專利名稱：基于偽誤碼率統(tǒng)計(jì)的盲信噪比估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種基于偽誤碼率統(tǒng)計(jì)的盲信噪比估計(jì)方法，適用于BPSK與QPSK調(diào)制信號(hào)， 無需額外的訓(xùn)練序列等開銷，能夠以很低的復(fù)雜度及合理的性能實(shí)現(xiàn)信噪比的估計(jì)，屬于數(shù) 字通信中信噪比估計(jì)技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
在大多數(shù)數(shù)字通信系統(tǒng)中，接收機(jī)收到的信號(hào)中往往會(huì)引入噪聲。接收信號(hào)與噪聲功率 的比值定義為信噪比，可以作為決定誤碼率、誤幀率等通信系統(tǒng)性能指標(biāo)的重要度量。此外， 為了實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的性能，許多通信系統(tǒng)中的關(guān)鍵算法及系統(tǒng)部件需要知道信噪比的信息。例如， 低密度奇偶校驗(yàn)碼等信道編碼需要準(zhǔn)確的信噪比以回避性能損失，同時(shí)達(dá)到最佳的譯碼門限； 而自適應(yīng)鏈路控制中的調(diào)制及編碼方式的選取也需要信道質(zhì)量的定量描述，即信噪比的信息； 此外，信噪比在擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的功率控制中亦起著決定發(fā)射機(jī)傳輸功率的作用。因此， 一系 列實(shí)際的應(yīng)用需求促進(jìn)了信噪比估計(jì)算法的研究。
信噪比估計(jì)算法通常利用一段區(qū)間內(nèi)接收機(jī)觀測(cè)到的信號(hào)值，通過特定的運(yùn)算以構(gòu)造統(tǒng) 計(jì)量作為信噪比的估計(jì)。目前文獻(xiàn)中存在多種有效的數(shù)字調(diào)制信號(hào)的信噪比估計(jì)算法。這些 算法主要可以分為三大類
第一類是最大似然估計(jì)法，其主要特點(diǎn)是其統(tǒng)計(jì)量由嚴(yán)格的統(tǒng)計(jì)信號(hào)處理理論所構(gòu)造， 性能優(yōu)良且易于評(píng)估。此類算法的局限性在于其統(tǒng)計(jì)量的形式往往較為復(fù)雜，因而計(jì)算復(fù)雜 度很高；如果為了改善性能而引入迭代結(jié)構(gòu)，則復(fù)雜度會(huì)更高。故最大似然算法不適于實(shí)際 系統(tǒng)的高效硬件實(shí)現(xiàn)。
第二類是矩估計(jì)法，其主要特點(diǎn)是基于經(jīng)驗(yàn)進(jìn)行統(tǒng)計(jì)量的構(gòu)造，其由接收信號(hào)的各階矩 運(yùn)算得到，性能適中。此類算法的局限性在于其統(tǒng)計(jì)量的構(gòu)造不夠嚴(yán)格，憑經(jīng)驗(yàn)難以達(dá)到理 論最優(yōu)性能；其中性能較好的算法往往會(huì)用到信號(hào)的高階矩(如六階、八階矩等)，而這將帶 來極高的運(yùn)算復(fù)雜度，也往往是實(shí)際系統(tǒng)無法承受的。
第三類是頻域估計(jì)法，其主要特點(diǎn)是利用信號(hào)的離散傅里葉變換將其轉(zhuǎn)換至頻域，然后 構(gòu)造統(tǒng)計(jì)量進(jìn)行信噪比估計(jì)。其性能相比前兩類算法略差，而其優(yōu)勢(shì)在于可利用頻域數(shù)據(jù)獨(dú) 有的特點(diǎn)對(duì)抗較大的頻率偏差。此類算法的局限性在于離散傅里葉變換的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度很高， 同樣會(huì)對(duì)實(shí)際系統(tǒng)帶來較大的負(fù)擔(dān)。
此外，以上這些信噪比估計(jì)算法還有訓(xùn)練序列輔助(DA)與非訓(xùn)練序列輔助(NDA)之分。 前者在傳輸數(shù)據(jù)序列中插入接收段已知的一段訓(xùn)練序列，以便于接收機(jī)進(jìn)行信噪比統(tǒng)計(jì)量的 構(gòu)造；而后者也稱為忙信噪比估計(jì)算法。DA算法性能優(yōu)于NDA，而其付出的代價(jià)則是由于訓(xùn) 練序列的開銷引入的有效傳輸速率的降低。
綜上可知，現(xiàn)有的信噪比估計(jì)算法存在的主要不足在于運(yùn)算復(fù)雜度過高，在實(shí)際系統(tǒng)中 實(shí)現(xiàn)需要付出很大的代價(jià)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種基于偽誤碼率統(tǒng)計(jì)的盲信噪比估計(jì)方法，利用了離散系統(tǒng)每個(gè) 調(diào)制符號(hào)中多個(gè)采樣點(diǎn)的信息進(jìn)行偽誤碼率統(tǒng)計(jì)，再利用偽誤碼率與信噪比之間單調(diào)的對(duì)應(yīng) 關(guān)系進(jìn)行一一映射，從而得到信噪比的估計(jì)值。該方法適用于BPSK與QPSK調(diào)制信號(hào)，無需 額外的訓(xùn)練序列等開銷，能夠以很低的復(fù)雜度及合理的性能實(shí)現(xiàn)信噪比的估計(jì)，適用于各類 需要信噪比估計(jì)的應(yīng)用場(chǎng)合。
本發(fā)明的特征在于，所述方法依次含有以下步驟
步驟(1):接收信號(hào)首先經(jīng)過一個(gè)基帶化處理器，通過處理得到基帶調(diào)制信號(hào)。對(duì)于所
述接收信號(hào)中的基帶信號(hào)，包括基帶BPSK信號(hào)和基帶QPSK信號(hào)，該基帶化處理器不作任何 處理，直接通過；對(duì)于所述接收信號(hào)中的帶通信號(hào)，包括帶通BPSK信號(hào)和帶通QPSK信號(hào)， 用該基帶化處理器中的正交下變頻電路作正交下變頻處理，得到可能存在有載波頻率及相位 偏差的基帶化后的帶通BPSK復(fù)信號(hào)，或者基帶化后的帶通QPSK復(fù)信號(hào)。
輸入的基帶BPSK接收信號(hào)為實(shí)信號(hào)，包含一路數(shù)據(jù)信息；輸入的基帶QPSK接收信號(hào)為 復(fù)信號(hào)，包含I、 Q兩路數(shù)據(jù)信息。輸入的帶通接收信號(hào)為實(shí)信號(hào)，對(duì)BPSK而言包含一路數(shù) 據(jù)信息，對(duì)QPSK而言包含I、 Q兩路數(shù)據(jù)信息。
步驟(2):把步驟(1)的基帶化處理器輸出的基帶信號(hào)或基帶化后的帶通信號(hào)首先經(jīng)過 一個(gè)離散化處理器，對(duì)信號(hào)進(jìn)行離散化處理。該處理器對(duì)采樣率大于2的整數(shù)倍的符號(hào)率的
離散信號(hào)，不作任何處理直接通過；對(duì)連續(xù)信號(hào)進(jìn)行采樣率為每符號(hào)w個(gè)采樣點(diǎn)的采樣，以
得到對(duì)應(yīng)的離散信號(hào)。該離散采樣由模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)實(shí)現(xiàn)。其中，設(shè)w為大于2的自然
數(shù)；w的取值不宜過大，即離散化器的采樣率應(yīng)當(dāng)能夠由當(dāng)前器件水平下的adc芯片所實(shí)現(xiàn);
步驟(3):把步驟(2)的離散化處理器輸出的基帶離散信號(hào)或基帶化后的帶通離散信號(hào) 進(jìn)行匹配濾波；該匹配濾波器的沖激響應(yīng)為與發(fā)射信號(hào)采用相同滾降系數(shù)"的均方根升余弦 脈沖，其中0< ^1。該脈沖采樣率同樣為7V,其沖激響應(yīng)序列為一個(gè)實(shí)數(shù)序列
{/z—m ...，/ —,,/ 。，…，/2履j ，其表達(dá)式為/z =/2( )|,—^，"=—《AV..,-1,0，1，'..，KA^，其中:
/z(0 = f" = +匸/z卜y w為均方根升余弦信號(hào)的連續(xù)脈沖，f-'表示連續(xù)傅里葉 逆變換，r、為符號(hào)周期，而/^)的傅立葉變換//( )的表達(dá)式為
其中s。為一常數(shù)，下文將給出其取值的確定方法。《為大于l的自然數(shù)，不宜過大，通
常取1<《^10，從而在系統(tǒng)性能損失可忽略的同時(shí)將匹配濾波器的資源開銷控制在合理的范
圍內(nèi)；2《表示該匹配濾波器沖激響應(yīng)所占據(jù)的符號(hào)數(shù)目。該脈沖具有單位能量，即
Z《=1;故根據(jù)上述步驟求出含有S。的^— ，、,A。,盡,…,/^}后，即可計(jì)算出S。的值。
另外記/^=0， /為絕對(duì)值大于《的所有整數(shù)；
步驟(4):把步驟(3)得到的匹配濾波器輸出的、匹配濾波后的基帶信號(hào)或基帶化 后的帶通信號(hào)經(jīng)過一個(gè)同步器，以糾正可能存在的載波頻率、相位偏差及定時(shí)偏差。當(dāng)步驟 (1)的輸入的接收信號(hào)為基帶信號(hào)時(shí)，此同步器采用定時(shí)糾正方法對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理；而當(dāng)其 為帶通信號(hào)時(shí)，該同步器采用載波及定時(shí)糾正方法對(duì)信號(hào)依次串行進(jìn)行處理。由此得到?jīng)]有
載波頻率及相位偏差和定時(shí)偏差的基帶信號(hào)，該信號(hào)序列可以記為f…，,p3v;v.〗，對(duì)于
bpsk信號(hào)為實(shí)序列，對(duì)于qpsk信號(hào)為復(fù)序列。載波糾正與定時(shí)糾正的步驟如下
步驟(4.1):同步器對(duì)從步驟(3)的匹配濾波器輸出的基帶信號(hào)采用第一定時(shí)同步電路
糾正定時(shí)偏差，得到?jīng)]有定時(shí)偏差的基帶信號(hào)，記為^，.....}，對(duì)于bpsk為實(shí)序列， qpsk為復(fù)序列，該第一定時(shí)同步電路依次按以下步驟進(jìn)行定時(shí)同步；
步驟(4. 1.1):在所述匹配濾波后輸出的基帶信號(hào)的實(shí)部/'(m)中，把每個(gè)符號(hào)當(dāng)前選定 的最佳采樣點(diǎn)位置的信號(hào)之前一個(gè)釆樣點(diǎn)的信號(hào)/'( -l)、之后一個(gè)采樣點(diǎn)的信號(hào) /'("。+l)送入一個(gè)定時(shí)誤差提取器，按下式算出并得到一個(gè)定時(shí)誤差信號(hào)s,(n)，"為采樣點(diǎn) 序號(hào)
<formula>formula see original document page 10</formula>符號(hào)Wg"為符號(hào)函數(shù)，自變量非負(fù)數(shù)時(shí)取值為 1，為負(fù)數(shù)時(shí)取值為-l;
其中，在系統(tǒng)開始工作時(shí)，該最佳采樣點(diǎn)位置任意選??；
步驟(4.1.2):把所述定時(shí)誤差信號(hào)f,(")送入一個(gè)一階數(shù)字低通環(huán)路濾波器得到累積的 定時(shí)誤差值<formula>formula see original document page 10</formula>為濾波系數(shù)步驟(4. 1.3):用一個(gè)比較器來判斷累積誤差值A(chǔ)(")是否達(dá)到設(shè)定的閥值，若達(dá)到設(shè)定 的閥值，則把累積誤差清零，同時(shí)發(fā)出一個(gè)最佳采樣點(diǎn)位置調(diào)整信號(hào)，控制最佳采樣點(diǎn)的位 置，使其根據(jù)累積誤差的極性，若為正，則提前一個(gè)單位采樣間隔，否則，便延遲一個(gè)單位 采樣間隔，從而找到最佳采樣點(diǎn)/'("。)；
歩驟(4.2):同步器對(duì)步驟(3)的匹配濾波器輸出的基帶化后的帶通信號(hào)采用依次串接 的載波同步電路和第二定時(shí)同步電路進(jìn)行糾正，以得到?jīng)]有載波頻率及相位偏差的基帶化后 的帶通信號(hào)，記為(.....,少省,;VJV，.....}，對(duì)于BPSK信號(hào)為實(shí)信號(hào)，對(duì)于QPSK信號(hào)為復(fù)信號(hào)， 其糾正步驟如下
步驟(4.2.1):把步驟(4.2)所述的匹配濾波器輸出的基帶化后的帶通信號(hào)包含的沒有 經(jīng)過頻率糾正的1/Q兩路數(shù)字基帶信號(hào)/帶(")、2帶(")送入包括極性類型鑒相器在內(nèi)的載波 同步電路中的一個(gè)鑒相器，按以下公式提取相位誤差信號(hào)&.G):
<formula>formula see original document page 10</formula>帶W，"為釆樣器標(biāo)號(hào)；
步驟(4.2.2):把所述相位誤差信號(hào)^(")輸入該載波恢復(fù)環(huán)內(nèi)的一個(gè)二階數(shù)字環(huán)路濾波
器進(jìn)行濾波，其時(shí)序?yàn)?br> 第"+ 1個(gè)采樣點(diǎn)的相位誤差累積信號(hào) + 1)為
<formula>formula see original document page 10</formula>
第"+ l個(gè)采樣點(diǎn)的頻率誤差累積信號(hào)/(n + l)為
<formula>formula see original document page 10</formula>
其中，常數(shù)&'、《2為該二階數(shù)字環(huán)路濾波器的二個(gè)用于頻率、相位的濾波參數(shù)，當(dāng)步 驟(2)中所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣頻率/、遠(yuǎn)大于所述載波恢復(fù)環(huán)路的自然頻率時(shí)，
/:2'= 277" 7;， <=w r、.，
其中，w =2;^ 為所述二階數(shù)字環(huán)路的自然頻率，；;為阻尼系數(shù)，7、.= ^^、，
歩驟(4.2.3):把經(jīng)過步驟(4.2.2) 二階數(shù)字環(huán)路濾波得到的誤差累積信號(hào)^" + l)作 為所述載波同步電路內(nèi)本地?cái)?shù)控振蕩器NC0的輸入，以調(diào)整本振信號(hào)的頻率；
步驟(4.2.4):把輸入到步驟(4.2)所述載波同步電路的基帶化后的帶通信號(hào)包含的 1/Q兩路數(shù)字基帶信號(hào)/"w)、 a^附)與本地?cái)?shù)控振蕩器的輸出信號(hào)cos-00、 sh^(w)在相位 旋轉(zhuǎn)電路內(nèi)相乘，進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)，得到經(jīng)過頻率糾正的1/Q兩路數(shù)字基帶信號(hào)/^'(/^、eaO^:
/帶(附)=/帶(OT) x c。s+ 2帶(m) x sin ，
2帶(附)=G帶(m) x cos— /帶(m) x sin -(")，
m與n之差為所述整個(gè)載波同步電路的運(yùn)算延時(shí)；
步驟".2.5):對(duì)于BPSK信號(hào)，在一段設(shè)定的時(shí)間內(nèi)統(tǒng)計(jì)/帶(w)、 g帶'(附)各自的平均 能量，選取其中能量大的一路作為無載波頻率和相位偏差的有效信號(hào)，送往第二定時(shí)同步電 路進(jìn)行定時(shí)同步；對(duì)于QPSK信號(hào)，直接把/帶(w)、 e帶'")分別送往第二定時(shí)同步電路進(jìn)行 定時(shí)同步；
步驟(4.2.6):把經(jīng)過步驟(4.2.1)至步驟(4.2.5)載頻和相位同步的基帶化后的帶 通信號(hào)送往第二定時(shí)同步電路按步驟(4.1)所述的方法進(jìn)行定時(shí)同步，以糾正可能存在的定 時(shí)偏差；
步驟(4.2.7):把經(jīng)過步驟(4.1)定時(shí)同步的基帶信號(hào)，或經(jīng)過步驟(4.2.1)至步驟 (4. 2. 6)經(jīng)過載頻和相位同步并糾正及定時(shí)同步的基帶化后的帶通信號(hào)送往判決點(diǎn)選取器， 按以下步驟，對(duì)每個(gè)調(diào)制符號(hào)分別選取兩個(gè)判決點(diǎn)，分兩路輸出，每一路的采樣頻率均為每 個(gè)符號(hào)一個(gè)采樣點(diǎn)；
步驟(5):把步驟(4)得到的信號(hào)序列經(jīng)過一個(gè)判決點(diǎn)選取器，對(duì)每個(gè)調(diào)制符號(hào)分別選 取兩個(gè)判決點(diǎn)，分兩路輸出，每一路的采樣率均為每符號(hào)l個(gè)采樣點(diǎn)；其中一路為每個(gè)符號(hào)
的最佳釆樣點(diǎn)所組成，即沒有碼間干擾的采樣點(diǎn)，為(…，,w,y。,:^，…l;另一路為每個(gè)符號(hào) 的其他任意采樣點(diǎn)之一，即存在碼間干擾的采樣點(diǎn)，為[-，^+/,少/^+/,—}，其中/為自然
數(shù)，取值范圍為l到
-1 ，
為不小于！的最小整數(shù)其中，由步驟(4)中的定時(shí)同 2 步電路提供最佳采樣點(diǎn)的位置及延時(shí)f個(gè)采樣點(diǎn)的另一路采樣點(diǎn)的位置；
步驟(6):把步驟(5)得到的兩路判決點(diǎn)信號(hào)通過一個(gè)偽誤碼率統(tǒng)計(jì)器，進(jìn)行偽誤 碼率的統(tǒng)計(jì)；這里偽誤碼率指的是兩路采樣信號(hào)判決結(jié)果不等的概率，即極性相反的概率； 選取M為統(tǒng)計(jì)區(qū)間長(zhǎng)度，似為自然數(shù)，通常取102 103以上數(shù)量級(jí)，以保證估計(jì)精度；則對(duì) 于BPSK信號(hào)，偽誤碼率的估計(jì)值Pp為
n1 ^'e/ 、 計(jì)+ " 、卩，乃W口^W〈0
M 、 , 〔0，;vnyw+/
對(duì)于QPSK信號(hào)，偽誤碼率的估計(jì)值尸p為
尸=■
^ S{《(Re [yw ] ， Re [ ])+《(Im [乂w ], Im
少w
+/
-小
復(fù)數(shù)的虛部，
"Re[、],R仏,]卜 《(Im[yw],Im[j;w+/])=
2Mf^
其中函數(shù)Re表示取一個(gè)復(fù)數(shù)的實(shí)部，函數(shù)Im表示取-
—1,R如][Re[L/]〈0
Um[jVw]CIm[_y,w+/]<0 、0,Im[乂wpm[;^+,]2 0
步驟(7):把步驟(6)得到的偽誤碼率的估計(jì)值P,通過一個(gè)信噪比映射器，利用偽 誤碼率與信噪比之間單調(diào)的函數(shù)關(guān)系，通過數(shù)值方法得到信噪比的估計(jì)值p。該數(shù)值方法通 常由査表實(shí)現(xiàn)，將事先計(jì)算好的偽誤碼率與信噪比的數(shù)值存于存儲(chǔ)器中，利用估計(jì)得到的偽
誤碼率查找與其對(duì)應(yīng)的信噪比即可。該單調(diào)函數(shù)的形式如下 />p小會(huì)(4①(0,oo,0) + T(g2,l) +甲(g"l) + 2T(1,0))，其中
O(O,oo，O)-丄
arctan
1一G,
^1 + G,
+ arctan
1 —G
P工
1 — 2e//c
一-
血，"與^為積分限，x為積分變量，
w/c:為互補(bǔ)誤差函數(shù)，其定義為^/"/) = 4 t為自變量，z為積分變量
v冗 *
勝
認(rèn)
本發(fā)明提出的基于偽誤碼率統(tǒng)計(jì)的盲信噪比估計(jì)方法，其主要優(yōu)點(diǎn)包括計(jì)算復(fù)雜度很 低，易于實(shí)現(xiàn)，無需訓(xùn)練序列輔助從而有較高的傳輸效率，性能與最大似然等估計(jì)算法相當(dāng)， 適用于各類具體的應(yīng)用。對(duì)于離散接收機(jī)，偽誤碼率統(tǒng)計(jì)的運(yùn)算量很小，只需利用每符號(hào)多 個(gè)采樣點(diǎn)的信息，判決兩路采樣信號(hào)極性的異同并累積計(jì)數(shù)即可；而通過函數(shù)的事先運(yùn)算、 存儲(chǔ)與査表相結(jié)合，從偽誤碼率到信噪比的映射只需簡(jiǎn)單的査表操作即可完成。


圖1是信噪比估計(jì)方法的流程框圖。
圖2是信噪比估計(jì)器系統(tǒng)的電路原理框圖。
圖3是基帶化處理器的電路原理框圖。
圖4是離散化處理器的電路原理框圖。
圖5是同步器的組成框圖。
圖6是定時(shí)同步電路的電路原理框圖。
圖7是載波同步電路的電路原理框圖。
圖8是判決點(diǎn)選取器的電路原理框圖。
具體實(shí)施例方式
以下結(jié)合附圖，詳細(xì)介紹本發(fā)明的內(nèi)容
圖l是信噪比估計(jì)方法的流程框圖。如圖1所示。接收機(jī)接收到的信號(hào)在依次經(jīng)過基帶 化處理器、離散化處理器、匹配濾波、同步等操作后，得到?jīng)]有頻率及定時(shí)偏差的離散釆樣 信號(hào)序列。該序列經(jīng)過判決點(diǎn)選擇器，得到兩路采樣率等于符號(hào)率的判決點(diǎn)序列；該序列再 通過偽誤碼率統(tǒng)計(jì)器，得到偽誤碼率的估計(jì)值。最后該值經(jīng)過信噪比映射器，得到所估計(jì)出 的信噪比。 .
圖2是信噪比估計(jì)器系統(tǒng)的電路原理框圖。與圖1對(duì)應(yīng)，接收到的信號(hào)一次經(jīng)過實(shí)現(xiàn)信 噪比估計(jì)方法的各個(gè)電路模塊，最終得到所估計(jì)的信噪比。
以下是各部分的算法描述及其具體實(shí)現(xiàn)方法
圖3是基帶化處理器的電路原理框圖。如圖2所示，接收信號(hào)經(jīng)過基帶化處理器，通過 處理得到基帶調(diào)制信號(hào)；具體實(shí)現(xiàn)方法為
(1)若接收到的信號(hào)是基帶BPSK或QPSK信號(hào)，則該基帶化處理器不作任何處理，直接
通過；
(2)若接收到的信號(hào)是帶通BPSK或QPSK信號(hào)，則用該基帶化處理器中的正交下變頻電 路作正交下變頻處理，得到可能存在有載波頻率及相位偏差的基帶化后的帶通BPSK復(fù)信號(hào)， 或者基帶化后的帶通QPSK復(fù)信號(hào)；
輸入的基帶BPSK接收信號(hào)為實(shí)信號(hào)，包含一路數(shù)據(jù)信息；輸入的基帶QPSK接收信號(hào)為 復(fù)信號(hào)，包含I、 Q兩路數(shù)據(jù)信息。輸入的帶通接收信號(hào)為實(shí)信號(hào)，對(duì)BPSK而言包含一路數(shù) 據(jù)信息，對(duì)QPSK而言包含I、 Q兩路數(shù)據(jù)信息。
圖4是離散化處理器的電路原理框圖。如圖3所示，基帶信號(hào)或基帶化后的帶通信號(hào)經(jīng) 過離散化處理器，通過處理得到基帶離散信號(hào)；具體實(shí)現(xiàn)方法為
(1) 若接收到的信號(hào)是采樣率為大于2的整數(shù)倍的符號(hào)率的離散采樣信號(hào)，則該處理器 對(duì)信號(hào)不作任何處理直接通過；
(2) 若接收到的信號(hào)是連續(xù)信號(hào)，則該處理器對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣率為每符號(hào)W個(gè)采樣點(diǎn) 的采樣，以得到對(duì)應(yīng)的離散信號(hào)。該離散采樣由模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)實(shí)現(xiàn)。其中，設(shè)jV為大 于2的自然數(shù)；W的取值不宜過大，即離散化器的采樣率應(yīng)當(dāng)能夠由當(dāng)前器件水平下的ADC 芯片所實(shí)現(xiàn)。
隨后，離散化處理器得到的基帶離散信號(hào)或基帶化后的帶通離散信號(hào)經(jīng)過一個(gè)匹配濾波 器，對(duì)信號(hào)進(jìn)行匹配濾波；該匹配濾波器的沖激響應(yīng)為與發(fā)射信號(hào)采用相同滾降系數(shù)a的均 方根升余弦脈沖，其中0<"21。該脈沖采樣率同樣為W，其沖激響應(yīng)序列為一個(gè)實(shí)數(shù)序列 (/Lhv,…，/l"^A,…，/ hv)，其表達(dá)式為/ =/2(0|,—認(rèn),…，—1,0，1,…，紐'其中 W) = F" [Z/(w)]-^ ￡//(w)e^^w為均方根升余弦信號(hào)的連續(xù)脈沖，F(xiàn)"表示連續(xù)傅里葉 逆變換，r、為符號(hào)周期，而/^)的傅立葉變換//( )的表達(dá)式為
其中S。為一常數(shù)，下文將給出其取值的確定方法。尺為大于l的自然數(shù)，不宜過大，通 常取l <《S10 ，從而在系統(tǒng)性能損失可忽略的同時(shí)將匹配濾波器的資源開銷控制在合理的范
圍內(nèi)；2尺表示該匹配濾波器沖激響應(yīng)所占據(jù)的符號(hào)數(shù)目。該脈沖具有單位能量，即
￡《=1;故根據(jù)上述步驟求出含有5。的{/^0,，^..，、}后，即可計(jì)算出S。的值。
另外記/z,-o， /為絕對(duì)值大于/:的所有整數(shù)；
圖5是同步器的組成框圖。如圖5所示，匹配濾波后的基帶信號(hào)或基帶化后的帶通信號(hào)
經(jīng)過同步器，以糾正可能存在的載波頻率、相位偏差及定時(shí)偏差；具體實(shí)現(xiàn)方法為
(1) 當(dāng)接收機(jī)輸入的信號(hào)為基帶信號(hào)時(shí)，此同步器對(duì)信號(hào)采用第一定時(shí)同步電路對(duì)信號(hào)
進(jìn)行處理，以得到?jīng)]有定時(shí)偏差的基帶信號(hào)，該信號(hào)序列可以記為,，^:^…b對(duì)于BPSK
信號(hào)為實(shí)序列，對(duì)于QPSK信號(hào)為復(fù)序列；
(2) 當(dāng)接收機(jī)輸入的信號(hào)為帶通信號(hào)時(shí)，該同步器采用載波同步電路及第二定時(shí)同步電 路對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理，以得到?jīng)]有載波頻率及相位偏差和定時(shí)偏差的基帶信號(hào)，該信號(hào)序列可 以記為l…，,w,y。，^v，…1，對(duì)于BPSK信號(hào)為實(shí)序列，對(duì)于QPSK信號(hào)為復(fù)序列。載波及定時(shí) 糾正以順序串行實(shí)現(xiàn)。
圖6是第一與第二定時(shí)同步電路的電路原理框圖。如圖6所示，匹配濾波后的基帶信號(hào) 或經(jīng)過載波頻率及相位糾正后的基帶化后的帶通信號(hào)經(jīng)過定時(shí)同步器，以糾正可能存在的定 時(shí)偏差；具體實(shí)現(xiàn)方法為
(l)在匹配濾波后輸出的基帶信號(hào)或經(jīng)過載波頻率及相位糾正后的基帶化后的帶通信號(hào)
的實(shí)部/'(m)中，把每個(gè)符號(hào)當(dāng)前選定的最佳采樣點(diǎn)位置的信號(hào)/(w。;)、之前一個(gè)采樣點(diǎn)的信
號(hào)/'("。-1)、之后一個(gè)采樣點(diǎn)的信號(hào)/'^。+l)送入一個(gè)定時(shí)誤差提取器，按下式算出并得到 一個(gè)定時(shí)誤差信號(hào)f,(力，"為采樣點(diǎn)序號(hào)
f,(")=鄉(xiāng)n(/'("。))*[/("。 +1) - /'("。 -1)]，符號(hào)為符號(hào)函數(shù)，自變量非負(fù)數(shù)時(shí)取值為 1，為負(fù)數(shù)時(shí)取值為-l;
其中，在系統(tǒng)開始工作時(shí)，該最佳采樣點(diǎn)位置任意選??；
(3) 把所述定時(shí)誤差信號(hào)f,(n)送入一個(gè)一階數(shù)字低通環(huán)路濾波器得到累積的定時(shí)誤差 值￡,(")，《(")=￡,("-1)+《^("), ^為濾波系數(shù)，&<1;
(3)用一個(gè)比較器來判斷累積誤差值5,00是否達(dá)到設(shè)定的閥值，若達(dá)到設(shè)定的閥值， 則把累積誤差清零，同時(shí)發(fā)出一個(gè)最佳采樣點(diǎn)位置調(diào)整信號(hào)，控制最佳采樣點(diǎn)的位置，使其 根據(jù)累積誤差的極性，若為正，則提前一個(gè)單位采樣間隔，否則，便延遲一個(gè)單位采樣間隔， 從而找到最佳采樣點(diǎn)/'("。)。
圖7是載波同步器的電路原理框圖。如圖7所示，匹配濾波后的基帶化后的帶通信號(hào)經(jīng) 過載波同步器，以糾正可能存在的載波頻率、相位偏差；具體實(shí)現(xiàn)方法為
(1) 把匹配濾波器輸出的基帶化后的帶通信號(hào)包含的沒有經(jīng)過頻率糾正的1/Q兩路數(shù)字
基帶信號(hào)/帶(")、2帶'(")送入包括極性類型鑒相器在內(nèi)的載波同步電路中的一個(gè)鑒相器，按 以下公式提取相位誤差信號(hào)^如)
&.(")=/帶(")>^帶(")，"為采樣器標(biāo)號(hào)；
(2) 把所述相位誤差信號(hào)^(^輸入該載波恢復(fù)環(huán)內(nèi)的一個(gè)二階數(shù)字環(huán)路濾波器進(jìn)行濾 波，其時(shí)序?yàn)?br> 第"+ 1個(gè)采樣點(diǎn)的相位誤差累積信號(hào)^(A2 + 1)為
^" + lH("X/(")+^(")，
第"+ l個(gè)采樣點(diǎn)的頻率誤差累積信號(hào)/( + 1)為
其中，常數(shù)a:,、《'為該二階數(shù)字環(huán)路濾波器的二個(gè)用于頻率、相位的濾波參數(shù)，當(dāng)前
述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣頻率/、遠(yuǎn)大于所述載波恢復(fù)環(huán)路的自然頻率時(shí)，尺2' =2;/w 7;,
《1 = J、，
(3) 把經(jīng)過(2)的二階數(shù)字環(huán)路濾波得到的誤差累積信號(hào)""+ l)作為所述載波同步電 路內(nèi)本地?cái)?shù)控振蕩器NCO的輸入，以調(diào)整本振信號(hào)的頻率；
(4) 把所述載波同步電路的基帶化后的帶通信號(hào)包含的1/Q兩路數(shù)字基帶信號(hào)/^m)、 2"m)與本地?cái)?shù)控振蕩器的輸出信號(hào)cos"")、 sin0(;7)在相位旋轉(zhuǎn)電路內(nèi)相乘，進(jìn)行相位旋 轉(zhuǎn)，得到經(jīng)過頻率糾正的I/Q兩路數(shù)字基帶信號(hào)/帶如)、Q帶如)
m與n之差為所述整個(gè)載波同步電路的運(yùn)算延時(shí)； (5)對(duì)于BPSK信號(hào)，在一段設(shè)定的時(shí)間內(nèi)統(tǒng)計(jì)/帶(附)、0帶(m)各自的平均能量，選取 其中能量大的一路作為無載波頻率和相位偏差的有效信號(hào)，送往第二定時(shí)同步電路進(jìn)行定時(shí) 同步；對(duì)于QPSK信號(hào)，直接把/帶(m)、 2帶(附)分別送往第二定時(shí)同步電路進(jìn)行定時(shí)同步；
圖8是判決點(diǎn)選取器的電路原理框圖。如圖8所示，同步后的信號(hào)序列經(jīng)過一個(gè)判決點(diǎn) 選取器，對(duì)每個(gè)調(diào)制符號(hào)分別選取兩個(gè)判決點(diǎn)，分兩路輸出，每一路的采樣率均為每符號(hào)1
其中，《 =2; /;為所述二階數(shù)字環(huán)路的自然頻率，"為阻尼系數(shù)，r、.
/帶'(附)=/帶(OT) x cos -(") + 0帶(w) x s一(")， 2帶(附)=G帶(附)x c。s 0(w) — /帶(m) x sin -(")，
個(gè)采樣點(diǎn)；具體實(shí)現(xiàn)方法為
(1) 第一路為每個(gè)符號(hào)的最佳采樣點(diǎn)所組成，即沒有碼間干擾的采樣點(diǎn)，為
(2) 第二路為為每個(gè)符號(hào)的其他任意采樣點(diǎn)之一，即存在碼間干擾的采樣點(diǎn)，為<formula>formula see original document page 17</formula>
為不小于il的最小
<formula>formula see original document page 17</formula>其中/為自然數(shù)，取值范圍為l到
其中，由前述定時(shí)同步電路提供最佳采樣點(diǎn)的位置及延時(shí)f個(gè)采樣點(diǎn)的另一路釆樣點(diǎn)的 位置。
接下來，判決點(diǎn)選取器得到的兩路判決點(diǎn)信號(hào)通過一個(gè)偽誤碼率統(tǒng)計(jì)器，進(jìn)行偽誤碼率 的統(tǒng)計(jì)；這里偽誤碼率指的是兩路采樣信號(hào)判決結(jié)果不等的概率，即極性相反的概率；選取M 為統(tǒng)計(jì)區(qū)間長(zhǎng)度，M為自然數(shù)，通常取102 103以上數(shù)量級(jí)，以保證估計(jì)精度；則對(duì)于BPSK 信號(hào)，偽誤碼率的估計(jì)值A(chǔ)為
對(duì)于QPSK信號(hào)，偽誤碼率的估計(jì)值^為
<formula>formula see original document page 17</formula>
其中函數(shù)Re表示取一個(gè)復(fù)數(shù)的實(shí)部，函數(shù)Im表示取一個(gè)復(fù)數(shù)的虛部， 《<formula>formula see original document page 17</formula><formula>formula see original document page 17</formula>最后，偽誤碼率統(tǒng)計(jì)器得到的偽誤碼率的估計(jì)值A(chǔ)通過一個(gè)信噪比映射器，利用偽誤碼 率與信噪比之間單調(diào)的函數(shù)關(guān)系，通過數(shù)值方法得到信噪比的估計(jì)值p。該數(shù)值方法通常由 査表實(shí)現(xiàn)，將事先計(jì)算好的偽誤碼率與信噪比的數(shù)值存于存儲(chǔ)器中，利用估計(jì)得到的偽誤碼 率査找與其對(duì)應(yīng)的信噪比即可。該單調(diào)函數(shù)的形式如下
<formula>formula see original document page 17</formula>))，其中<formula>formula see original document page 18</formula>，
<formula>formula see original document page 18</formula>，"與^為積分限，；c為積分變j
er/c為互補(bǔ)誤差函數(shù)，其定義為w/c(0-4 f%—z2&， t為自變量，z為積分變
<formula>formula see original document page 18</formula>
通過以上步驟，最終得到信噪比的估計(jì)值p。
如前所述，根據(jù)本發(fā)明，基于偽誤碼率統(tǒng)計(jì)的盲信噪比估計(jì)方法回避了現(xiàn)有各類算法
計(jì)算復(fù)雜度過高、實(shí)現(xiàn)代價(jià)過大的局限性，簡(jiǎn)化了硬件結(jié)構(gòu)及實(shí)現(xiàn)代價(jià)；其無需訓(xùn)練序列輔 助，從而有較高的傳輸效率；性能與最大似然等最優(yōu)的估計(jì)算法相當(dāng)，具有較強(qiáng)的通用性； 同時(shí)具有簡(jiǎn)潔實(shí)用、結(jié)構(gòu)規(guī)律的電路設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)，易于芯片集成。
權(quán)利要求
1、基于偽誤碼率統(tǒng)計(jì)的盲信噪比估計(jì)方法，其特征在于依次含有以下步驟步驟(1)接收機(jī)收到的接收信號(hào)經(jīng)過基帶化處理器得到基帶調(diào)制信號(hào)對(duì)于所述接收信號(hào)中的基帶信號(hào)，包括基帶BPSK信號(hào)和基帶QPSK信號(hào)，該基帶化處理器不作任何處理，直接通過；對(duì)于所述接收信號(hào)中的帶通信號(hào)，包括帶通BPSK信號(hào)和帶通QPSK信號(hào)，用該基帶化處理器中的正交下變頻電路作正交下變頻處理，得到可能存在有載波頻率及相位偏差的基帶化后的帶通BPSK復(fù)信號(hào)，或者基帶化后的帶通QPSK復(fù)信號(hào)；步驟(2)離散化處理器對(duì)步驟(1)所述基帶化處理器輸出的基帶信號(hào)或基帶化后的帶通信號(hào)進(jìn)行離散化處理對(duì)于采樣率大于2的整數(shù)倍的符號(hào)率的離散信號(hào)不作任何處理而直接通過；對(duì)于連續(xù)信號(hào)則用模數(shù)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行采樣率為每符號(hào)N個(gè)采樣點(diǎn)的采樣，得到對(duì)應(yīng)的離散信號(hào)，其中，N為大于2的自然數(shù)，N的上限應(yīng)以當(dāng)前模數(shù)轉(zhuǎn)換器能實(shí)現(xiàn)為準(zhǔn)；步驟(3)匹配濾波器對(duì)步驟(2)中離散化處理器輸出的基帶離散信號(hào)或基帶化后的帶通離散信號(hào)進(jìn)行匹配濾波該匹配濾波器的沖激響應(yīng)為與發(fā)射信號(hào)采用相同滾降系數(shù)α的均方根升余弦脈沖，0≤α≤1；該脈沖采樣率同樣為N，其沖激響應(yīng)序列為一個(gè)實(shí)數(shù)序列{h-KN，.......，h-1，h0，h1，......hKN}，hn的表達(dá)式為<math-cwu><![CDATA[<math> <mrow><msub> <mi>h</mi> <mi>n</mi></msub><mo>=</mo><mi>h</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo></mrow><msub> <mo>|</mo> <mrow><mi>t</mi><mo>=</mo><mfrac> <mrow><mi>n</mi><msub> <mi>T</mi> <mi>s</mi></msub> </mrow> <mi>N</mi></mfrac> </mrow></msub><mo>,</mo> </mrow></math>]]></math-cwu><!--img id="icf0001" file="S2007101799717C00011.gif" wi="24" he="7" top="5" left = "5" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="no"/-->n＝-KN，...，-1，0，1，...KN，其中h(t)為均方根升余弦信號(hào)的連續(xù)脈沖，
全文摘要
基于偽誤碼率統(tǒng)計(jì)的盲信噪比估計(jì)方法，屬于數(shù)字通信中信噪比估計(jì)技術(shù)領(lǐng)域，其特征在于依以含有基帶化；離散化；匹配濾波；消除可能存在的載波頻率、相位誤差、定時(shí)誤差；用判決器選取判決點(diǎn)；偽誤碼率統(tǒng)計(jì)和信噪比映射等步驟。本發(fā)明利用了離散系統(tǒng)每個(gè)調(diào)制符號(hào)中多個(gè)采樣點(diǎn)的信息進(jìn)行偽誤碼率統(tǒng)計(jì)，再利用偽誤碼率與信噪比之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系進(jìn)行一一映射，從而得到信噪比估計(jì)值。本發(fā)明適用于BPSK與QPSK調(diào)制信號(hào)，無需額外的訓(xùn)練序列，能以很低的復(fù)雜度及合理的性能實(shí)現(xiàn)信噪比估計(jì)，適用于各類需要信噪比估計(jì)的應(yīng)用場(chǎng)合。
文檔編號(hào)H04L27/22GK101184071SQ20071017997
公開日2008年5月21日 申請(qǐng)日期2007年12月20日 優(yōu)先權(quán)日2007年12月20日
發(fā)明者包建榮, 詹亞鋒, 邢騰飛, 陸建華 申請(qǐng)人:清華大學(xué)