專利名稱：相關(guān)值生成方法以及相關(guān)器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及根據(jù)由OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex；正交頻率分割復(fù)用)調(diào)制方式所調(diào)制的接收信號(hào)生成用于生成提供給解調(diào)用的FFT(Fast Fourier Transform；快速付里葉變換)部的FFT輸入信號(hào)的、在時(shí)間同步上所使用的相關(guān)值的相關(guān)值生成方法和生成該相關(guān)值的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器。

背景技術(shù)：
以往，同時(shí)傳播多個(gè)正交副載波(傳輸波)的OFDM方式例如在下面的專利文獻(xiàn)中所述那樣，可用于地面系統(tǒng)數(shù)字電視播放系統(tǒng)(在下面簡(jiǎn)稱為“地面數(shù)字播放”。)等的各種用途。
專利文獻(xiàn)1日本特開平10-327122號(hào)公報(bào) 圖6是表示專利文獻(xiàn)1等中所述的以往的OFDM方式下的傳播信號(hào)的幀結(jié)構(gòu)的圖。
各傳播碼元SB由保護(hù)間隔(也稱為“循環(huán)前綴(Cyclic Prefix)”。)GI和有效OFDM碼元(下面簡(jiǎn)稱為“有效碼元”。)S構(gòu)成。保護(hù)間隔GI是通過提取有效碼元S的時(shí)間波形的后部Sa而將其復(fù)制于開頭得到的。OFDM由于使用應(yīng)用了周期波形的多個(gè)周期波形，所以通過對(duì)復(fù)制OFDM調(diào)制波形的一部分得到的保護(hù)間隔GI附加重復(fù)波形，從而加強(qiáng)了多路徑接收下的耐性。
即，在使用OFDM方式的數(shù)字傳播之中，一旦在傳播路徑上存在失真或多路徑，則接收信號(hào)的正交性會(huì)受到損傷而紊亂，在解調(diào)信號(hào)上產(chǎn)生碼間干擾(Inter Symbol Interference、下面稱為“ISI”。)，使錯(cuò)誤率增多。為解決該問題，犧牲發(fā)送能量(發(fā)送功率)的一部分，在原本希望傳播的有效碼元S之前使用該有效碼元S的后部(從整體的幾十分之一到幾分之一的期間)Sa的數(shù)據(jù)，設(shè)置無效的ISI吸收用的保護(hù)間隔GI來作為緩沖數(shù)據(jù)部分。如果設(shè)置這樣的保護(hù)間隔GI，則即使除了直接波之外還存在被障礙物所反射的延遲波，只要該延遲量比保護(hù)間隔GI短，就能在不產(chǎn)生ISI的情況下進(jìn)行良好的接收。
當(dāng)這種結(jié)構(gòu)的發(fā)送信號(hào)發(fā)送到接收側(cè)時(shí)，在接收側(cè)通過忽略保護(hù)間隔GI的信息，即使僅在某載波上產(chǎn)生了延遲，只要是該保護(hù)間隔GI之內(nèi)，就可以忽略延遲，所以能正確進(jìn)行接收。特別地，由于向保護(hù)間隔GI中復(fù)制有有效碼元S的后部Sa的數(shù)據(jù)，所以即使某個(gè)載波偏移也不會(huì)遺漏信息。
圖7是表示上述專利文獻(xiàn)1等中所述的以往的OFDM方式的解調(diào)裝置的概要結(jié)構(gòu)圖。
OFDM方式的解調(diào)裝置具有輸入接收信號(hào)Sin的頻率轉(zhuǎn)換部1，其輸出側(cè)縱向地連接有模擬/數(shù)字(下面稱為“A/D”。)轉(zhuǎn)換部2、保護(hù)間隔去除部3、FFT部4、并/串(下面稱為“P/S”。)轉(zhuǎn)換部5和解碼部6等。在A/D轉(zhuǎn)換部2的輸出側(cè)連接有FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器10，該相關(guān)器10的輸出側(cè)與保護(hù)間隔去除部3、FFT部4和P/S轉(zhuǎn)換部5進(jìn)行了連接。
在這種結(jié)構(gòu)的解調(diào)裝置中，一旦經(jīng)過了OFDM調(diào)制的圖6那樣的傳播信號(hào)被施加濾波等的信號(hào)處理之后，作為接收信號(hào)Sin被輸入，則該接收信號(hào)Sin通過頻率轉(zhuǎn)換部2被轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)的模擬基帶信號(hào)S1。所轉(zhuǎn)換后的模擬基帶信號(hào)S1被A/D轉(zhuǎn)換部2進(jìn)行采樣而轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號(hào)(I信號(hào)和Q信號(hào))S2，被提供給保護(hù)間隔去除部3和相關(guān)器10。
相關(guān)器10使數(shù)字基帶信號(hào)S2延遲，用積分和相加處理等來計(jì)算該延遲信號(hào)與延遲之前的信號(hào)之間的相關(guān)度，檢測(cè)相關(guān)峰值為最大的點(diǎn)(時(shí)間位置)，輸出作為其檢測(cè)結(jié)果的相關(guān)度輸出信號(hào)S10提供給保護(hù)間隔去除部3、FFT部4和P/S轉(zhuǎn)換部5。
在保護(hù)間隔去除部3中根據(jù)相關(guān)度輸出信號(hào)S10將上述相關(guān)峰值的最大點(diǎn)(時(shí)間位置)作為碼元同步位置檢測(cè)有效碼元S期間，去除保護(hù)間隔GI而提取有效碼元S。所提取出的有效碼元S通過FFT部4而經(jīng)過高速離散付里葉變換而被轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)于各副載波的并行接收數(shù)據(jù)。所轉(zhuǎn)換的并行接收數(shù)據(jù)通過P/S轉(zhuǎn)換部5被轉(zhuǎn)換為串行接收數(shù)據(jù)(復(fù)素碼元數(shù)據(jù))S5。
所轉(zhuǎn)換的串行接收數(shù)據(jù)S5通過解碼部6而經(jīng)過進(jìn)行傳播路徑特性的校正的波形等化處理、檢測(cè)振幅和相位信息的QAM(QuadratureAmplitude Modulation)映射處理、格構(gòu)解碼處理和糾錯(cuò)處理等來輸出解調(diào)數(shù)據(jù)Sout。
但是在以往的圖7中的相關(guān)器10中具有下面這樣的課題。
圖8～圖10是用于說明以往的相關(guān)器10的圖。其中，圖8是表示圖7的相關(guān)窗口和接收信號(hào)之間的關(guān)系的圖，圖9是表示僅是主到來路徑(S2)1個(gè)路徑進(jìn)行接收時(shí)的圖7的相關(guān)度輸出信號(hào)S10的例子的圖、圖10是表示等功率的主到來路徑(S2)和長(zhǎng)延遲路徑(接收信號(hào)Sin進(jìn)行反射等而長(zhǎng)時(shí)間延遲之后的信號(hào)S2-1)這2個(gè)路徑進(jìn)行接收時(shí)的圖7的相關(guān)度輸出信號(hào)S10的例子的圖。
在圖8中表示作為主到來路徑的數(shù)字基帶信號(hào)S2和作為長(zhǎng)延遲路徑的數(shù)字基帶信號(hào)S2-1以及相加了信號(hào)S2和信號(hào)S2-1的信號(hào)(S2+S2-1)。以往的相關(guān)器10獲取與延長(zhǎng)了保護(hù)間隔GI長(zhǎng)度的量的接收信號(hào)之間的自相關(guān)、即獲取相隔了有效碼元S的量的保護(hù)間隔GI長(zhǎng)度的量的接收信號(hào)的相關(guān)度。時(shí)間同步使用相關(guān)器10檢測(cè)OFDM碼元周期中相關(guān)器輸出的相關(guān)值(＝功率P)為最大的時(shí)間位置，以該時(shí)間位置為基準(zhǔn)來確定FFT輸入的窗口位置(相關(guān)窗口11、12)。
如圖9所示，相關(guān)器10的相關(guān)度輸出信號(hào)S10由于在僅1個(gè)路徑進(jìn)行接收時(shí)、在主到來路徑(S2)的時(shí)間位置上確立最強(qiáng)的相關(guān)性(即，最大功率P1-1、P1-2)，所以能夠良好地進(jìn)行接收。但是如圖10所示，在2個(gè)路徑進(jìn)行接收時(shí)、在主到來路徑(S2)和長(zhǎng)延遲路徑(S2-1)各自的到來時(shí)間位置上顯現(xiàn)較強(qiáng)的相關(guān)性(即，最大功率P1-1、P2-1和P1-2、P2-2)，成為具有2個(gè)相隔2個(gè)路徑各自的延遲時(shí)間間隔的頂點(diǎn)的、與梯形相似的相關(guān)度輸出信號(hào)S10(＝S2+S2-1)的軌跡。在實(shí)際通信中，通過OFDM調(diào)制信號(hào)的波形或者干擾功率成分的影響，這2個(gè)頂點(diǎn)的高度(功率P1-1、P2-1和P1-2、P2-2)分別產(chǎn)生變化，所以當(dāng)使用該相關(guān)度輸出信號(hào)S10獲取FFT輸入信號(hào)的時(shí)間同步的情況下，由于在最大相關(guān)度的位置相隔長(zhǎng)延遲時(shí)間的量的2個(gè)時(shí)間位置之間變化，所以具有時(shí)間同步不穩(wěn)定，產(chǎn)生ISI而接收特性惡化的課題。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的相關(guān)值生成方法使經(jīng)過OFDM調(diào)制而對(duì)有效碼元附加了保護(hù)間隔的接收信號(hào)延遲，求出時(shí)間位置不同的多個(gè)相關(guān)值，相加上述多個(gè)相關(guān)值來生成FFT時(shí)間同步用的相關(guān)度輸出信號(hào)。
本發(fā)明的相關(guān)器具有相關(guān)值計(jì)算單元，其使經(jīng)過OFDM調(diào)制而對(duì)有效碼元附加了保護(hù)間隔的接收信號(hào)延遲，計(jì)算出時(shí)間位置不同的多個(gè)相關(guān)值；以及加法單元，其對(duì)由上述相關(guān)值計(jì)算單元計(jì)算出的上述多個(gè)相關(guān)值進(jìn)行相加，輸出FFT時(shí)間同步用的相關(guān)度輸出信號(hào)。
根據(jù)本發(fā)明的相關(guān)值生成方法及相關(guān)器，通過使OFDM碼元延遲而對(duì)其進(jìn)行相加，從而生成成為中央突起的梯形的波形的相關(guān)度輸出信號(hào)，所以特別是在OFDM信號(hào)為單個(gè)和2個(gè)的情況下很有效。因此，即使在接收包含相當(dāng)于等功率的長(zhǎng)延遲路徑在內(nèi)的接收信號(hào)的情況下，最大相關(guān)時(shí)間位置的變動(dòng)也較小，F(xiàn)FT時(shí)間同步較為穩(wěn)定，減輕ISI導(dǎo)致的接收特性惡化。



圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施例1的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器的概要結(jié)構(gòu)圖。
圖2是表示圖1的相關(guān)度輸出信號(hào)S24的示意圖。
圖3是表示本發(fā)明的實(shí)施例2的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器的概要結(jié)構(gòu)圖。
圖4是表示本發(fā)明的實(shí)施例3的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器的概要結(jié)構(gòu)圖。
圖5是表示本發(fā)明的實(shí)施例4的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器的概要結(jié)構(gòu)圖。
圖6是表示以往的OFDM方式下的傳播信號(hào)的幀結(jié)構(gòu)的圖。
圖7是表示以往的OFDM方式的解調(diào)裝置的概要結(jié)構(gòu)圖。
圖8是表示圖7的相關(guān)窗口和接收信號(hào)之間的關(guān)系的圖。
圖9是表示1個(gè)路徑接收時(shí)的圖7的相關(guān)度輸出信號(hào)S10的例子的圖。
圖10是表示2個(gè)路徑接收時(shí)的圖7的相關(guān)度輸出信號(hào)S10的例子的圖。
符號(hào)說明 3保護(hù)間隔去除部；4FFT部；20、20A、20B、20C相關(guān)器；21-1～21-5延遲電路；22-1～22-3乘法電路；23-1～23-3積分電路；24加法電路；25地址解碼器；26存儲(chǔ)器；27選擇器；28-1、28-3增益電路
具體實(shí)施例方式 FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器具有相關(guān)值計(jì)算單元和加法單元。相關(guān)值計(jì)算單元使經(jīng)過OFDM調(diào)制而對(duì)有效碼元附加了保護(hù)間隔的接收信號(hào)延遲，求出時(shí)間位置不同的多個(gè)相關(guān)值。加法單元將由相關(guān)值計(jì)算單元計(jì)算出的多個(gè)相關(guān)值相加來輸出FFT時(shí)間同步用的相關(guān)度輸出信號(hào)。
(實(shí)施例1的結(jié)構(gòu)) 圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施例1的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器的概要結(jié)構(gòu)圖。
該FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器20具有相關(guān)值計(jì)算單元，其例如設(shè)置在對(duì)應(yīng)于以往的圖7的解調(diào)裝置中的相關(guān)器10的部位上，使相當(dāng)于圖7的數(shù)字基帶信號(hào)S2的接收信號(hào)S19延遲來計(jì)算時(shí)間位置不同的多個(gè)相關(guān)值；將該多個(gè)相關(guān)值相加來輸出FFT時(shí)間同步用的相關(guān)度輸出信號(hào)S24的加法單元(例如加法電路)24。上述相關(guān)值計(jì)算單元由下面部分構(gòu)成使接收信號(hào)S19延遲的延遲單元(例如由移位寄存器等構(gòu)成的延遲電路)21-1～21-5；將該延遲電路21-1～21-5中的延遲前的接收信號(hào)和延遲后的接收信號(hào)相乘的乘法單元(例如乘法電路)22-1～22-3；以及對(duì)該乘法電路22-1～22-3的乘法結(jié)果進(jìn)行積分而求出相隔了相同的延遲時(shí)間間隔的多個(gè)相關(guān)值的積分單元(例如積分電路)23-1～23-3。
延遲電路21-1～21-5中的各延遲電路21-1、21-2的延遲時(shí)間長(zhǎng)度相等，各延遲電路21-3、21-4、21-5是延遲時(shí)間長(zhǎng)度為有效碼元S的電路。這些延遲電路21-1、21-2、21-5與輸入接收信號(hào)S19的輸入端子串聯(lián)連接，而且在該輸入端子上連接延遲電路21-3，并且在延遲電路21-1的輸出側(cè)連接延遲電路21-4。
接收信號(hào)S19的輸入端子和延遲電路21-3的輸出側(cè)連接有乘法電路22-1，而且在延遲電路21-1和22-4的輸出側(cè)連接有乘法電路22-2，并且在延遲電路21-2和21-5的輸出側(cè)連接有乘法電路22-3。乘法電路22-1是進(jìn)行延遲電路21-1的輸入信號(hào)和延遲電路21-3的輸出信號(hào)之間的復(fù)素乘法運(yùn)算的電路，乘法電路22-1是進(jìn)行延遲電路21-2的輸入信號(hào)和延遲電路21-4的輸出信號(hào)之間的復(fù)素乘法運(yùn)算的電路，并且，乘法電路21-3是進(jìn)行延遲電路21-3的輸入信號(hào)和延遲電路21-5的輸出信號(hào)之間的復(fù)素乘法運(yùn)算的電路。
各乘法電路22-1～22-3的輸出側(cè)分別連接有積分電路23-1～23-3。各積分電路23-1～23-3是對(duì)從各乘法電路22-1～22-3輸出的長(zhǎng)度為保護(hù)間隔GI的信號(hào)進(jìn)行積分的電路，在其輸出側(cè)連接有加法電路24。加法電路24是將積分電路23-1～23-3的輸出信號(hào)相加來輸出相關(guān)度輸出信號(hào)S24的電路。
(實(shí)施例1的相關(guān)值生成方法) 本實(shí)施例1的相關(guān)器20的相關(guān)值生成方法中，如果輸入接收信號(hào)S19，則該接收信號(hào)S19通過延遲電路21-1、21-2、21-5依次延遲，然后，接收信號(hào)S19通過延遲電路21-3被延遲，并且延遲電路21-1的輸出信號(hào)通過延遲電路21-4而延遲。在乘法電路22-1中將接收信號(hào)S19與延遲電路21-3的輸出信號(hào)相乘，在乘法電路22-2中將延遲電路21-1的輸出信號(hào)與延遲電路21-4的輸出信號(hào)相乘，而且在乘法電路22-3中將延遲電路21-2的輸出信號(hào)與延遲電路21-5的輸出信號(hào)相乘。
各乘法電路22-1～22-3的輸出信號(hào)在各積分電路23-1～23-3中被分別積分，輸出時(shí)間位置不同的相關(guān)值(即，時(shí)間位置錯(cuò)開的3個(gè)相關(guān)值)。該3個(gè)相關(guān)值在加法電路24中被相加而成為1個(gè)相關(guān)值，作為相關(guān)度輸出信號(hào)S24而輸出。
這樣，在本實(shí)施例1的相關(guān)值生成方法中，由于將時(shí)間位置錯(cuò)開的3個(gè)相關(guān)值相加而作為1個(gè)相關(guān)值輸出，所以當(dāng)存在具有與成為主到來波的路徑同等的接收功率的長(zhǎng)延遲路徑的情況下，由于在主到來路徑與長(zhǎng)延遲路徑的中間位置顯現(xiàn)較強(qiáng)的相關(guān)性，所以可以防止像以往那樣在主到來路徑與長(zhǎng)延遲路徑各自的到來時(shí)間位置上顯現(xiàn)較強(qiáng)的相關(guān)性，能夠抑制時(shí)間同步的偏差。
圖2(a)、(b)是表示圖1的相關(guān)度輸出信號(hào)S24的示意圖，該圖2(a)是表示僅是主到來路徑1個(gè)路徑進(jìn)行接收時(shí)的以往的相關(guān)度輸出信號(hào)S10和本實(shí)施例1的相關(guān)度輸出信號(hào)S24之間的比較的圖，該圖2(b)是表示等功率的主到來路徑和長(zhǎng)延遲路徑這2個(gè)路徑進(jìn)行接收時(shí)的以往的相關(guān)度輸出信號(hào)S10和本實(shí)施例1的相關(guān)度輸出信號(hào)S24之間的比較的圖。
如圖2(a)所示，本實(shí)施例1的相關(guān)度輸出信號(hào)S24與以往相同地在僅1個(gè)路徑進(jìn)行接收時(shí)在主到來路徑的時(shí)間位置上確立最強(qiáng)的相關(guān)性(以往的最大功率為P1-1、本實(shí)施例1的最大功率為P11)，所以能夠進(jìn)行良好的接收。
而且，如圖2(b)所示，在本實(shí)施例1中，與以往一樣，即使在2個(gè)路徑進(jìn)行接收時(shí)，也仍成為在主到來路徑和長(zhǎng)延遲路徑的中間位置上形成比長(zhǎng)延遲時(shí)間短的梯形上的頂點(diǎn)的相關(guān)度輸出信號(hào)S10、S24的軌跡。在各自的到來時(shí)間位置上顯現(xiàn)較強(qiáng)的相關(guān)性(最大功率P1-1、P2-1)，成為具有2個(gè)相隔2個(gè)路徑各自的延遲時(shí)間間隔的頂點(diǎn)的、與梯形相似的相關(guān)度輸出信號(hào)S10、S24的軌跡。在本實(shí)施例1的實(shí)際通信中，與以往同樣，頂點(diǎn)的高度由于OFDM調(diào)制信號(hào)的波形或者干擾功率成分的影響而分別變化，但在本實(shí)施例1中，成為頂點(diǎn)的時(shí)間距離T11比以往的時(shí)間距離T1要短。因此，使用本實(shí)施例1的相關(guān)度輸出信號(hào)S24獲取FFT輸入信號(hào)的時(shí)間同步的情況下，最大相關(guān)度的位置的偏移相比于使用以往的相關(guān)度輸出信號(hào)S10的情況要小，時(shí)間同步穩(wěn)定，能減輕ISI導(dǎo)致的接收特性惡化。
(實(shí)施例1的效果) 根據(jù)本實(shí)施例1具有下面(1)、(2)的效果。
(1)如圖2所示，在本實(shí)施例1中，通過使OFDM碼元延遲而對(duì)其進(jìn)行相加，從而生成作為中央突起的梯形的波形的相關(guān)度輸出信號(hào)S24。與此相對(duì)，在以往的相關(guān)度輸出信號(hào)S10中，由于僅對(duì)1個(gè)OFDM碼元進(jìn)行積分，所以只成為梯形的波形。像本實(shí)施例1的相關(guān)度輸出信號(hào)S24那樣中央具有突起的波形在OFDM信號(hào)為單個(gè)和2個(gè)的情況下是有效的。因此，在本實(shí)施例1中，即使在接收了包含相當(dāng)于等功率的長(zhǎng)延遲路徑在內(nèi)的接收信號(hào)S19的情況下，最大相關(guān)時(shí)間位置的變動(dòng)也較小，F(xiàn)FT時(shí)間同步較為穩(wěn)定，減輕ISI導(dǎo)致的接收特性惡化。
(2)當(dāng)把本實(shí)施例1應(yīng)用于例如地面數(shù)字播放時(shí)，使長(zhǎng)延遲2個(gè)路徑接收特性(延遲時(shí)間)可以提高約20％。
(實(shí)施例2的結(jié)構(gòu)) 圖3是表示本發(fā)明的實(shí)施例2的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器的概要結(jié)構(gòu)圖，對(duì)于表示與實(shí)施例1的圖1中的要素相同的要素附加相同的符號(hào)。
在本實(shí)施例1的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器20A中，成為削減了實(shí)施例1的相關(guān)器20中的延遲電路的電路規(guī)模的結(jié)構(gòu)，其具有延遲時(shí)間長(zhǎng)度相等的延遲電路21-1、21-2、21-4、21-5；以及延遲電路21-1、21-2和21-3的合計(jì)的延遲時(shí)間長(zhǎng)度為有效碼元S的延遲電路21-3，這些延遲電路21-1～21-5與輸入接收信號(hào)S19的輸入端子串聯(lián)連接。
之外，與實(shí)施例1同樣，該結(jié)構(gòu)具有進(jìn)行延遲電路21-1的輸入信號(hào)和延遲電路21-3的輸出信號(hào)之間的復(fù)素乘法運(yùn)算的乘法電路22-1；進(jìn)行延遲電路21-2的輸入信號(hào)和延遲電路21-4的輸出信號(hào)之間的復(fù)素乘法運(yùn)算的乘法電路22-2；以及進(jìn)行延遲電路21-3的輸入信號(hào)和延遲電路21-5的輸出信號(hào)之間的復(fù)素乘法運(yùn)算的乘法電路22-3。在這些各乘法電路22-1～22-3的輸出側(cè)與實(shí)施例1相同地分別連接有對(duì)長(zhǎng)度為保護(hù)間隔GI的輸入信號(hào)進(jìn)行積分的各積分電路23-1～23-3，而且在這些各積分電路23-1～23-3的輸出側(cè)連接有對(duì)這些輸出信號(hào)進(jìn)行相加來輸出相關(guān)度輸出信號(hào)S24的加法電路24。
(實(shí)施例2的相關(guān)值生成方法) 本實(shí)施例2的相關(guān)器20A的相關(guān)值生成方法中，如果輸入接收信號(hào)S19，則該接收信號(hào)S19通過延遲電路21-1～21-5依次延遲，這些各輸入輸出信號(hào)與實(shí)施例1同樣地通過乘法電路22-1～22-3被相乘，該各相乘結(jié)果被積分電路23-1～23-3積分而求出3個(gè)相關(guān)值，之后在加法電路24中被相加而成為1個(gè)相關(guān)值，作為相關(guān)度輸出信號(hào)S24而輸出。
這樣，在本實(shí)施例2中，成為削減了實(shí)施例1的延遲電路的電路規(guī)模的結(jié)構(gòu)，但相關(guān)值生成方法與實(shí)施例1大致相同地執(zhí)行。因此，與以往圖7的相關(guān)器10相同地，積分電路23-1以使延遲電路21-1、21-2和21-3的延遲時(shí)間長(zhǎng)度的合計(jì)為有效碼元S的方式進(jìn)行工作，以獲取延遲了有效碼元S的量的保護(hù)間隔GI的長(zhǎng)度的量的接收信號(hào)S19的相關(guān)度。與此相同，積分電路23-2也以使延遲電路21-1、21-3和21-4的延遲時(shí)間長(zhǎng)度的合計(jì)為有效碼元S的方式進(jìn)行工作，以獲取與以往相同的相關(guān)度，積分電路23-3也以使延遲電路21-3、21-4和21-5的延遲時(shí)間長(zhǎng)度的合計(jì)為有效碼元S的方式進(jìn)行工作，以獲取與以往相同的相關(guān)度。由此，可以通過積分電路23-1～23-3獲得錯(cuò)開了延遲電路21-1(和延遲電路21-2、21-4、21-5)中的延遲時(shí)間長(zhǎng)度的量的3個(gè)相關(guān)值。
(實(shí)施例2的效果) 根據(jù)本實(shí)施例2，相比于實(shí)施例1可以削減延遲電路的電路規(guī)模，且還具有與實(shí)施例1的效果(1)、(2)相同的效果。
(實(shí)施例3的結(jié)構(gòu)) 圖4是表示本發(fā)明的實(shí)施例3的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器的概要結(jié)構(gòu)圖，對(duì)于表示與實(shí)施例1的圖1中的要素相同的要素附加相同的符號(hào)。
在本實(shí)施例3的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器20B中，取代實(shí)施例1的相關(guān)器20中的延遲電路21-1～21-5，設(shè)置由地址解碼器25、存儲(chǔ)器26和選擇器27構(gòu)成的延遲單元。地址解碼器25構(gòu)成為通過改變生成地址的值而可以調(diào)整存儲(chǔ)接收信號(hào)S19的存儲(chǔ)器26所輸出的延遲時(shí)間間隔。選擇器27是對(duì)存儲(chǔ)器26的輸出信號(hào)按照各自的延遲時(shí)間改變連接目的地的電路。
在該選擇器27的輸入輸出側(cè)與實(shí)施例1相同地連接有乘法電路22-1～22-3，而且在其輸出側(cè)經(jīng)由積分電路23-1～23-3連接有加法電路24。
(實(shí)施例3的相關(guān)值生成方法) 本實(shí)施例3的相關(guān)器20B中，將實(shí)施例1的延遲電路21-1～21-5置換為存儲(chǔ)器26等，相關(guān)值生成方法與實(shí)施例1大致相同地執(zhí)行。
即，使從存儲(chǔ)接收信號(hào)S19的存儲(chǔ)器26輸出的信號(hào)與實(shí)施例1的時(shí)間關(guān)系相同。輸入給乘法電路22-1的信號(hào)使用當(dāng)前的接收信號(hào)S19和延遲了有效碼元S的量的接收信號(hào)。輸入給乘法電路22-2的信號(hào)使用與實(shí)施例1的延遲電路21-1(和延遲電路21-2)相同地延遲的接收信號(hào)和延遲相加了實(shí)施例1的延遲電路21-1和有效碼元延遲所相應(yīng)的量的接收信號(hào)。輸入給乘法電路22-3的信號(hào)使用實(shí)施例1的延遲了延遲電路21-1(和延遲電路21-2)的2倍的接收信號(hào)和延遲了相加實(shí)施例1的延遲電路21-1的2倍延遲和有效碼元延遲所相應(yīng)的量的接收信號(hào)。由此，進(jìn)行與實(shí)施例1大致相同的動(dòng)作。
本實(shí)施例3的相關(guān)器20B中，通過對(duì)延遲單元進(jìn)行存儲(chǔ)器化，從而例如削減構(gòu)成延遲電路的移位寄存器等，可以實(shí)現(xiàn)低耗電和小型化。而且，通過改變地址解碼器25生成的存儲(chǔ)器26的輸出地址，從而可以改變3個(gè)相關(guān)值輸出的延遲時(shí)間間隔，可以改變?yōu)楂@得偏差更少的相關(guān)值輸出。
(實(shí)施例3的效果) 根據(jù)本實(shí)施例3，除了具有實(shí)施例1的效果(1)、(2)，還具有以下效果。
(3)通過改變地址解碼器25對(duì)于存儲(chǔ)器26的輸出生成地址的值，從而可以改變?yōu)樽畲笙嚓P(guān)時(shí)間位置的變動(dòng)變小的延遲時(shí)間間隔。
(實(shí)施例4的結(jié)構(gòu)) 圖5是表示本發(fā)明的實(shí)施例4的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器的概要結(jié)構(gòu)圖，對(duì)于表示與實(shí)施例3的圖4中的要素相同的要素附加相同的符號(hào)。
在本實(shí)施例4的FFT時(shí)間同步用的相關(guān)器20C中，與實(shí)施例3的相關(guān)器20B相同，其具有地址解碼器25、存儲(chǔ)接收信號(hào)S19的存儲(chǔ)器26、按照各自的延遲時(shí)間對(duì)來自該存儲(chǔ)器26的輸出改變連接目的地的選擇器27、進(jìn)行該選擇器27的輸入輸出信號(hào)的復(fù)素乘法運(yùn)算的乘法電路22-1～22-3和對(duì)保護(hù)間隔GI長(zhǎng)度的量的輸入信號(hào)進(jìn)行積分的積分電路23-1～23-3。
本實(shí)施例4與實(shí)施例3不同之處在于，在積分電路23-1～23-3的輸出側(cè)新連接有加權(quán)單元(例如增益電路)28-1～28-3，在其輸出側(cè)連接了與實(shí)施例3相同的加法電路24。增益電路28-1是對(duì)從積分電路23-1輸出的積分值乘上可變常數(shù)的電路，增益電路28-3是對(duì)從積分電路23-3輸出的積分值乘上可變常數(shù)的電路，這些增益電路28-1、28-3的輸出信號(hào)和積分電路23-2的輸出信號(hào)通過加法電路24而相加，成為輸出相關(guān)度輸出信號(hào)S24的結(jié)構(gòu)。
(實(shí)施例4的相關(guān)值生成方法) 本實(shí)施例4的相關(guān)器20C的相關(guān)值生成方法與實(shí)施例3大致相同地執(zhí)行。其與實(shí)施例3不同的動(dòng)作在于，對(duì)于由積分電路23-1～23-3所求出的延遲后的3個(gè)相關(guān)值中的、由積分電路23-1、23-3所求出的2個(gè)相關(guān)值，通過增益電路28-1、28-3進(jìn)行加權(quán)。通過改變由增益電路28-1、28-3相乘的常數(shù)，可以改變延遲波的最大相關(guān)時(shí)間位置出現(xiàn)的偏差的程度，可以改變?yōu)槠钭钚〉南嚓P(guān)結(jié)果。
(實(shí)施例4的效果) 根據(jù)本實(shí)施例4，除了具有與實(shí)施例1的效果(1)、(2)和實(shí)施例3的效果(3)相同的效果之外，還具有以下效果。
(4)通過增益電路28-1、28-3來對(duì)除了時(shí)間上的中心的2個(gè)相關(guān)值輸出乘以常數(shù)，從而可以改變?yōu)樽畲笙嚓P(guān)時(shí)間位置的變動(dòng)變小的相關(guān)值輸出增益。
(變形例) 本發(fā)明不限于上述實(shí)施例1～4，可以實(shí)施各種使用方式和變形。作為該使用方式和變形例，例如有如下例子。
實(shí)施本發(fā)明的相關(guān)值生成方法的相關(guān)器的結(jié)構(gòu)不限于圖中所示的結(jié)構(gòu)，可以改變?yōu)槠渌碾娐方Y(jié)構(gòu)。例如，也可以僅用存儲(chǔ)器26構(gòu)成圖4和圖5的延遲單元，或用地址解碼器25和存儲(chǔ)器26構(gòu)成圖4和圖5的延遲單元，或者對(duì)它們附加其他電路。
本發(fā)明的相關(guān)值生成方法和相關(guān)器不限于地面數(shù)字播放，還能應(yīng)用于使用OFDM調(diào)制的所有場(chǎng)合，對(duì)這些領(lǐng)域也強(qiáng)烈預(yù)見到其特性的改善。
權(quán)利要求
1.一種相關(guān)值生成方法，其特征在于，使經(jīng)過OFDM調(diào)制而對(duì)有效碼元附加了保護(hù)間隔的接收信號(hào)延遲，求出時(shí)間位置不同的多個(gè)相關(guān)值，相加上述多個(gè)相關(guān)值來生成FFT時(shí)間同步用的相關(guān)度輸出信號(hào)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的相關(guān)值生成方法，其特征在于，對(duì)上述多個(gè)相關(guān)值進(jìn)行加權(quán)后進(jìn)行相加。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的相關(guān)值生成方法，其特征在于，上述多個(gè)相關(guān)值的個(gè)數(shù)為3個(gè)。
4.一種相關(guān)器，其特征在于，該相關(guān)器具有
相關(guān)值計(jì)算單元，其使經(jīng)過OFDM調(diào)制而對(duì)有效碼元附加了保護(hù)間隔的接收信號(hào)延遲，計(jì)算出時(shí)間位置不同的多個(gè)相關(guān)值；以及
加法單元，其將由上述相關(guān)值計(jì)算單元計(jì)算出的上述多個(gè)相關(guān)值相加，輸出FFT時(shí)間同步用的相關(guān)度輸出信號(hào)。
5.一種相關(guān)器，其特征在于，該相關(guān)器在權(quán)利要求4所述的相關(guān)器中還具有加權(quán)單元，該加權(quán)單元對(duì)由上述相關(guān)值計(jì)算單元計(jì)算出的上述多個(gè)相關(guān)值進(jìn)行加權(quán)，并在上述加法單元中將加權(quán)后的上述多個(gè)相關(guān)值相加。
6.根據(jù)權(quán)利要求4或5所述的相關(guān)器，其特征在于，上述相關(guān)值計(jì)算單元由以下部分構(gòu)成
使上述接收信號(hào)延遲的延遲單元；
將上述延遲單元中的延遲前的接收信號(hào)和延遲后的接收信號(hào)進(jìn)行相乘的乘法單元；以及
對(duì)上述乘法單元的乘法結(jié)果進(jìn)行積分來求出相隔相同的延遲時(shí)間間隔的上述多個(gè)相關(guān)值的積分單元。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的相關(guān)器，其特征在于，上述延遲單元由多個(gè)延遲電路構(gòu)成。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的相關(guān)器，其特征在于，上述延遲單元具有存儲(chǔ)上述接收信號(hào)并使其延遲期望的延遲時(shí)間量而輸出的存儲(chǔ)器。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的相關(guān)器，其特征在于，上述延遲單元具有
存儲(chǔ)上述接收信號(hào)并使其延遲期望的延遲時(shí)間量的存儲(chǔ)器；以及
通過改變用于生成地址的值而可以調(diào)整從上述存儲(chǔ)器輸出的延遲時(shí)間間隔的地址解碼器。
10.根據(jù)權(quán)利要求5至9中的任一項(xiàng)所述的相關(guān)器，其特征在于，上述加權(quán)單元由用于乘上常數(shù)的增益電路構(gòu)成。
11.根據(jù)權(quán)利要求5至10中的任一項(xiàng)所述的相關(guān)器，其特征在于，上述多個(gè)相關(guān)值的個(gè)數(shù)為3個(gè)。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的相關(guān)器，其特征在于，上述加權(quán)單元由用于對(duì)上述3個(gè)相關(guān)值中、除去時(shí)間上的中心之后的2個(gè)相關(guān)值乘上常數(shù)的2個(gè)增益電路構(gòu)成。
全文摘要
本發(fā)明提供相關(guān)值生成方法以及相關(guān)器，實(shí)現(xiàn)即使在接收包含相當(dāng)于等功率的長(zhǎng)延遲路徑在內(nèi)的接收信號(hào)的情況下，最大相關(guān)時(shí)間位置的變動(dòng)也較小，F(xiàn)FT時(shí)間同步較為穩(wěn)定，減輕碼元間干擾導(dǎo)致的接收特性惡化。在相關(guān)器(20)的相關(guān)值生成方法中，輸入接收信號(hào)(S19)，通過延遲電路(21-1～21-5)、乘法電路(22-1～22-3)和積分電路(23-1～23-3)來求出時(shí)間位置錯(cuò)開的3個(gè)相關(guān)值，用加法電路(24)相加該3個(gè)相關(guān)值來作為1個(gè)相關(guān)值輸出。由此，當(dāng)存在具有與成為主到來波的路徑同等的接收功率的長(zhǎng)延遲路徑的情況下，通過在主到來路徑和長(zhǎng)延遲路徑的中間位置上顯現(xiàn)較強(qiáng)的相關(guān)性，從而可以抑制時(shí)間同步的偏差。
文檔編號(hào)H04L27/26GK101170536SQ200710146569
公開日2008年4月30日 申請(qǐng)日期2007年8月21日 優(yōu)先權(quán)日2006年10月23日
發(fā)明者赤堀博次 申請(qǐng)人:沖電氣工業(yè)株式會(huì)社