極為硬件 有效的解決方案。本申請已示出，此系數(shù)更新塊就是操作極性信息而 不會損害整體系統(tǒng)性能，但又導(dǎo)致復(fù)雜度極大降低。
8、 使用了盲技術(shù)，因而不需要訓(xùn)練或?qū)ьl/測試音。
9、 所述方法適用于AltBOC和六相/CASM。
10、 易于集成到接收機(jī)的標(biāo)準(zhǔn)信號處理鏈，而硬件/軟件開銷較 小?？蓪⒈景l(fā)明容易地應(yīng)用于現(xiàn)有系統(tǒng)，無需改變已安裝的基礎(chǔ)設(shè)施。
11、 在多徑、衰減環(huán)境以及低SNR情況下工作，使其適于微弱 信號的GPS應(yīng)用。
12、 兩個信道均被高質(zhì)量地恢復(fù)。對于低中頻形式，不僅恢復(fù)所 需信道，還恢復(fù)剛好是鄰信道的干擾信道。
權(quán)利要求
1、一種消除衛(wèi)星無線電導(dǎo)航系統(tǒng)的接收導(dǎo)航信號中的I/Q失配的方法，所述方法包括:把接收的導(dǎo)航信號分解成I和Q信號分量，和把所述I和Q信號分量作為輸入提供給去混頻級，所述去混頻級去混頻所述I和Q信號分量以去除無用信號，去混頻級包含第一和第二自適應(yīng)濾波器，其系數(shù)由去混頻級的輸出來更新，去混頻級的輸出表示IQ失配校正信號。
2、 按照權(quán)利要求1的方法，其中接收的導(dǎo)航信號是Galileo系統(tǒng) 的信號。
3、 按照權(quán)利要求2的方法，其中接收的導(dǎo)航信號是相干自適應(yīng)副載波調(diào)制信號。
4、 按照權(quán)利要求2的方法，其中接收的導(dǎo)航信號是AltBOC調(diào)制的。
5、 按照權(quán)利要求4的方法，其中所述系數(shù)由去混頻級的輸出的 極性來更新。
6、 按照前述任一權(quán)利要求的方法，其中在接收信號的時(shí)域形式 上執(zhí)行去混頻。
7、 按照前述任一權(quán)利要求的方法，其中在接收信號的頻域形式 上執(zhí)行去混頻，并且使處于時(shí)域中的接收信號在去混頻之前進(jìn)行頻率 變換。
8、 按照前述任一權(quán)利要求的方法，其中所述I和Q分量是零中 頻信號，包含無用的復(fù)共軛分量。
9、 按照權(quán)利要求8的方法，其中所述I和Q信號分量由低中頻 信號得出，所述低頻信號被轉(zhuǎn)換成基帶信號，并且包含在鏡像頻率上 的無用干擾分量。
10、 一種衛(wèi)星無線電導(dǎo)航接收機(jī)，所述接收機(jī)適于消除接收的導(dǎo) 航信號中的I/Q失配，所述接收機(jī)包括 用于把接收的導(dǎo)航信號分解成I和Q信號分量的分解裝置，和 被安排為接收所述信號分量作為輸入信號、去混頻所述信號分量以去 除無用信號的去混頻級，所述去混頻級包含第一和第二自適應(yīng)濾波 器，以及用于由去混頻級的輸出更新所述自適應(yīng)濾波器的系數(shù)的裝 置，所述去混頻級的輸出表示IQ-失配校正信號。
11、 按照權(quán)利要求10的接收機(jī)，其中所述去混頻級包括通過包 含第一減裝置的第一信號路徑與第一輸出耦合的第一輸入，通過包含 第二減裝置的第二信號路徑與第二輸出耦合的第二輸入，所述第一濾 波器從所述第 一信號路徑耦合到所述第二信號路徑，以及所述第二濾 波器從所述第二信號路徑耦合到所述第 一信號路徑。
12、 按照權(quán)利要求11的接收機(jī)，其中所述第一濾波器在前饋環(huán) 中在所述第一輸入和所述第二減裝置之間耦合，而所述第二濾波器在 前饋環(huán)中在所述第二輸入和所述第 一減裝置之間耦合。
13、 按照權(quán)利要求ll的接收機(jī)，其中所述第一濾波器在反饋環(huán) 中在所述第一輸出和所述第二減裝置之間耦合，而所述第二濾波器在 反饋環(huán)中在所述第二輸出和所述第 一減裝置之間耦合。
14、 按照權(quán)利要求10-13中任一項(xiàng)的接收機(jī)，其中所述自適應(yīng)濾 波器的系數(shù)包括所述去混頻級的輸出的符號。
15、 按照權(quán)利要求10-14中任一項(xiàng)的接收機(jī)，包含與所述去混頻 級的輸入耦合的時(shí)/頻變換裝置，用于在頻域中對信號進(jìn)行去混頻。
16、 按照權(quán)利要求10-15中任一項(xiàng)的接收機(jī)，其中所述接收機(jī)為 零中頻接收機(jī)，而所述分解裝置包含零中頻混頻裝置。
17、 按照權(quán)利要求16的接收機(jī)，其中所述接收機(jī)為低中頻接收 機(jī)，而所述分解裝置包含低中頻混頻裝置以把接收的導(dǎo)航信號轉(zhuǎn)換成 低中頻信號，并且還包含用于把所述低中頻信號轉(zhuǎn)換到基帶以提供所 述I和Q分量的混頻裝置。
18、 用于消除衛(wèi)星無線電導(dǎo)航系統(tǒng)的接收信號中的I/Q失配的接 收機(jī)，基本上如參考附圖所述的那樣。
19、 用于消除衛(wèi)星無線電導(dǎo)航系統(tǒng)的接收信號中的I/Q失配的方 法，基本上如參考附圖所述的那樣。
全文摘要
在接收傳送的無線電導(dǎo)航信號的衛(wèi)星無線電導(dǎo)航接收機(jī)中，一種消除接收信號中的I/Q失配的方法，包括把接收的信號分解成I和Q信號分量，并把它們作為輸入提供給消除無用信號的去混頻級，去混頻級包含第一和第二交叉耦合的自適應(yīng)濾波器，其系數(shù)由去混頻級的輸出來更新，去混頻級的輸出表示IQ失配校正信號。接收機(jī)可為零中頻或低中頻接收機(jī)，并且可在時(shí)域或頻域信號上工作。
文檔編號H04L27/38GK101385300SQ200780005747
公開日2009年3月11日 申請日期2007年2月14日 優(yōu)先權(quán)日2006年2月15日
發(fā)明者A·G·登普斯特, E·塞廷, I·卡爾, R·C·S·莫林格 申請人:威斯敏斯特大學(xué)