專利名稱：：多載波碼分多址系統(tǒng)、發(fā)射器以及接收器的制作方法多載波碼分多址系統(tǒng)、發(fā)射器以及接收器
背景技術(shù)：
：發(fā)明領(lǐng)域本發(fā)明是有關(guān)基于多載波碼分多址方法(以下稱為"MC-CDMA")的可用于MC-CDMA系統(tǒng)的發(fā)射器和接收器。相關(guān)技術(shù)說(shuō)明在移動(dòng)無(wú)線通信領(lǐng)域，作為一項(xiàng)在頻率選擇性衰減環(huán)境中超高速的無(wú)線接入技術(shù)，融合了OFDM方法和CDMA方法的MC-CDMA系統(tǒng)成為焦點(diǎn)。該系統(tǒng)用于傳輸信號(hào)，在一頻域內(nèi)，將一傳輸信號(hào)和一與每一用戶對(duì)應(yīng)的碼序列相乘，然后將其分割并擴(kuò)展至多個(gè)子載波(參見(jiàn)《ApplicationofOFDMModulationMethod》,WataruMatsumoto和HidekiOchiai著，Triceps7>司出版，2001年)。包括發(fā)射器和接收器的傳統(tǒng)的系統(tǒng)配置如圖4所示。請(qǐng)參圖4，(1(14)代表用戶k的數(shù)據(jù)。此時(shí)，該數(shù)據(jù)為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。每一QPSK調(diào)解部接收2比特的數(shù)據(jù)并以一個(gè)符號(hào)的形式將其輸出。每一復(fù)制部在頻率軸上以一定擴(kuò)展率復(fù)制數(shù)據(jù)。L為擴(kuò)展率。復(fù)制的次數(shù)與擴(kuò)展碼的數(shù)量是相對(duì)應(yīng)的。C奶k代表第k個(gè)用戶的第m個(gè)子載波的擴(kuò)展碼。所用的擴(kuò)展碼為圖1所示W(wǎng)alsh擴(kuò)展碼。Cm,k表示圖1中第m行、第k列處的擴(kuò)JL碼。每一復(fù)用部復(fù)用用戶的擴(kuò)屑_信號(hào)。導(dǎo)頻符插入部在復(fù)用部發(fā)出的信號(hào)中插入一導(dǎo)頻符以檢查解調(diào)處的傳輸路徑的狀況。通常情況下，當(dāng)傳輸數(shù)據(jù)被還原為原始數(shù)據(jù)時(shí)，即使進(jìn)行了發(fā)射方操作的反向操作，因?yàn)檠舆t與衰減現(xiàn)象的存在，傳輸數(shù)據(jù)也無(wú)法被還原成原始數(shù)據(jù)。為解決這一問(wèn)題，插入一個(gè)已知的導(dǎo)頻符，接收方在收到的導(dǎo)頻符的基礎(chǔ)上估算出傳輸路徑的狀況。接收方可利用估算得到的信息(比如傳輸路徑的延遲譜和頻率響應(yīng))對(duì)接收到的信息進(jìn)行解調(diào)。IFFT(快速傅立葉逆變換)部執(zhí)行快速傅立葉逆變換，把頻譜轉(zhuǎn)化成時(shí)間信號(hào)。保護(hù)間隔增加部測(cè)量延遲波并阻止前一符號(hào)在解調(diào)方執(zhí)行FFT(快速傅立葉變換)時(shí)it^采樣。由于保護(hù)間隔的存在，當(dāng)延遲發(fā)生時(shí)，信號(hào)的尾部出現(xiàn)在信號(hào)的首部。此時(shí)，認(rèn)為信號(hào)已經(jīng)由于延遲發(fā)生了循環(huán)轉(zhuǎn)換。在接收方，保護(hù)間隔增加部去除接收到的數(shù)據(jù)中的保護(hù)間隔，然后執(zhí)行FFT以把時(shí)間信號(hào)轉(zhuǎn)換為頻譜。接收器從頻譜中分離出用于估算的導(dǎo)頻符。傳輸i^估算部基于分離出的導(dǎo)頻符和接收導(dǎo)頻符(receptionpilotsymbol)估算出傳輸路徑的頻率響應(yīng)hm。接著，權(quán)重因數(shù)計(jì)算部對(duì)擴(kuò)展碼C恥k和頻率響應(yīng)值值lu進(jìn)行加權(quán)運(yùn)算，以獲得第k個(gè)用戶和第m個(gè)子載波的權(quán)重因數(shù)Gk，w然后把輸入QPSK調(diào)制部的一個(gè)符號(hào)轉(zhuǎn)化成2比特?cái)?shù)據(jù)。在這樣的MC-CDMA系統(tǒng)中，Walsh碼被用作擴(kuò)展碼。但使用此種擴(kuò);IL碼，當(dāng)其受到延遲波的影響時(shí)，用戶的擴(kuò)展碼將失去正交性。該影響會(huì)波及多個(gè)用戶，誤碼率進(jìn)一步惡化。為解決該問(wèn)題，有>^提_漢采用回復(fù)正交組合(ORC)方法，該方法在解調(diào)時(shí)使用權(quán)重因數(shù)進(jìn)行合成，以及最小均方誤差組合(MMSEC)方法。這些提議也被證實(shí)為有效的方法(參見(jiàn)N.Yee，andJP.Linnartz,"ControlledEqualizationofMulticarrierCDMAInIndoorRicianFadingChannel",Proc.IEEEVTC，94,pp.1665■1669,1994;A.Chouly，A.Brajal,andS.Jourdan，"OrthogonalmulticarriertechniquesappliedtodirectsequencespreadspectrumCDMAsystems,"Proc.IEEEGLOBECOM，'93，ppl723畫(huà)1728,Sep.1999;andS.HaraandR.Prasad,"DesignandPerformanceofMulticarrierCDMAsystemsinFrequency-SelectiveRayleighFadingChannels",IEEETrans.Veh.Technol.，Vol.48，ppl584-1595，Sep.1999)。然而即使在這些方法中，當(dāng)復(fù)用數(shù)量增加，要完全保持正交狀態(tài)是不可能的，而且，BER性能由于信道間干擾嚴(yán)重惡化。發(fā)明概述本發(fā)明的一個(gè)目的是提供MC-CDMA發(fā)射器和接收器，二者都使用一種新型正交擴(kuò)展碼，使得延遲波僅僅影響一個(gè)特定的用戶。為解決上述問(wèn)題，發(fā)射器將傳輸信號(hào)的真實(shí)部分(realpartcomponent)與虛擬部分(imaginarypartcomponent)在一頻域內(nèi)與一正弦信號(hào)相乘，將其分割并擴(kuò)展至多個(gè)正交子栽波，然后復(fù)用(multiplex)這些子載波并進(jìn)行傳輸；其中，該正弦信號(hào)的振幅為r且為正交，以使不同用戶的頻率周期不同。在接收方面，接收器從上述發(fā)射器接收傳輸信號(hào)，將傳輸信號(hào)與一正弦信號(hào)相乘，以將上述傳輸信號(hào)解擴(kuò)，其中，該正弦信號(hào)的振幅為r且正交，從而使用戶間的頻率周期不同。對(duì)于擴(kuò)展碼，一個(gè)擴(kuò)展碼就一延遲波的延遲時(shí)間與另一個(gè)擴(kuò)展碼是一致的。這樣，延遲波僅影響與該延遲時(shí)間對(duì)應(yīng)的用戶。當(dāng)復(fù)用數(shù)量較少時(shí)，通過(guò)改變數(shù)據(jù)排列可消除信道間干擾。當(dāng)復(fù)用數(shù)量較大時(shí)，可以運(yùn)用viterbi算法進(jìn)行似然估算。在本發(fā)明的結(jié)構(gòu)中，在發(fā)射器方，通過(guò)傅立葉逆變換如IFFT(InverseFastFourierTransform)實(shí)現(xiàn)擴(kuò)展和復(fù)用；在接收方，通過(guò)傅立葉變換如FFT(FastFourierTransform)實(shí)現(xiàn)解擴(kuò)。這樣一來(lái)，原來(lái)在傳輸方分別進(jìn)行的擴(kuò)展和復(fù)用操作可通過(guò)FFT—次性完成。在接收方，當(dāng)使用傳統(tǒng)的技術(shù)時(shí)，為提取數(shù)據(jù)，接收信號(hào)必須與每一個(gè)擴(kuò)展碼相對(duì)應(yīng)。但是，在本發(fā)明中，接收數(shù)據(jù)可以由FFT—次性提取。這簡(jiǎn)化了程序。進(jìn)一步的，擴(kuò)展和復(fù)用通過(guò)傅立葉逆變換完成，然后利用相位掩模改變子載波的相位。相應(yīng)地，在接收方，每一子載波的相位由相位^^模新設(shè)定，然后通過(guò)傅立葉變換進(jìn)行解擴(kuò)。通過(guò)傅立葉逆變換實(shí)現(xiàn)擴(kuò)展和復(fù)用，經(jīng)過(guò)傅立葉逆變換，得到的數(shù)據(jù)不是擴(kuò)展數(shù)據(jù)，僅僅是該數(shù)據(jù)的排列發(fā)生了變化而已。另一方面，如果子載波^:相位掩模改變了相位，并被傅立葉逆變換，信號(hào)就在傳輸時(shí)M時(shí)擴(kuò)展。在接收方，子載波的相位由已知的相位掩模重新設(shè)定，傳輸信號(hào)還原成其原來(lái)狀態(tài)。本發(fā)明的MC-CDMA系統(tǒng)包括一發(fā)射器，用于將傳輸信號(hào)與一正弦信號(hào)在一頻域內(nèi)相乘，以將其分割并擴(kuò)展至多個(gè)正交的子載波并復(fù)用該多個(gè)子載波，所述正弦信號(hào)振幅為r并且正交，從而用戶間的頻率周期各不相同；以及一接收器，用于接收所述來(lái)自發(fā)射器的傳輸信號(hào)，將傳輸信號(hào)與一正弦信號(hào)在一頻域內(nèi)相乘，以將該傳輸信號(hào)解擴(kuò)，其中，所述正弦信號(hào)振幅為r并且正交，從而使不同用戶間的頻率周期不同。延遲波僅影響與該延遲時(shí)間對(duì)應(yīng)的用戶。當(dāng)復(fù)用數(shù)量較小時(shí)，信道間干擾可通過(guò)變化數(shù)據(jù)排列被消除。在復(fù)用數(shù)量較大時(shí)，可通過(guò)viterbi算法進(jìn)行最大似然的估算。以下為本發(fā)明較優(yōu)實(shí)施例以及附圖，從中還可以獲得本發(fā)明的其他目標(biāo)、特征以及優(yōu)點(diǎn)。附圖的簡(jiǎn)要說(shuō)明圖1為傳統(tǒng)MC-CDMA系統(tǒng)使用的Walsh碼的表格；圖2為本發(fā)明MC-CDMA系統(tǒng)使用的一組正交擴(kuò)展碼的表格；圖3為一實(shí)施例中正交擴(kuò)展碼的真實(shí)部分和虛擬部分；圖4為傳統(tǒng)MC-CDMA系統(tǒng)的發(fā)射器的示意圖5為本發(fā)明一實(shí)施例中MC-CDMA系統(tǒng)的發(fā)射器和接收器的示意圖6為實(shí)施例中擴(kuò)展碼和延遲之間關(guān)系的示意圖；圖7為實(shí)施例中數(shù)據(jù)排列方法的示意圖8為在靜態(tài)環(huán)境中傳統(tǒng)BER性能與Eb/No的關(guān)系的示意圖9為4^發(fā)明靜態(tài)環(huán)境中BER性能與Eb/N。的關(guān)系的示意圖10為本發(fā)明靜態(tài)環(huán)境中另一BER性能與Eb/No的關(guān)系的示意圖11為本發(fā)明靜態(tài)環(huán)境中又一BER性能與Eb/N。的關(guān)系的示意圖12為本發(fā)明衰減環(huán)境中傳統(tǒng)BER性能與Eb/No的關(guān)系的示意圖13為本發(fā)明衰減環(huán)境中BER性能與Eb/No的關(guān)系的示意圖14為本發(fā)明衰減環(huán)境中BER性能與Eb/No的關(guān)系的示意圖；以及圖15為所需Eb/No與DUR的關(guān)系示意圖。較佳實(shí)施例下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的一實(shí)施例進(jìn)行說(shuō)明。圖5為本發(fā)明一實(shí)施例中包括發(fā)射器和接收器的MC-CDMA系統(tǒng)的示意圖。圖2為本實(shí)施例中使用的一組正交擴(kuò)展碼的表格。圖3展示了正交擴(kuò)展碼的相位和振幅。當(dāng)擴(kuò)展率L=32時(shí)，如圖3所示，基于某一正交關(guān)系如正弦波或余弦波(以下統(tǒng)稱為"正弦波")產(chǎn)生一組正交擴(kuò)展碼，這也是本實(shí)施例的特征之一。該組正交擴(kuò)展碼是以此特征為基礎(chǔ)產(chǎn)生的。假設(shè)每一子載波的頻率間隔為Af，則第m個(gè)子載波的頻率Fm為mAf，即Fm=mAf(m=0，1，……L-l)。用戶k(k-O,l,.......k-l;其中k為用戶數(shù)量)的擴(kuò)展碼序列可表示為(方禾呈式一)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>假設(shè)c，F(xiàn)J4，則有，(方程式二)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>該方程式表達(dá)了擴(kuò)展碼序列。上i^Jt交擴(kuò)展碼組內(nèi)各正交擴(kuò)展碼之間的相關(guān)度為0,用戶間的相關(guān)度也為0。因此可獲得用戶間的正交性。傳統(tǒng)系統(tǒng)中的Walsh碼是一個(gè)由(-l，l)組成的二進(jìn)制的數(shù)據(jù)序列。以該碼擴(kuò)展信號(hào)是指將以擴(kuò)展率被復(fù)制在頻率軸上的數(shù)據(jù)排列并移相(0,7T)。在此種情形下，信號(hào)的相位發(fā)生了變化，但振幅保持不變。相應(yīng)地，其頻鐠呈矩形。因此，當(dāng)用本發(fā)明的正交碼擴(kuò)展該信號(hào)后，由于該信號(hào)的真實(shí)部分和虛擬部分為正弦信號(hào)，所以信號(hào)的相位發(fā)生了變化。但，當(dāng)用Walsh編碼擴(kuò)展時(shí)，由于信號(hào)的振幅是固定的，所以頻譜呈矩形。在如圖4所示的傳統(tǒng)的MC-CDMA系統(tǒng)的發(fā)射器的設(shè)置中，以擴(kuò)展率復(fù)制數(shù)據(jù)，接著，將該數(shù)據(jù)乘以對(duì)應(yīng)用戶的擴(kuò)屑_碼，然后，復(fù)用所有用戶的擴(kuò)展數(shù)據(jù)。當(dāng)釆用本發(fā)明的正交碼時(shí)，復(fù)用的(multiplexed)子載波信號(hào)可用以下方程式表達(dá)(方程式3)在上述方程式中，d(k)代表用戶k的數(shù)據(jù)。當(dāng)離散時(shí)間信號(hào)為Vs(t)，離散頻譜為Vs(f)時(shí)，該方程式相當(dāng)于一離散傅立葉逆變換("IDFT")方程式。(方程式4)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>因此，通過(guò)使用本發(fā)明正交碼進(jìn)行擴(kuò)展與復(fù)用子載波的過(guò)程可以IDFT或者IFFT替換，其中，IFFT為IDFT的快速方法。圖4所示的傳統(tǒng)的MC-CDMA系統(tǒng)中的發(fā)射器中由虛線方框中的部分可用IFFT替代。使用擴(kuò)展/復(fù)用方法仍存在一個(gè)問(wèn)題，如使用該方法，在發(fā)送信號(hào)(transmission)時(shí)需要連續(xù)進(jìn)行兩次IFFT。離散傅立葉變換("DFT")可用以下方程式表示(方程式5)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>如果f=-f，，則方程式5成為(方程式6)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>由以上可知，IDFT和DFT的區(qū)別在于計(jì)算結(jié)果的符號(hào)是相反的。因此，如果作為IDFT的快速方法的IFFT進(jìn)行了兩次，所獲得MC-CDMA信號(hào)中，用戶的數(shù)據(jù)僅僅改變了時(shí)間順序。該信號(hào)不產(chǎn)生擴(kuò)展效果。為解決該問(wèn)題，由IFFT替代擴(kuò)>^/復(fù)用方法。在進(jìn)行IFFT前以相位掩模將子載波的相位隨機(jī)化。該相位掩模具有固定的振幅與隨機(jī)的相位，并且必須A^L射器和接收器所已知的。該相位掩模可以用于區(qū)別相鄰單元的編碼。當(dāng)使用該相位掩模時(shí)，該MC-CDMA信號(hào)在發(fā)送時(shí)被及時(shí)擴(kuò)展。圖5展示了采用了上述擴(kuò)>^/復(fù)用方法以及上W目位掩模的MC-CDMA系統(tǒng)的發(fā)射器和接收器的設(shè)置。圖5中，d⑧代表用戶k的數(shù)據(jù)。該數(shù)據(jù)是由一連續(xù)的數(shù)據(jù)序列被分割成塊而獲得的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。QPSK調(diào)制器接收2比特的數(shù)據(jù)并將其轉(zhuǎn)換成單一符號(hào)的形式輸出。本發(fā)明的發(fā)射器與傳統(tǒng)的系統(tǒng)中的(如圖4所示)不同，圖4所示傳統(tǒng)發(fā)射器以虛線包圍的部分在本發(fā)明的發(fā)射器中以IFFT部和移相部替代。當(dāng)使用本發(fā)明的擴(kuò)展碼時(shí)，以上述擴(kuò)展率來(lái)復(fù)制數(shù)據(jù)，并與該擴(kuò)展碼相乘以復(fù)用(multiplex)這些數(shù)據(jù)的過(guò)程由IFFT替代。IFFT把頻譜轉(zhuǎn)換成時(shí)間信號(hào)。該操作是將負(fù)載于不同頻率的波上的數(shù)據(jù)疊加，這就相當(dāng)于用上述擴(kuò)>^碼擴(kuò)>|1信號(hào)的IMt。移相部以一隨意值(arbitraryvalue)通it^目位4^模改變經(jīng)過(guò)IFFT處理的子栽波的振幅/相位，。相位掩模的振幅是固定的，相位是隨機(jī)的，將其與每個(gè)子載波相乘。如此，子載波的相位被改變，接著進(jìn)行第二次IFFT操作。該IFFTM移相部輸出的信號(hào)從頻域轉(zhuǎn)化到時(shí)域。與傳統(tǒng)的方法相同，導(dǎo)頻符插入部向輸出信號(hào)中插入導(dǎo)頻符用于檢查解調(diào)處的傳輸路徑的狀況。與傳統(tǒng)方法相同，設(shè)置一保護(hù)間隔增加部來(lái)測(cè)量延遲波。當(dāng)在解調(diào)處執(zhí)行FFT時(shí)，保護(hù)間隔增加部阻止前一符號(hào)h采樣。由于保護(hù)間隔的存在，當(dāng)延遲發(fā)生時(shí)，一信號(hào)的尾部出現(xiàn)在該信號(hào)首部。由此，可認(rèn)為該信號(hào)由于延遲發(fā)生了循環(huán)轉(zhuǎn)換。另一方面，接收器接收來(lái)自發(fā)射器的信號(hào)。保護(hù)間隔除去部除去保護(hù)間隔，F(xiàn)FT把位于上述時(shí)域內(nèi)的信號(hào)轉(zhuǎn)化為上述頻域內(nèi)的代表上述頻譜的信號(hào)。導(dǎo)頻符除去部提取出導(dǎo)頻符以用于延遲估算，并利用一已知傳輸導(dǎo)頻符和接收導(dǎo)頻符獲得一關(guān)聯(lián)性進(jìn)而獲得Pkk和apkk。將除去導(dǎo)頻符的頻譜與傳輸方使用的相位掩模相乘，使之回復(fù)原始狀態(tài)。然后，進(jìn)行下一次FFT操作以進(jìn)行解擴(kuò)處理。所獲的導(dǎo)頻符被作為臨時(shí)決定符(temporarydeterminationsymbol)。然后，利用pkk和aPkk進(jìn)行基于viterbi算法的最大似然估算，以獲得用戶k的解調(diào)數(shù)據(jù)d，?，F(xiàn)對(duì)上述的正交擴(kuò)展碼之間的關(guān)系進(jìn)行說(shuō)明。上述正交擴(kuò)展碼的最大特征之一是將由延遲波引起的信道間干擾限制于特定用戶的擴(kuò)展碼。如果存在延遲波，并且該延遲波的振幅為a、延遲時(shí)間為M個(gè)采樣長(zhǎng)度(Msamples)，其在該頻率范圍內(nèi)的信道特征為(方程式7)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>分給用戶K+M的編碼C一^的延遲波的組成部分(component)的變化如下(方程式8)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>圖6展示了延遲波的延遲時(shí)間為一個(gè)采樣長(zhǎng)度時(shí)，用戶3和用戶2之間的擴(kuò)展碼的關(guān)系。如圖所示，用戶3的擴(kuò)展碼的延遲波的組成部分的波型(pattern)和用戶2的擴(kuò)展碼的波型相同。這適用于所有的擴(kuò)展碼。用戶K+l的擴(kuò)屑^碼的延遲波的組成部分的波型與用戶K的擴(kuò);^碼的波型相同。如果延遲波的延遲時(shí)間為M個(gè)釆樣長(zhǎng)度，用戶K+M的擴(kuò)展碼的延遲波的組成部分的波型和用戶K的擴(kuò)展碼的波型相同。以下對(duì)采用本發(fā)明正交擴(kuò)展碼時(shí)，由延遲波造成的信道間干擾的檢測(cè)進(jìn)行i兌明。在MC-CDMA復(fù)用環(huán)境中，通過(guò)關(guān)聯(lián)接收信號(hào)R和擴(kuò)展碼<:(10獲得一符號(hào)，因此，用戶K的解調(diào)符號(hào)d嚴(yán)可表示為(方程式9)w二0在該方程式中，L是擴(kuò)展率，pkk是擴(kuò)展碼C^的一個(gè)自相關(guān)值(autocorrelationvalue)，Zn是高斯噪聲。這是一個(gè)延遲波的影響不存在時(shí)的解調(diào)符號(hào)。當(dāng)信號(hào)受到延遲波(其振幅為a，延遲時(shí)間為M個(gè)采樣長(zhǎng)度)干擾的影響時(shí)，若使用本發(fā)明的正交擴(kuò);^碼時(shí)，影響用戶K的解調(diào)符號(hào)d，的擴(kuò)展碼僅為用戶K+M的擴(kuò)展碼。解調(diào)符號(hào)d，可表示為以下方程式10:(方程式10)若使用傳統(tǒng)的Walsh碼，當(dāng)信號(hào)受到一個(gè)延遲波的影響時(shí)將與多個(gè)擴(kuò)展碼相干擾。若使用如方程式10所表示的正交擴(kuò)展碼，受到延遲波影響的擴(kuò)屑^碼僅限于特定的某一個(gè)。以下將對(duì)利用上述擴(kuò)展碼的特征的兩種方法進(jìn)行說(shuō)明。一種方法是當(dāng)用戶較少時(shí)的擴(kuò)展碼的選擇方法，第二種方法是當(dāng)用戶較多時(shí)的利用viterbi算法的多用戶估算法。推薦方法一先說(shuō)明用戶較少時(shí)的擴(kuò)展碼選擇方法。通過(guò)使用上述正交擴(kuò)展碼，由延遲波組成部分引起的干擾僅存在于基于該延遲時(shí)間的那個(gè)擴(kuò)展碼。也就是說(shuō)，通iti^擇擴(kuò)展碼以減少延遲波干擾帶來(lái)的影響，延遲波的影響降低了。假i殳n為自然數(shù)，k，=nk(k=1,2,...，L-l)，上"交擴(kuò)>^碼序列可用以下方程式表示(方程式11)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>在該方程式中，信號(hào)受到延遲時(shí)間為nk個(gè)采樣長(zhǎng)度的延遲波的干擾的影響。同時(shí)連接的用戶的數(shù)量降到L/n。當(dāng)擴(kuò)^/復(fù)用操作被IFFT操作所替代時(shí)，如果用戶的數(shù)據(jù)重新排列以使每n點(diǎn)出現(xiàn)一個(gè)IFFT點(diǎn)，那么可以采取等同的措施。圖7展示了解調(diào)時(shí)信道間的干擾,此時(shí)延遲時(shí)間M為1個(gè)采樣長(zhǎng)度，其中，M=l，11=1和11=2。推薦方法2以下對(duì)當(dāng)用戶量較大時(shí)采用的利用viterbi算法的多用戶估算方法進(jìn)行說(shuō)明。在方程式10中，如果解調(diào)符號(hào)d,為時(shí)間序列，同時(shí)pkk和apuk為一個(gè)脈沖響應(yīng)，方程式10可被看成用于表示符號(hào)間干擾。對(duì)應(yīng)地，一基于viterbi算法的最大似然序列估算方法是可行的。如果解調(diào)符號(hào)(d,),dr("，…,dr(k),...，d嚴(yán)")為時(shí)序，那么(1,,到d,)符號(hào)的變化局限于實(shí)際傳送符號(hào)d一^和d叫組合的數(shù)量,解調(diào)符號(hào)由實(shí)際傳送符號(hào)、pw以及aPkk利用方程式10而獲得。假設(shè)M(延遲時(shí)間)=1個(gè)采樣長(zhǎng)度，并且調(diào)制方法為QPSK。在狀態(tài)00(CTn+1=(1,)=OO)下，如果用戶k的解調(diào)符號(hào)為00(d(k)=00)，若00—l+j,d(k+1)=d(k)=-l+j。因此，(畫(huà)l+j)Puk+(-l+j)ap^是個(gè)調(diào)解符。這樣，獲得viterbi算法中的臨時(shí)狀態(tài)；接著依序執(zhí)行公制計(jì)算以決定一個(gè)可行的路徑，并獲得枕良送的數(shù)據(jù)序列。在執(zhí)行公制計(jì)算時(shí)，有必要讓接收方知道首符。同步連接用戶的數(shù)量減少一個(gè)。實(shí)施例一以下對(duì)計(jì)算,擬進(jìn)行說(shuō)明。模擬^t如表一所示。表一<table>tableseeoriginaldocumentpage17</column></row><table>在傳輸方，排列經(jīng)過(guò)QPSK調(diào)制部初步調(diào)制的各用戶數(shù)據(jù)，接著執(zhí)行IFFT操作以代替擴(kuò);^/復(fù)用操作，然后利用相位掩^^設(shè)置子載波的相位，再插入對(duì)所有的用戶相同的導(dǎo)頻符。然后，執(zhí)行IFFT操作以產(chǎn)生MC-CDMA時(shí)間信號(hào)，并把保護(hù)間隔插入MC-CDMA信號(hào)。在接收方，除去保護(hù)間隔，F(xiàn)FT操作把接收信號(hào)在到頻率軸上分割。重新設(shè)定由相位掩模設(shè)定的子載波的相位，然后執(zhí)行FFT操作以替代解擴(kuò)操作，進(jìn)而產(chǎn)生合成的解調(diào)符。該符用作臨時(shí)決定符。從導(dǎo)頻符獲得延遲狀況。并進(jìn)行多次同步加法(synchronousaddition)來(lái)獲得pkk和aput的值。在靜態(tài)環(huán)境中，如每個(gè)用戶的數(shù)據(jù)排列在發(fā)送時(shí)發(fā)生變化，臨時(shí)決定符直接作為一個(gè)接收符。在衰減環(huán)境中，延遲波的影響是可以忽略的。通過(guò)使用pkk矯正直波的相位旋轉(zhuǎn)，可以獲得接收符。在用戶數(shù)量較多的情況下，可利用臨時(shí)決定符、Pkk和aPku來(lái)進(jìn)行基于viterbi算法的最大似然多用戶檢測(cè)。輸出的符號(hào)作為一估算接收符。在這些情況中的BER性能與Eb/N。(信息解調(diào)后每比特的信號(hào)功率與噪音功率鐠密度的比率)的關(guān)系由模擬計(jì)算獲得。圖8展示了在4吏用傳統(tǒng)的MMSEC解調(diào)方法時(shí)在靜態(tài)環(huán)境下的BER性能與Eb/N。的關(guān)系。獲得這些特性的模擬是基于這樣一個(gè)假設(shè)決定MMSEC權(quán)重因數(shù)的噪音的變量是已知的。圖9展示了使用上述擴(kuò)>^/復(fù)用方法時(shí)的BER性能與Eb/N。關(guān)系。這種情況下，基于延遲時(shí)間，用戶將受到直接影響。相應(yīng)地，如果在解調(diào)處不采取特別措施，BER性能與Eb/N。的關(guān)系將顯著惡化。盡管用戶增加，影響的水平保持不變。圖10展示了采用本發(fā)明的方法時(shí)，用戶數(shù)量較少的情況下，數(shù)據(jù)排列發(fā)生變化的情況下的BER性能與Eb/N。的關(guān)系。從其特性可以看出，延遲波的影響被全部消除。圖ll展示了在用戶數(shù)量較多，執(zhí)行基于viterbi算法的最大似然多用戶檢測(cè)的情況下的BER性能與Eb/No的關(guān)系。如圖所示，采用本發(fā)明的方法，即使用戶數(shù)量增多，BER特性仍只有很小的惡化?？梢钥隙ǖ氖?，與基于MMSEC的解調(diào)方法相比，采用本發(fā)明的方法后，當(dāng)采用最大復(fù)用數(shù)量，獲得BER4(^時(shí)，Eb/No比率改進(jìn)了約6dB。圖12展示了在衰減環(huán)境中釆用基于傳統(tǒng)MMSEC的解調(diào)方法時(shí)的BER性能與Eb/No的關(guān)系。在該模擬中，噪音的變量在接收器處是已知的。圖13展示了采用本發(fā)明的方法，在用戶數(shù)量較少的情況下，數(shù)據(jù)排列發(fā)生變化的情況下，BER與Eb/No的關(guān)系。從其特性曲線可以看出，延遲波的影響被消除，且延遲波并未引起多樣性效應(yīng)。圖14展示了在用戶數(shù)量較多，并執(zhí)行基于viterbi算法的最大似然多用戶檢測(cè)的情況下的BER性能與Eb/No的關(guān)系。如圖所示，與在前一靜態(tài)環(huán)境下一樣，如果釆用本發(fā)明的的方法，即使用戶數(shù)量增加，BER性能也很少惡化。進(jìn)而，在衰減環(huán)境下多樣性效應(yīng)是存在的，但可以肯定的是，在最大復(fù)用數(shù)量下可獲得BER=1(T3WEb/No比率與采用MMSEC方法時(shí)相比改進(jìn)了多達(dá)9dB。圖15展示了當(dāng)復(fù)用數(shù)量為16，作為超前波和延遲波功率比率的DUR和使BER等于10-3的Eb/N。率之間的關(guān)系。從中可以看出，在基于MMSEC解調(diào)的傳統(tǒng)方法中，在靜態(tài)環(huán)境下，延遲波功率的增強(qiáng)會(huì)使得性能降低；M本發(fā)明的方法中，性能的好壞并不依賴于DUR。雖然以上結(jié)合了較優(yōu)的實(shí)施例描述的發(fā)明，但本發(fā)明并不局限于上述實(shí)施例。相反，本發(fā)明應(yīng)包括符合所附權(quán)利要求的精神和范圍的各種修改及調(diào)整。以下權(quán)利要求的范圍應(yīng)做最寬的解釋以涵蓋所有這些修U相應(yīng)的結(jié)構(gòu)與功能。權(quán)利要求1.一采用多載波碼分多址方法的MC-CDMA系統(tǒng)，包括:一發(fā)射器，用于在一頻域內(nèi)將傳輸信號(hào)與一正弦信號(hào)相乘，并將其分割并擴(kuò)展至多個(gè)正交的子載波，進(jìn)而復(fù)用該多個(gè)子載波，其中，所述正弦信號(hào)振幅為r并且正交，以使用戶間的頻率周期各不相同；以及一接收器，用于接收來(lái)自所述發(fā)射器的傳輸信號(hào)，再在一頻域內(nèi)將所述傳輸信號(hào)與一正弦信號(hào)相乘，以將所述傳輸信號(hào)解擴(kuò)，其中，該正弦信號(hào)振幅為r并且正交，以使不同用戶間的頻率周期不同。2.—MC-CDMA發(fā)射器，通過(guò)解擴(kuò)傳輸信號(hào)傳送一傳輸信號(hào)，其中，該發(fā)射器將該傳輸信號(hào)與一正弦信號(hào)在一頻域內(nèi)相乘，并將其分割并擴(kuò)展至多個(gè)正交的子載波進(jìn)而復(fù)用該多個(gè)子載波，其中，所述正弦信號(hào)的振幅為r并且正交，以用戶間的頻率周期各不相同。3.—MC-CDMA接收器，用于接收經(jīng)如權(quán)利要求1所述的接收器擴(kuò)展的傳輸信號(hào)，其中，該接收器將所述傳輸信號(hào)與一正弦信號(hào)在一頻域內(nèi)相乘，進(jìn)而使所述傳輸信號(hào)被解擴(kuò)，其中，該正弦信號(hào)振幅為r并且正交，以使不同用戶間的頻率周期不同。4.如權(quán)利要求2所述的MC-CDMA發(fā)射器，其中，所述擴(kuò)>^碼與另一擴(kuò)vH碼在一延遲波的延遲時(shí)間上是一致的。5.如權(quán)利要求3所述的MC-CDMA接收器，其中，所述擴(kuò)展碼與另一擴(kuò)屑_碼在一延遲波的延遲時(shí)間上是一致的。6.如權(quán)利要求2所述的MC-CDMA發(fā)射器，其中，擴(kuò)展操作和復(fù)用操作通過(guò)傅立葉逆變換實(shí)現(xiàn)。7.如權(quán)利要求3所述的MC-CDMA接收器，其中，解擴(kuò)通過(guò)傅立葉變換實(shí)現(xiàn)。8.如權(quán)利要求2所述的MC-CDMA發(fā)射器，其中，擴(kuò)展操作和復(fù)用操作通過(guò)傅立葉逆變換實(shí)現(xiàn)，然后利用相位掩模改變子載波的相位。9.如權(quán)利要求3所述的MC-CDMA接收器，其中，利用相位掩模重新設(shè)置各子載波的相位，然后通過(guò)傅立葉變換實(shí)現(xiàn)解擴(kuò)。全文摘要本發(fā)明提供了多載波碼分多址MC-CDMA的發(fā)射器及接收器，該發(fā)射器以及接收器采用一種新型擴(kuò)展碼使延遲波只影響某一特定的用戶。本發(fā)明還提供了一種MC-CDMA系統(tǒng)，包括發(fā)射器，用于在一頻域內(nèi)將傳輸信號(hào)與一正弦信號(hào)相乘，并將其分割并擴(kuò)展至多個(gè)正交的子載波，進(jìn)而復(fù)用該多個(gè)子載波，其中，所述正弦信號(hào)振幅為r并且正交，以使用戶間的頻率周期各不相同；以及一接收器，用于接收來(lái)自所述發(fā)射器的傳輸信號(hào)，再在一頻域內(nèi)將所述傳輸信號(hào)與一正弦信號(hào)相乘，以將所述傳輸信號(hào)解擴(kuò)，其中，該正弦信號(hào)振幅為r并且正交，以使不同用戶間的頻率周期不同。文檔編號(hào)H04B1/707GK101375536SQ20078000322公開(kāi)日2009年2月25日申請(qǐng)日期2007年1月17日優(yōu)先權(quán)日2006年1月17日發(fā)明者宮本雄介,巖井誠(chéng)人,笹岡秀一申請(qǐng)人:學(xué)校法人同志社