專利名稱：相干協(xié)作uwb通信系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及超寬帶(或UWB)遠程通信領域和協(xié)作遠程通信系統(tǒng)領域。
背景技術：
UWB遠程通信系統(tǒng)已經(jīng)成為近年來重要的研究主題。這些系統(tǒng)的特征是它們直接工作在位于所謂的超寬帶信號上的基帶內(nèi)。術語UWB信號通常用來指遵守2002年2月14日的FCC規(guī)程(2005年3月修訂)中規(guī)定的頻譜屏蔽的信號，即實質(zhì)上是3.1到10.6GHz頻譜帶內(nèi)的并具有至少500MHz到-10dB的帶寬的信號。UWB信號被劃分為兩類多頻帶OFDM(MB-OFDM)信號和UWB脈沖信號。UWB脈沖信號由幾百皮秒量級到納秒量級的極短脈沖組成。以下，我們將討論限制在UWB脈沖系統(tǒng)。
UWB系統(tǒng)是用于無線個人網(wǎng)絡(WPAN)的合適的候選者。在諸如蜂窩遠程通信網(wǎng)絡等傳統(tǒng)的無線網(wǎng)絡中，連接建立在發(fā)送器和接收器之間，而不需要第三方終端的參與。為了改進無線網(wǎng)絡的空間覆蓋率，已經(jīng)提出了一種用于終端之間協(xié)作的專門體系結構實施策略。
圖1非常示意性地示出了用于這種網(wǎng)絡中的協(xié)作的策略。源端s發(fā)送數(shù)據(jù)流到目的端d。終端r也接收由s發(fā)送的數(shù)據(jù)流并把它轉(zhuǎn)發(fā)到目的端d。因而終端r在s和d之間的數(shù)據(jù)傳輸中進行協(xié)作。例如，如果信道s-d質(zhì)量很差，特別是由于s和d之間的障礙物的存在，信道s-r-d就使得繞過障礙物而獲得滿意的質(zhì)量成為可能。為了進一步提高傳輸路徑的空間多樣性，可以由多個終端轉(zhuǎn)發(fā)數(shù)據(jù)流。另外，可以以單跳(single-hop)或多個連續(xù)跳(multiple-hop)的形式轉(zhuǎn)發(fā)數(shù)據(jù)流。
眾所周知，在TDMA無線網(wǎng)絡中，每個終端均具有專用的傳輸間隔。因而區(qū)分為兩種協(xié)作模式并行協(xié)作和串行協(xié)作。
在并行協(xié)作模式中，中繼端在分配給源端的傳輸間隔期間接收來自源端的數(shù)據(jù)并在其自身的傳輸間隔期間將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)發(fā)到目的端。因此目的端經(jīng)由不同的路由路徑接收相同的數(shù)據(jù)，一次是在源端的傳輸間隔期間，第二次是在中繼端的傳輸間隔期間。雖然由于目的端依次接收數(shù)據(jù)使得術語并行好像不太合適，實際上這意味著兩個路由路徑之間不存在由源端和中繼端的傳輸間隔的時間分離產(chǎn)生的干擾。并行協(xié)作模式下的運行假定中繼端在其傳輸間隔期間不存在待傳輸?shù)娜魏翁囟ǖ臄?shù)據(jù)。這極大地減少了協(xié)作配置。
在串行協(xié)作模式下，中繼端在分配給源端的傳輸間隔期間接收和轉(zhuǎn)發(fā)來自源端的數(shù)據(jù)。為此，它可以在接收到的信號被放大后只是將其轉(zhuǎn)發(fā)(所謂的放大和轉(zhuǎn)發(fā)AF協(xié)議)或者其在轉(zhuǎn)發(fā)之前首先對信號進行解碼(所謂的解碼和轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)議)。目的端在分配給源端的傳輸間隔期間經(jīng)由不同的路由路徑接收來自源端的數(shù)據(jù)。
在K.Azariam等人發(fā)表在2005年12月的IEEE Trans.OnInformation Theory第51卷，12號，第4152-4172頁上的題為“Onthe achievable diversity-multiplexing tradeoff in half-duplexcooperative channels”的文章中闡述了特別是使用AF協(xié)議的協(xié)作系統(tǒng)。
由于源端的數(shù)據(jù)和通過中繼端轉(zhuǎn)發(fā)的同一個端的數(shù)據(jù)的同時傳輸，必須對數(shù)據(jù)進行編碼以確保其正交性。這種編碼稱為分布式時空編碼或DSTC。
協(xié)作遠程通信系統(tǒng)是類似于所謂MIMO(多進多出)多天線系統(tǒng)的具有傳輸空間多樣性的系統(tǒng)。用在接收器中的檢測的類型依賴于信道上可用的信息。作以下區(qū)分-所謂的相干系統(tǒng)，其中，接收器通常通過使用由發(fā)射器發(fā)射的引導符號對信道進行估計來獲知傳輸信道的特性。信道估計值隨后被用于檢測數(shù)據(jù)符號。相干系統(tǒng)通常用于高速應用中；-非相干系統(tǒng)，其中，接收器在沒有傳輸信道特性的現(xiàn)有信息的情況下，對數(shù)據(jù)符號執(zhí)行盲目檢測；-差分系統(tǒng)，其中，以關于兩個連續(xù)的傳輸符號的相位或振幅差的形式對數(shù)據(jù)符號進行編碼。這些系統(tǒng)可以不需要接收器側(cè)的信道的信息。
使用AF協(xié)議的相干協(xié)作系統(tǒng)的第一個實例參見從站點www.comelec.enst.fr上可得到的S.Yang和J-C Belfiore的題為“Optimal space-time codes for the MIMO amplify-and-forwardcooperative channel”的文章。該文章還對源端、中繼端、和目的端都是多天線類型這種情況提出了K.Azariam的文章中的協(xié)作系統(tǒng)的泛化。所述的系統(tǒng)具有高編碼增益，以及由此帶來的優(yōu)良的BER性能。然而，其不能用于UWB信號。實際上，所論述的這種系統(tǒng)使用具有復系數(shù)的DSTC編碼(其因而具有相位數(shù)據(jù))。然而，考慮到所用脈沖的極短的持續(xù)時間，以及因此考慮到UWB信號的帶寬，從其中提取相位數(shù)據(jù)極為困難。
使用AF協(xié)議的相干協(xié)作系統(tǒng)的第二個實例參見C.Abou-Rjeilyet al.提交給Kluwer出版社出版的題為“Distributed algebraic spacetime codes for ultra wideband communications”的文章。與第一個實例不同，該系統(tǒng)使用實DSTC編碼系數(shù)和UWB信號。然而，其BER性能要比前一個系統(tǒng)差。
本發(fā)明的目標是提供一種相干協(xié)作系統(tǒng)，其使用UWB信號，同時展現(xiàn)比現(xiàn)有技術的編碼增益更高的編碼增益。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明由用于UWB脈沖遠程通信系統(tǒng)的分布式時空編碼方法定義，其中，源端在由K幀(K≥1)構成的傳輸間隔期間發(fā)送信號到目的端，其中每一幀被分割成第一和第二半幀，接收在每個第一半幀期間傳輸?shù)男盘?，隨后信號被放大后、在下一個第二半幀期間由所述系統(tǒng)的K個中繼端中的不同的中繼端再轉(zhuǎn)發(fā)。所述源端對屬于PPM調(diào)制字母表或包括多個時間位置的復合PPM-PAM調(diào)制字母表的4K數(shù)據(jù)符號進行編碼，以提供每幀四個傳送符號的序列，從使用屬于有理數(shù)范圍的2K的實數(shù)代數(shù)擴張(real algebraicextension)的多個系數(shù)的所述數(shù)據(jù)符號的4K線性組合獲得所述傳輸符號，以及，對于每幀的所述序列內(nèi)的預定排列的所述傳輸符號之一，還要從其PPM分量(component)的置換而獲得所述傳輸符號。這樣獲得的傳輸符號對UWB脈沖信號進行調(diào)制。
本發(fā)明還由用于在由K(K≥1)幀組成的傳輸間隔(TTI)期間傳輸信號到目的地端的UWB脈沖遠程通信終端的編碼裝置定義，其中，所述編碼裝置包括-第一分配裝置，用于提供屬于包括M個時間位置的復合PPM-PAM調(diào)制字母表的4K數(shù)據(jù)符號，其具有K個并行編碼模塊，每個編碼模塊對應于一個幀并且對所述4K數(shù)據(jù)符號進行操作以提供四個傳輸符號；-第二分配裝置，用于為每個編碼模塊提供屬于有理數(shù)范圍的實數(shù)代數(shù)擴張的一組4K個系數(shù)(VK，V1K)；-每個編碼模塊適于通過其收到的4K個系數(shù)對所述4K數(shù)據(jù)符號進行線性組合，以及執(zhí)行通過組合而得到的符號中的一個的PPM分量的置換；-多條串行安裝的中繼線，每條施加等于幀持續(xù)時間的延遲，以及在其輸入端接收編碼模塊的輸出。


參照附圖，閱讀本發(fā)明的優(yōu)選實施例，可以了解本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點，其中圖1以圖解法示出了用于無線網(wǎng)絡中的協(xié)作的策略；圖2以圖解法示出了用于根據(jù)使用多個中繼端的優(yōu)選實施例的協(xié)作的協(xié)議；圖3示出了PPM-PAM調(diào)制字母表的實例；圖4示出了由源端和目的地端之間的一致(consensus)做出的中繼端的選擇；圖5以圖解法示出了根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的源端的一般結構；
圖6以圖解法示出了圖5中所示的源端的模塊；圖7以圖解法示出了圖6中所示的模塊的第一子模塊；圖8以圖解法示出了圖6中所述的模塊的第二子模塊。
具體實施例方式
本發(fā)明的基本思想是使用協(xié)作策略(其使用由位置和幅度調(diào)制或PPM-PAM(脈沖位置調(diào)制和脈沖幅度調(diào)制)調(diào)制的UWB脈沖信號)以及確保通過特定類型的編碼維持待中繼的信號和中繼的信號之間的正交性。
所用的協(xié)作策略為AF類型，如圖2所示。在這種情況下，我們將考慮源端s，K個中繼端r1，r2，...，rK(K≥1)，以及目的端d。用TTI表示的傳輸間隔被分配給源端s。換句話說，在該時間窗口期間，只有源端s可以傳輸，中繼r1，r2，...，rK限于中繼由源端傳輸?shù)男盘枴?br> 在TTI窗口中由源端傳輸?shù)男盘栍蒏幀序列構成，每幀的持續(xù)時間為Tf并且由兩個半幀組成。例如，如果我們考慮該序列的第K幀，其第一個半幀由中繼端rK中繼，而源端傳輸其第二個半幀。因此，序列中的每幀的第一個半幀被不同的中繼端中繼。
傳輸間隔TTI使得能夠傳輸4K數(shù)據(jù)符號，K幀的每一幀提供兩種空間多樣性(源和中繼端)。更具體地，由s1，s2，...，s4K表示的4K數(shù)據(jù)符號被編碼為4K個傳輸符號c1k，c2k，c3k，c4k，(k＝1，...，K)，其中編碼不會退化(degenerate)且具有秩(rank)4K。
數(shù)據(jù)符號s1，s2，...，s4K為M-PPM-M′-PAM或M-PPM調(diào)制字母表的元素，后邊的字母表是為了描述而被看作第一種的特定情形(即M′＝1)。圖3中已經(jīng)以圖解法示出了這種基本調(diào)制M.M′的字母表。對于M個時間位置中的每一個，M′個調(diào)制幅度是可能的?？梢杂肕維矢量a＝(a1，...，aM)T(其中αm＝δ(m-d)α，其中d是PPM調(diào)制的位置，α是PAM調(diào)制的幅度，δ(.)是Dirac分布)表示字母表符號。因此，數(shù)據(jù)符號隨后將被看作M個PPM分量的矢量，其中單個矢量為非零值并且等于PAM字母表的元素。
回到圖2，注意到源端在第k幀的第一半幀期間傳輸符號c2k，c4k，隨后在第二半幀期間傳輸符號c1k，c3k。中繼端rk在第一半幀期間接收符號c2k，c4k并在第二半幀期間轉(zhuǎn)發(fā)它們。因此，在第二半幀期間，不考慮傳播時間，目的端接收四個傳輸符號，其可以以2M×2維的時空編碼矩陣Ck的形式表示Ck=c1kc2kc3kc4k---(1)]]>用矩陣的不同行(垂直方向)給出時間維度，用不同的列(水平方向)給出空間維度(源端和中繼端)。
根據(jù)本發(fā)明，從數(shù)據(jù)符號s1，s2，...，s4K得到時空編碼矩陣Ck，如下所示c1k=Σi=1Kviksi+θΣi=1KviksK+i---(2)]]>
c2k=Σi=1Kviks2K+i+θΣi=1Kviks3K+i---(3)]]>c3k=Ω(Σi=1Kviks2K+i+θ1Σi=1Kviks3K+i)---(4)]]>c4k=Σi=1Kviksi+θ1Σi=1KviksK+i---(5)]]>其中，系數(shù)vik(i＝1，...，K)為標量，將在下面給出其特性，θ和θ1為二次多項式P(X)的共軛根，其在有理數(shù)的范圍 內(nèi)不可約分，并且具有絕對正的判別式。因此根θ和θ1為不相同的實根。有利地，可以將P(X)＝X2-X-1視為多項式，其中θ為黃金數(shù)(golden number)θ=1+52,]]>以及θ1=1-52.]]>在表達式(4)中，Ω是沒有減小到簡單對換(transposition)的M×M維置換矩陣(循環(huán)的或非循環(huán)的)。置換是有序集{1，...，M}到其自身上的除恒等(identity)以外的任意雙向單射應用。循環(huán)置換ω由關系式ω(m)＝m+q(mod M)定義，其中q為整數(shù)(1＜q≤M-1)。例如，對于M≥3，Ω可以是簡單的循環(huán)移位
其中IM-1×M-1是大小為M-1的識別矩陣(identify matrix)，01×M-1是大小為M-1的零行矢量，0M-1×1是大小為M-1的零列矢量。更普通地，矩陣Ω可以是與其元素中的任一個或多個符號的變化相關的置換矩陣。因此，在公式(6)中提供的實例的情形下，矩陣 χi＝±1也可以用在表達式(4)中。對于M＝2，取Ω=01-10]]>或Ω=0-110.]]>從表達式(2)到(5)可以理解傳輸符號c1k，c2k，c3k，c4k是類似于數(shù)據(jù)符號s1，s2，...，s4K的M維矢量，其中每個分量對應于調(diào)制位置。實質(zhì)上，它們通過數(shù)據(jù)符號的簡單線性組合(對于c3k，通過額外的運算，即可能結合有它們中的一些變符(sign inversion)的PPM分量的置換)而被得到。
通常，標量系數(shù)vik(i＝1，...，K)是有理數(shù)范圍 的K階的實數(shù)(非復數(shù))代數(shù)擴張的元素。換句話說，標量系數(shù)vik是的K次多項式Qk[X](其具有 上的系數(shù)且在 上不可約分)的實數(shù)根。多項式Qk[X]被選擇為與P[X]互質(zhì)的，那么表達式(2)到(5)中的標量系數(shù)vik，θvik，θ1vik是迭代代數(shù)擴張(即 [θ]上的2次F [θ]以及 上的2K次F [θ])的元素，也是實數(shù)，其中 [θ]是通過引入P[X]的根θ 而得到的 的代數(shù)擴張。根據(jù)表達式(2)至(5)，矢量c1k，c2k，c3k，c4k的分量也屬于代數(shù)擴張F。
表達式(2)至(5)可以寫成更緊湊的矩陣形式Ck=(Vkσ12)T(Vkσ34)TΩ(V1kσ34)T(V1kσ12)T---(8)]]>其中Vk＝(vk，θvk)，V1k＝(vk，θ1vk)，vk=(v1k,v1k,...,vKk)]]>被定義為標量系數(shù)的行矢量以及σ12＝(s1，..，sK，sK+1，..，s2K)T；σ34＝(s2K+1，..，s3K，s3K+1，..，s4K)T；換句話說，σ12是結合了2K個第一數(shù)據(jù)符號的2K×M維矩陣，σ34是結合了下一2K個符號的相同維數(shù)的矩陣。注意數(shù)據(jù)符號是M維列矢量。
時空編碼的傳輸符號c1k，c2k，c3k，c4k(k＝1，...，K)用于調(diào)制UWB信號的位置和幅度。更具體地，每個半幀被分成兩個符號時間，持續(xù)時間為Ts＝Tf/4，并且傳輸符號在每個符號時間被傳輸。每個符號時間有利地提供了M個調(diào)制位置τ1，τ2，...，τM，但未必等同地分布在調(diào)制位置上。如果c＝(c(1)，c(2)，...，c(m))T是傳輸符號，那么在相應的符號時間由源端傳輸?shù)男盘柨梢院唵伪硎緸閏(t)=Σm=1Mc(m)w(t-τm)---(9)]]>
其中w(t)是UWB脈沖的基本形式。其時間支持(time support)被選擇為基本上低于連續(xù)調(diào)制位置之間的間隔|τm+1-τm|。
對于相同幀的符號來說，調(diào)制位置是一致的。但是不同幀的調(diào)制位置可能是不相同的。還要注意所有源端的調(diào)制位置是一致的，在這種情況下，通過TDMA多路傳輸技術確保其正交性。因此，不需要通過傳統(tǒng)TH-UWB(跳時UWB)序列內(nèi)的跳時序列或通過乘以DS-UWB(直接擴展UWB)系統(tǒng)中的正交序列來分隔它們。然而，如果多個源端被授權在同一個間隔TTI期間同時訪問，則位置調(diào)制可用于調(diào)制TH-UWB、DS-UWB、或甚至是TH-DS-UWB信號。因此，通常，在一個符號時間期間傳輸?shù)男盘柨梢跃哂幸韵滦问絚(t)=u(t)⊗Σm=1Mc(m)δ(t-τm)---(9′)]]>其中u(t)是諸如TH-UWB、DS-UWB、或TH-DS-UWB等的UWB脈沖信號。以下，出于簡化敘述的目的，我們將討論限制到具有表達式(9)形式的源信號，而并不損害一般性。
源端s在第一符號時間期間在第k幀的第二半幀內(nèi)傳輸信號c1k(t)=AsΣm=1MΣi=1Kvik[si(m)+θsK+i(m)]w(t-τm)---(10)]]>以及在第二符號時間期間在第k幀的第二半幀內(nèi)傳輸信號c3k(t)=AsΣm=1MΣi=1Kvikχm[s2K+i(ω(m))+θ1s3K+i(ω(m))]w(t+Ts-τm)---(11)]]>
其中，ω是有序集{1，2，...，M}的置換，χm＝±1并且As是源端的傳輸功率的系數(shù)函數(shù)。
同時，在第k幀的第二半幀中，中繼rk在第一符號時間期間轉(zhuǎn)發(fā)該信號c2k(t)=αkAshsrkΣm=1MΣi=1Kvik[s2K+i(m)+θs3K+i(m)]w(t-τm)---(12)]]>其中hsrk是源端和中繼端rk之間的傳播路徑的衰減系數(shù)，αk是中繼端rk的放大增益；以及在第二符號時間期間轉(zhuǎn)發(fā)信號c4k(t)=αkAshsrkΣm=1MΣi=1Kvik[si(m)+θ1sK+i(m)]w(t+Ts-τm)---(13)]]>以下，我們將針對K的小值，給出對應于θ=1+52]]>的最好編碼增益的矢量vk。
對于單個中繼，矢量vk被簡單地變?yōu)闃肆恐礦＝1。
對于兩個中繼，矢量vk的分量可以有利地選擇等于v1k=3-φk2]]>和v2k=3-φk2φk,]]>其中，φ1＝1+和φ1＝1-。對于三個中繼，矢量vk的分量可有利地選擇等于
v1k=-2+2φk+3φk27;]]>v2k=6+φk-2φk27;]]>v3k=3-3φk-φk27;]]>其中，φk=2cos(2πk7).]]>對于四個中繼，矢量vk的分量可有利地選擇等于v1k=2+3φk-φk28;]]>v2k=2-φk8;]]>v3k=2-3φk+φk28;]]>v4k=2+φk8]]>其中，φk=2cos(πk8)]]>最后，對于五個中繼，矢量vk的分量可有利地選擇等于v1k=4+2φk+2φk2-φk311;]]>v2k=15-2φk-12φk2+φk3+3φk411;]]>v3k=6-7φk+4φk2+2φk3-φk411;]]>v4k=8+7φk+5φk2-3φk3-2φk411;]]>v5k=7+φk2+φk311;]]>其中，φk=2cos(2πk11)]]>系數(shù)vik被限定為一直到公倍系數(shù)(common multiplicationcoefficient)。與這些系數(shù)成比例的值導致編碼的相同的性能。在以降低編碼增益為代價的情況下，可以偏離這種比例的約束。結果表明比例的±10％的偏離不會顯著改變時空編碼的性能。該容限(tolerance)使得特別是能夠?qū)χT如8位字節(jié)的量化系數(shù)起作用。通過對標記i和/或k起作用的系數(shù)vik的任何置換都不會改變根據(jù)本發(fā)明的時空編碼的性能，換句話說，同時作用在矢量vk(k＝1，...，K)的相同分量上的與這些矢量的可能置換相結合的任何置換都不會改變根據(jù)本發(fā)明的時空編碼的性能。通過查看以下現(xiàn)象很容易理解這一點在表達式(2)、(3)、(4)、(5)中的第一置換等于其中所取的數(shù)據(jù)符號s1，...，s2K和s2K+1，...，s4K的次序(order)的置換。第二置換簡單地等同于這些幀的傳輸次序的改變。
而且，通過交換矩陣Ck的對角線和/或反對角線的元素(即調(diào)換(inversion)符號c1k和c4k和/或符號c2k和c3k的傳輸幀)，這種編碼的性能也是不變的。換句話說，在第k幀中的傳輸?shù)姆栃蛄锌梢允莄2k，c4k，c1k，c3k或c2k，c1k，c4k，c3k或c3k，c4k，c1k，c2k或c3k，c1k，c4k，c2k。
最后，共軛根θ和θ1的調(diào)換也不改變編碼性能。
以下，我們將考慮源端和中繼端的功率控制?？梢愿鶕?jù)兩種不同的模式來選擇系數(shù)AS和αk，即源端的傳輸功率PS和各種中繼端的放大增益。首先假定每個中繼端具有獨立于該中繼的開環(huán)功率控制，其將乘積αkhsrk維持在對應于恒定傳輸功率Pr的恒定功率。
根據(jù)第一種模式，選擇由中繼端傳輸?shù)墓β室员闼鼈兊暮妥袷厍笆龅腇CC頻譜屏蔽。換句話說，如果P是使得能夠遵守FCC頻譜屏蔽的功率值，則選擇源端和中繼端各自的功率，使得在間隔TTI上平均的總的源端和中繼端功率等于P，即(KPsTf+KPrTf/2)KTf=Ps+KPr/2=P---(14)]]>
因此可以理解對于相同的BER，第一模式可通過將其分布在源端和中繼端之間而能夠節(jié)省源端的功率。
根據(jù)第二種模式，源端和中繼端的各自的功率每個都將遵守FCC頻譜屏蔽。在這種情況下，傳輸?shù)目偣β适窃炊藛为殏鬏數(shù)墓β实?1+K/2)倍。換句話說，對于低于第一種運行模式或無中繼的運行模式(1+K/2)倍的信噪比，能夠獲得相同的BER。
如果信道s-d和rk-d的條件是已知的，例如已知這些信道上的各自的衰減系數(shù)，根據(jù)第一種模式的源端和中繼端之間的功率分布也可以考慮該衰減條件。那么選擇終端s和rk的各自的傳輸功率Ps和Prk使得Ps＝αsP以及Prk=αrkP---(15)]]>其中，系數(shù)αs和αrk驗證as+12Σk=1Kark=1---(16)]]>并且系數(shù)αs和αrk(例如)根據(jù)相對于各自的傳播路徑s-d和rk-d的相對衰減系數(shù)hsd和hrdk而被確定。
可選地，可以通過閉環(huán)傳輸功率控制(用于閉環(huán)功率控制的CL-PC)確定系數(shù)αs和αrk。為此，功率控制指示TPCs和TPCrk(傳輸功率控制)通過K+1條返回路徑被發(fā)送到終端s和rk。這假定周期性地存在對由源端傳輸?shù)闹苯有盘柡陀山K端rk中繼的信號的分別檢測。根據(jù)指示TPCs和TPCrk，終端s減少/增加αs，以及終端增加/減少αrk。共同確定指示以便總預算 保持等于1。
在對應于根據(jù)第二種模式的操作的可選方案中，能夠具有獨立的指示值TPCs和TPCrk，其中系數(shù)αs和αrk不再相關，而是每個保持小于1以便遵守頻譜屏蔽。
上述協(xié)作策略包括給定的K個中繼端r1，r2，...，rK。然而，通常，多個終端可適于中繼功能，因而在建立源端和目的端之間的通信之前，需要從這些合適的終端中選擇K個終端。
根據(jù)本發(fā)明的第一個可選實施例，基于接近性標準由源端s和目的端d之間的一致來選擇中繼端。假定終端可以根據(jù)傳統(tǒng)的偽距離或雙向傳播時間計算方法確定將它們分隔(對等測距(ranging))的距離。UWB信號由于它們的特性(短時間脈沖)高度適于定位應用。例如，在Neiyer S.Correal et al.的題為“An UWB relativelocation system”的文章中有用于計算UWB終端之間的距離的方法的描述，在站點www.ee.vt.edu上可找到這篇文章。
圖4以圖解法示出了用于選擇中繼端的程序。終端s和d首先確定分隔它們的距離Ds-d。終端s然后確定其鄰近鄰居集Ss為此，其計算把它從周圍的終端分隔開的距離并且選擇距離它小于Ds-d的那些終端。終端d類似地確定其鄰近鄰居集Sd。在集Ss∩Sd中選擇中繼端r1，r2，...，rK以使得和Ds-rk+Dr-dk最小，其中Ds-rk和Dr-dk分別為s和rk之間以及rk和d之間的距離。如果集Ss∩Sd是空的，則拋棄該協(xié)作過程。如果集Ss∩Sd包含K′(K′＜K)個終端，則可以在源端和目的端之間形成一致后采納具有K′個中繼的協(xié)作策略。
根據(jù)第二個可選實施例，基于誤碼率(BER)標準選擇中繼端。為此，源端傳輸預定的控制符號序列到周圍的終端。這個序列對所有的終端來說是已知的，并且接收序列的每個終端可以因此確定其BER。BER低于閾值的那些終端隨后發(fā)送可能指出了測得的誤碼率范圍和/或終端負載的確認信息到源端。源端選擇已經(jīng)報告了最低BER的中繼端rk。
圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的實施例的源端的一般結構。
標號500表示傳輸4K數(shù)據(jù)符號s1，s2，...，s4K的總線，在對應于M個分量的M條線上傳輸每個符號。源端包括K個并行對4K數(shù)據(jù)符號進行操作的模塊510，每個模塊510通過第二總線505(未詳細描述)接收一對先前存儲在存儲器中的特定的矢量Vk，V1k，即4K個系數(shù)。接收矢量Vk，V1k的分量的模塊510在其輸出上以c2k，c4k，c1k，c3k順序依次提供第k幀的傳輸符號。模塊510的輸出，除了那些對應于k＝1的以外，被施加到串行安裝并具有等于幀持續(xù)時間Tf(＝4Ts)的延遲值的K-1條延遲線520。例如，通過時鐘頻率為1/Ts且長度為4的并行運行的M個移位寄存器生成每條延遲線。因此，第一幀的傳輸符號c21，c41，c11，c31，然后是第二幀的傳輸符號c22，c42，c12，c32，等等，依次出現(xiàn)在輸出530處直到傳輸間隔TTI的最后一幀的c2K，c4K，c1K，c3K。
出現(xiàn)在輸出530處的傳輸符號隨后用于對相對于表達式(9)和(9′)而描述的UWB信號進行調(diào)制。
圖6示出了圖5的模塊510、更具體地是生成第k幀的傳輸符號的模塊510的一般結構。如前所述，該模塊從總線530接收數(shù)據(jù)符號s1，s2，...，s4K。出于方便的目的，總線表示為分別傳輸符號s1，...，sK，sK+1，...，s2K和s2K+1，...，s3K，s3K+1，...，s4K(即σ12和σ34)的兩條子總線631和632。
模塊510包括四個具有相同結構的子模塊610，這些子模塊中的兩個在輸入端接收符號s1，...，sK，sK+1，...，s2K，其它的兩個子模塊接收符號s2K+1，...，s3K，s3K+1，...，s4K。在接收符號s1，...，sK，sK+1，...，s2K的兩個子模塊610中，一個接收矢量Vk并生成符號c4k，而另一個接收矢量V1k并生成符號c1k。類似地，在接收符號s2K+1，...，s3K，s3K+1，...，s4K的兩個子模塊610中，一個接收矢量Vk而另一個接收矢量V1k。接收矢量V1k的子模塊生成符號c2k。接收矢量Vk的模塊生成其PPM分量經(jīng)受置換并且還可能經(jīng)受子模塊630中的符號(sign)變化的符號(symbol)。子模塊630生成符號c3k。
提供符號c2k的子模塊610直接連接到輸出640，其它子模塊的輸出連接到三條串行安裝的延遲線620的各自的輸入上，每條延遲線施加等于符號時間Ts的相同的延遲。因此，傳輸符號c2k，c4k，c1k，c3k與圖2中示出的符號序列一致，依次出現(xiàn)在輸出端640處。
圖7以圖解法示出了模塊610的結構。其在輸入端接收維數(shù)為2K的矢量V，例如Vk或V1k和維數(shù)為M的2K個矢量e1，...，eK，eK+1，...，e2K，例如s1，...，sK，sK+1，...，s2K或s2K+1，...s3K，s3K+1，...，s4K。通過乘法器710將V的2K個標量分量分別乘以這些矢量e1，...，eK，eK+1，...，e2K。用加法器720將由此得到的矢量相加。
圖8以圖解法示出了根據(jù)一個實施例的模塊510的子模塊630的結構。該子模塊執(zhí)行與矩陣Ω的乘法運算，其為可能結合有一個或多個這些分量的符號變化的M個輸入分量的置換。圖8中示出的實例對應于這些分量的簡單循環(huán)移位。
源端的結構可以具有許多可選方案，特別是在時空編碼過程中通過交換傳輸符號c1k和c4k和/或交換傳輸符號c2k和c3k在模塊510中引起的那些。它們包括在延遲線620的輸入端處的一個或多個分支交換。
另外，本領域技術人員能夠考慮到由于模塊510和子模塊610中的運算是相同的，因此能夠在并行和串行處理之間選擇折衷方案而不是建議的方案。特別地，能夠選擇使用單一模塊610和/或每子模塊610的單一子模塊510的大批量順序處理，但以本領域的技術人員熟知的方式犧牲在輸入端處的數(shù)據(jù)的多路復用以及對輸出端的數(shù)據(jù)多路分解。
根據(jù)傳統(tǒng)的AF協(xié)議，在第一個半幀期間由源端傳輸?shù)腢WB信號在第二個半幀中被中繼端重復。在這點上，本發(fā)明不要求對中繼端作修正。
最后，由源端傳輸、又被中繼端轉(zhuǎn)發(fā)的UWB信號可以由目的端以傳統(tǒng)的方式由MIMO接收器處理。該接收器可以包括，例如，Rake相關級，其后是確定級，確定級使用，例如，本技術領域的熟練技術人員已知的球形解碼器。
權利要求
1.用于UWB脈沖遠程通信系統(tǒng)的分布式時空編碼方法，其中，在由K幀構成的傳輸間隔期間，源端將信號傳輸?shù)侥康亩?，其中，K≥1，每幀被分成第一和第二半幀；接收在每個第一半幀中傳輸?shù)乃鲂盘?，然后在放大后、在下一個第二半幀期間由所述系統(tǒng)的K個中繼端中的不同中繼端轉(zhuǎn)發(fā)所述信號，其特征在于所述源端對屬于PPM調(diào)制字母表或包括多個時間位置的復合PPM-PAM調(diào)制字母表的4K數(shù)據(jù)符號進行編碼，以便提供每幀四個傳輸符號的序列，所述傳輸符號通過使用屬于有理數(shù)范圍的2K的實數(shù)代數(shù)擴張的多個系數(shù)的所述數(shù)據(jù)符號的4K個線性組合而得到，以及，對于每幀的所述序列內(nèi)的預定排列的所述傳輸符號之一，還通過其PPM分量的置換而得到。其中，如此獲得的所述傳輸符號調(diào)制UWB脈沖信號。
2.根據(jù)權利要求1所述的分布式時空編碼方法，其特征在于每幀的已經(jīng)歷過傳輸符號的PPM分量置換的所述傳輸符號還要經(jīng)受所述傳輸符號的PPM分量的一個或多個的變符。
3.根據(jù)權利要求1或2所述的分布式時空編碼方法，其特征在于從所述4K個數(shù)據(jù)符號s1，s2，s3，s4K中得到所述傳輸間隔的第k幀的四個傳輸符號c1k，c2k，c3k，c4k，如下c1k=Σi=1Kviksi+θΣi=1KviksK+i]]>c2k=Σi=1Kviks2K+i+θΣi=1Kviks3K+i]]>c3k=Ω(Σi=1Kviks2K+i+θ1Σi=1Kviks3K+i)]]>c4k=Σi=1Kviksi+θ1Σi=1KviksK+i]]>其中，所述vik，θvik，θ1vik是所述系數(shù)，其中i＝1，…，k；θ和θ1是有理數(shù)范圍內(nèi)的不可約分的二次多項式的實數(shù)共軛根，Ω是可能與一個或多個PPM分量的變符相關的PPM-PAM字母表的所述時間位置的置換運算；其中，在所述第k幀期間，由所述源端傳輸?shù)乃鲂蛄惺莄2k，c4k，c1k，c3k或c2k，c1k，c4k，c3k或c3k，c4k，c1k，c2k或c3k，c1k，c4k，c2k。
4.根據(jù)權利要求3所述的分布式時空編碼方法，其特征在于θ=1+52]]>和θ1=1-52]]>或θ1=1+52]]>和θ=1-52.]]>
5.根據(jù)權利要求4所述的分布式時空編碼方法，其特征在于K＝1和v11=1.]]>
6.根據(jù)權利要求4所述的分布式時空編碼方法，其特征在于K＝2以及v1k=3-φk2]]>和v2k=3-φk2φk,]]>其中，φ1＝1+，φ2＝1-，其中，系數(shù)vik被限定為一直到對標記i和/或k的置換，并且它們的值被限定為一直到公倍系數(shù)的±10％以內(nèi)。
7.根據(jù)權利要求4所述的分布式時空編碼方法，其特征在于K＝3以及v1k=-2+2φk+3φk27;]]>v2k=6+φk-2φk27;]]>v3k=3-3φk-φk27;]]>其中，φk=2cos(2πk7),]]>其中，系數(shù)vik被限定為一直到對標記i和/或k的置換，并且它們的值被限定為一直到公倍系數(shù)的±10％以內(nèi)。
8.根據(jù)權利要求4所述的分布式時空編碼方法，特征在于K＝4以及v1k=2+3φk-φk28;]]>v2k=2-φk8;]]>v3k=2-3φk+φk28;]]>v4k=2+φk8,]]>其中，φk=2cos(πk8),]]>其中，系數(shù)vik被限定為一直到對標記i和/或k上的置換，并且它們的值被限定為一直到公倍系數(shù)的±10％以內(nèi)。
9.根據(jù)權利要求4所述的分布式時空編碼方法，其特征在于K＝5以及v1k=4+2φk+2φk2-φk311;]]>v2k=15-2φk-12φk2+φk3+3φk411;]]>v3k=6-7φk+4φk2+2φk3-φk411;]]>v4k=8+7φk+5φk2-3φk3-2φk411;]]>v5k=7+φk2+φk311,]]>其中，φk=2cos(2πk11),]]>其中，系數(shù)vik被限定為一直到對標記i和/或k的置換，并且它們的值被限定為一直到公倍系數(shù)的±10％以內(nèi)。
10.根據(jù)前述權利要求中任一項所述的分布式時空編碼方法，其特征在于所述PPM分量的所述置換為循環(huán)置換。
11.根據(jù)前述權利要求中任一項所述的分布式時空編碼方法，其特征在于選擇所述源端和所述K個中繼端的傳輸功率以便分別等于αsP和αrkP，其中，k＝1，…，K，并且其中，P是遵守UWB頻譜屏蔽的功率值，并且其中，αs和αrk是系數(shù)，且滿足0＜αs＜1，0<αrk<1]]>以及αs+12Σk=1Kαrk=1.]]>
12.根據(jù)權利要求11所述的分布式時空編碼方法，其特征在于根據(jù)所述源端和所述目的端之間的傳播信道的各自條件以及所述中繼端和所述目的端之間的各自信道的各自條件確定所述系數(shù)αs和αrk。
13.根據(jù)權利要求11所述的分布式時空編碼方法，其特征在于分別通過從所述目的端到所述源端和所述K個中繼端的K+1條返回路徑的功率控制回路控制所述系數(shù)αs和αrk。
14.根據(jù)權利要求1至10中任一項所述的分布式時空編碼方法，其特征在于選擇所述源端和所述中繼端的每個所述傳輸功率以便等于遵守所述UWB頻譜屏蔽的功率值。
15.根據(jù)前述權利要求中任一項所述的分布式時空編碼方法，其特征在于由所述源端和目的端通過以下步驟確定所述K個中繼端-確定分隔所述源端和所述目的端的距離；-確定位于比到所述源端的所述距離近的距離處的第一組終端；-確定位于比到所述目的端的所述距離近的距離處的第二組終端；-從所述第一組和第二組終端的稱為候選終端的公共終端中選擇K個中繼端，作為使得所述源端和所述候選終端之間以及所述候選終端和所述目的端之間的距離的和最小的那些中繼端。
16.根據(jù)權利要求1到14中任一項所述的分布式時空編碼方法，其特征在于由所述源端和目的端通過以下步驟確定所述K個中繼端-確定分隔所述源端和所述目的端的所述距離；-確定位于比到所述源端的所述距離近的距離處的第一組終端；-確定位于比到所述目的端的所述距離近的距離處的第二組終端；-確定所述第一組和第二組終端的稱為候選終端的所述公共終端，以及通過所述源端將預定的符號序列發(fā)送到所述候選終端，其中，每個具有誤碼率的候選終端檢測所述序列，并且選擇所述K個中繼端作為檢測所述序列的、具有所述K個最低誤碼率的候選終端。
17.用于在由K幀構成的傳輸間隔(TTI)期間將信號傳輸?shù)侥康亩说腢WB脈沖遠程通信終端的編碼方法，K≥1，其特征在于其包括-第一分配裝置(500)，用于將屬于PPM調(diào)制字母表或包括M個時間位置的復合PPM-PAM調(diào)制字母表的4K個數(shù)據(jù)符號提供給K個并行編碼模塊(510)，其中，每個編碼模塊對應于一幀并且對所述4K數(shù)據(jù)符號進行運算以提供四個傳輸符號；-第二分配裝置(505)，用于將屬于有理數(shù)范圍的實數(shù)代數(shù)擴張的4K個系數(shù)(VK，V1K)提供給每個編碼模塊(510)；-每個編碼模塊適于通過其收到的所述4K個系數(shù)執(zhí)行所述4K個數(shù)據(jù)符號的線性組合，以及執(zhí)行通過組合得到的所述符號之一的PPM分量的置換；-串行安裝的多條延遲線(520)，每個施加等于所述幀持續(xù)時間的延遲，并且在其輸入端接收編碼模塊(510)的輸出。
18.根據(jù)權利要求17所述的編碼裝置，其特征在于每個編碼模塊(510)包括四個計算子模塊(610)，其特征還在于-所述第一分配裝置(500)適于將所述數(shù)據(jù)符號的第一半(s1，…，sK，sK+1，…，s2K)提供給所述子模塊的第一個和第四個以及將所述數(shù)據(jù)符號的第二半(S2K+1，…，s3K，s3K+1，…，s4K)提供給所述子模塊的第二個和第三個；-所述第二分配裝置(505)適于將所述系數(shù)(Vk)的第一半提供給所述第一和第二子模塊以及將所述系數(shù)(V1k)的第二半提供給所述第三和第四子模塊；-置換子模塊(630)適于在所述計算子模塊之一的所述輸出端執(zhí)行所述符號的所述PPM分量的置換；-串行安裝的多條延遲線(620)，每條施加等于傳輸符號的持續(xù)時間的延遲并且在其輸入端接收所述多個計算子模塊(610)之一的輸出或所述置換子模塊(630)的輸出。
19.根據(jù)權利要求18所述的編碼裝置，其特征在于所述置換模塊(630)還適于反轉(zhuǎn)其接收的所述符號的一個或多個PPM分量的符號。
20.根據(jù)權利要求18或19所述的編碼裝置，其特征在于每個計算子模塊(610)包括乘法裝置(710)，用于分別將其接收的所述2K個數(shù)據(jù)符號的每一個乘以其接收的2K個系數(shù)中的各自的系數(shù)；以及求和裝置(720)，用于對如此得到的2K個符號進行求和。
全文摘要
本發(fā)明涉及用于UWB脈沖遠程通信系統(tǒng)的分布式時空編碼方法，其中源端在由K幀(K≥1)構成的傳輸間隔期間將信號傳輸?shù)侥康亩耍恳粠环指畛傻谝缓偷诙霂?，接收在每個第一半幀期間傳輸?shù)男盘?，然后在下一個第二半幀期間、被放大后由所述系統(tǒng)的K個中繼端中的不同中繼端再轉(zhuǎn)發(fā)。源端對屬于PPM調(diào)制字母表或包括多個時間位置的復合PPM－PAM調(diào)制字母表的4K數(shù)據(jù)符號進行編碼，以提供每幀四個傳輸符號的序列，從使用屬于有理數(shù)范圍的2K次的實數(shù)代數(shù)擴張的多個系數(shù)的所述數(shù)據(jù)符號的4K線性組合獲得所述傳輸符號，以及，對于所述傳輸符號之一，還要從其PPM分量的置換而獲得所述傳輸符號。這樣獲得的傳輸符號對UWB脈沖信號進行調(diào)制。
文檔編號H04B1/69GK101087183SQ200710110750
公開日2007年12月12日 申請日期2007年6月6日 優(yōu)先權日2006年6月6日
發(fā)明者里耶伊利 沙迪·阿布 申請人:法國原子能委員會